Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
16. Методы синтеза сетки дискретных частот
. Прямой метод синтеза
Различают два метода синтеза сетки частот - прямой и косвенный.
При прямом синтезе требуемая частота получается непосредственно из эталонного высокостабильного колебания опорного генератора путем арифметических преобразований с использованием колебаний гетеродинного генератора.
Структура синтезатора, выполненного по методу прямого синтеза.
В этом синтезаторе используется принцип «идентичных декад».
Из сигнала кварцевого АГ в блоке опорных частот БОЧ формируется десять частот f0 ... f 9, кратных частоте fкв, и сигнал с частотой
Опорные частоты fo ... f 9 связаны соотношением
fn = fo + ndf , (7.14)
где n = 0, 1, 2, ... .
df - шаг сетки опорных частот.
Частота колебания на выходе делителя первой декады равна
.
С помощью декадных переключателей SА1... SАk сигнал одной из частот fo ... f9 можно подать на соответствующий смеситель. Полосовые фильтры выделяют сигналы суммарной частоты.
Частота выделенного сигнала уменьшается в 10 раз делителем, который в последней декаде отсутствует.
С учетом (7.14) получаем
На выходе делителя второй декады частота колебания соответствует
где n1 - номер положения переключателя SА1;
n2 - номер положения переключателя SА2.
На выходе полосового фильтра последней декады
. (7.15)
Положим, что f0 = 9 МГц, df = 1 МГц и k = 5. Тогда
(МГц).
Если все переключатели декад установить в положение n = 1, то частота будет f = 11,1111 МГц, причем ее значение совпадает с номерами переключателей. Если переключатели установить в положение n = 9, то f = 19,9999 МГц. Шаг перестройки частоты при k = 5 составляет 100 Гц.
Достоинства синтезаторов выполненных по методу прямого синтеза:
1. Возможность получения сколь угодно малого шага сетки частот за счет увеличения числа декад.
2. Идентичность большинства элементов декад.
3. Малое время перестройки ССЧ.
Недостаток - необходимость применения значительного числа смесителей и фильтров, что в конечном итоге усложняет достижение подавления побочных частот на выходе более чем – 60...80 дБ.
17. Методы синтеза сетки дискретных частот
Косвенный (когерентный) метод синтеза
Косвенный метод синтеза подразумевает формирование колебаний рабочей частоты ССЧ перестраиваемым АГ, работа которого синхронизируется высокостабильными колебаниями, формируемыми опорным АГ, с точностью до постоянства разности фаз. Это и послужило другому названию данного метода синтеза как когерентного.
В синтезаторах, построенных на основе метода косвенного синтеза (иногда называемого методом анализа), можно выделить три составные части:
1. Перестраиваемый по частоте АГ, частота колебаний которого fПАГ является выходной частотой синтезатора.
2. Цепь коррекции частоты перестраиваемого АГ. Для коррекции часто используются системы ФАПЧ.
3. Тракт анализа частоты fПАГ . В тракте анализа может быть использовано устройство прямого синтеза с той лишь разницей, что преобразование частоты ведется в обратном направлении (от fвых = fПАГ к частоте F, на которой работает фазовый детектор системы ФАПЧ).
Разнообразные схемы косвенного синтеза частот можно разделить на два типа:
1) с суммированием - вычитанием частоты в тракте анализа;
2) с делением частоты в тракте анализа.
На рис. 7.9 для примера представлена схема синтезатора, выполненная по методу косвенного синтеза с использованием вычитания частоты fПАГ в тракте анализа.
Тракт анализа частоты fПАГ представляет собой многократный преобразователь частоты. Выходным сигналом синтезатора являются колебания перестраиваемого АГ без каких-либо нелинейных преобразований. Это обеспечивает повышение спектральной чистоты выходного сигнала синтезатора по сравнению со спектральной чистотой колебаний на выходе синтезаторов, построенных по методу прямого синтеза частот, в которых выходной сигнал получается за счет нелинейных преобразований сигналов опорных частот.
В установившемся режиме работы системы ФАПЧ частота выходного сигнала синтезатора находится из соотношения
fвых = fПАГ = F + f1+ f2 + ... + fk , (7.16)
где f1 ... fk - частоты, выбираемые переключателями SА1... SАk тракта анализа частоты. Изменяя эти частоты можно изменять выходную частоту fвых.
Существенным недостатком синтезаторов рассмотренного типа является сложность получения шага частот менее 100...200 Гц. Это связано с тем, что шаг сетки частот определяется рабочей частотой фазового детектора F. При уменьшении F для обеспечения требуемой фильтрации этой частоты в тракте
ФАПЧ необходимо увеличивать инерционность фильтра нижних частот (ФНЧ). При этом возрастает длительность переходных процессов и время перестройки.
В заключение необходимо отметить, что в современных системах связи находит широкое применение комбинации методов синтеза рабочих частот ССЧ.
18.Методы фильтрации побочных составляющих в системах ДСЧ. Простая пассивная фильтрация.
19.Методы фильтрации побочных составляющих в системах ДСЧ. Компенсационный метод фильтрации.
Для выделения сигнала требуемой частоты из множества сигналов на частотах сетки применяют:
1. Перестраиваемые полосовые фильтры.
2. Компенсационный метод фильтрации.
3. Синхронизацию частоты перестраиваемого автогенератора системой фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ).
При перестройке полосовых фильтров в широком диапазоне частот трудно обеспечить узкую полосу пропускания. Следовательно, трудно обеспечить подавление побочных колебаний на выходе синтезатора более чем на 60...80 дБ.
Более эффективное подавление ненужных комбинационных составляющих осуществляется в синтезаторе, в котором используется компенсационная схема, представленная на рис.
Эта схема предполагает наличие устройства, формирующего частую сетку частот в довольно высокочастотном участке диапазона, например получаемую после модулятора в синтезаторе, выполненном по методу генератора гармоник. Принцип работы этой схемы основан на переносе спектра частот от генератора гармоник (ГГ) в область более низких частот, где относительная расстройка между соседними составляющими спектра больше и, следовательно, легче выделить требуемую частоту узкополосным фильтром. Спектр колебаний от ГГ fk = f ± kF смешивается с частотой вспомогательного генератора. На выходе первого смесителя образуется сигнал со спектром, аналогичным входному, но смещенным на частоту вспомогательного генератора. Последний подстраивается так, чтобы сигнал с разностной частотой с необходимой для выделения fвсп - fk попал в узкую полосу неперестраиваемого полосового фильтра.
Далее, с помощью того же вспомогательного АГ, второго смесителя и перестраиваемого полосового фильтра на выходе необходимая составляющая из спектра ГГ восстанавливается
fвсп - (fвсп - fk) = fk ,
причем нестабильность частоты вспомогательного АГ компенируется.
Недостатком этой схемы является образование во втором смесителе комбинационных частот типа
рfвсп ± q (fвсп - fk).
Чтобы выходной перестраиваемый полосовой фильтр в нужной мере подавил нежелательные комбинационные составляющие, не следует выбирать очень большое понижение частот при преобразовании в первом смесителе.
Рассмотрим принцип осуществления фильтрации требуемой составляющей из частотного спектра ГГ с помощью схемы ФАПЧ, представленной на рис.
Колебания от ГГ и перестраиваемого автогенератора (ПАГ) поступают на фазовый детектор (ФД), выходное напряжение которого определяется разностью фаз напряжений действующих на его входах. Выходное напряжение ФД через ФНЧ воздействует на управляющий элемент (например, варикап), который изменяет частоту перестраиваемого АГ, приближая ее к необходимой для выделения частоте из спектра колебаний на выходе ГГ.
В стационарном режиме, когда частоты fk и fпаг равны, в системе устанавливается постоянная разность фаз между сигналами ГГ и перестраиваемого АГ. Выходное напряжение ФД при этом постоянно. Поэтому между ФД и управляющим элементом включается устройство, пропускающее постоянную составляющую. Таким устройством является ФНЧ. Он устраняет из спектра выходного напряжения ФД нежелательные составляющие побочных частот ГГ. Если же побочные колебания попадут в полосу пропускания ФНЧ, то они окажутся и на выходе перестраиваемого АГ.
Процесс установления режима работы системы ФАПЧ требует определенного времени, т.е. система ФАПЧ обладает значительной инерционностью. Причем инерционность тем больше, чем меньше шаг сетки частот и, следовательно, уже полоса пропускания ФНЧ.
Следует иметь ввиду, что если необходимо перестроить АГ на другую частоту из спектра ГГ, необходимо изменить частоту и соответственно параметры контура АГ в более широких пределах, чем это возможно с помощью системы ФАПЧ. Такая перестройка осуществляется с помощью устройства выбора частоты возбудителя.
20.Цифровые синтезаторы частоты. ЦСЧ по методу прямого синтеза.
3. Цифровые синтезаторы частоты, общий принцип построения
В современных устройствах чаще всего осуществляют построение синтезаторов на основе цифровой схемотехники в виде делителей частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и импульсно-фазовых детекторов (ИФД).
3.1. ЦСЧ по методу прямого синтеза
Прямой цифровой синтезатор, ПЦС – синтезатор частот, в котором цифровыми методами непрерывно формируются отсчеты выходного сигнала.
Значения амплитуды сигнала, соответствующие текущей фазе формируемого сигнала, могут вычисляться в синтезаторе или выбираться из соответствующего ЗУ. Такие принципы формирования сигналов применяется соответственно в вычислительных и табличных СЧ.
Обобщенная структура прямого цифрового СЧ
В блоке вычисления фазы, называемом иногда накопителем фазы и реализуемым в виде счетчика времени, с частотой дискретизации fo определяется значение текущей фазы формируемого сигнала в виде цифрового кода.
Значение фазы передается по шине в блок вычисления амплитуды.
В блоке получения амплитуды хранятся данные о значении синусоиды для различных фаз. В соответствии с кодом установки частоты вычисляются текущие значения синусоиды. Частота fвых в импульсной последовательности на выходе ЦАП кратна шагу сетки частот: fвых = k F, где k = 1…N . Для сглаживания на выходе ЦАП включен ФНЧ. Число отчетов синусоиды 2N определяется объемом памяти секции вычисления отсчетов. Если все отсчеты синусоиды считываются с частотой fО = 1/ТО, то период импульсной последовательности на выходе блока ЦАП Т = ТО 2 N. Следовательно, минимальная частота импульсной последовательности
fмин = F = 1/ТО 2 N .
Изменяя число импульсов ОГ, считываемых за период ТО (т.е. число N), можно изменить частоту импульсной последовательности на выходе ЦАП.
Минимальное число импульсов ОГ равно двум, следовательно,
fмакс = 1/2ТО.
Верхняя частота fмакс определяется граничной частотой цифровых микросхем и ЦАП. С повышением этой частоты необходимо увеличивать быстродействие ЦАП.
В блоке получения амплитуды хранятся данные о значении синусоиды для различных фаз. В соответствии с кодом установки частоты вычисляются текущие значения синусоиды. Частота fвых в импульсной последовательности на выходе ЦАП кратна шагу сетки частот: fвых = k F, где k = 1…N . Для сглаживания на выходе ЦАП включен ФНЧ. Число отчетов синусоиды 2N определяется объемом памяти секции вычисления отсчетов. Если все отсчеты синусоиды считываются с частотой fО = 1/ТО, то период импульсной последовательности на выходе блока ЦАП Т = ТО 2 N. Следовательно, минимальная частота импульсной последовательности
fмин = F = 1/ТО 2 N .
Изменяя число импульсов ОГ, считываемых за период ТО (т.е. число N), можно изменить частоту импульсной последовательности на выходе ЦАП.
Минимальное число импульсов ОГ равно двум, следовательно,
fмакс = 1/2ТО.
Верхняя частота fмакс определяется граничной частотой цифровых микросхем и ЦАП. С повышением этой частоты необходимо увеличивать быстродействие ЦАП.
21.Цифровые синтезаторы частоты. ЦСЧ по методу косвенного (когерентного) синтеза.
3.2. ЦСЧ по методу косвенного (когерентного) синтеза
В цифровых синтезаторах, построенных по методу косвенного синтеза, в тракте анализа частоты на основе кольца АПЧ применяют делители с переменным коэффициентом деления частоты (ДПКД). Роль ДПКД выполняют триггерные счетчики, выполненные на цифровых интегральных схемах общего применения. Простейшая схема такого синтезатора показана на рис.
Сигнал с выхода ДПКД поступает на фазовый детектор, на который одновременно поступает сигнал от НЧ кварцевого АГ с частотой F. Выходное напряжение фазового детектора, как и в обычной системе ФАПЧ, через ФНЧ воздействует на управляющий элемент, который изменяет частоту перестраиваемого АГ. В синхронном состоянии частоты сигналов, сравниваемых на фазовом детекторе, оказываются равными
где N - коэффициент деления ДПКД.
Частота F низкочастотного кварцевого АГ определяет шаг сетки частот синтезатора, соответственно, коэффициент N деления ДПКД. Например, если выходная частота синтезатора fвых = fПАГ должна изменяться в пределах от 10 до 20 МГц с шагом 100 кГц коэффициент деления ДПКД должен быть в пределах N = 100...200.
Установка требуемой частоты fПАГ на выходе такого синтезатора достигается грубой предварительной установкой частоты перестраиваемого АГ (сопряжено с переключением N), а точная подстройка производится после этого системой ФАПЧ.
Возникновение побочных колебаний здесь возможно в результате паразитной фазовой модуляции при наличии переменной составляющей на выходе ИФД в стационарном режиме. Данные переменные составляющие могут быть подавлены до определенного уровня ФНЧ.
Простейшим вариантом ИФД является сумматор по модулю два и триггер с раздельным запуском (RS-триггер) с ФНЧ или схема типа «выборка – запоминание». Принцип действия ИФД на основе триггера поясним с помощью рис.
Импульсы, сформированные из напряжения опорного колебания, подаются на один из входов триггера и опрокидывают его. Импульсы, сформированные из колебаний ГУН, подаются на второй вход триггера и возвращают его в исходное состояние. В результате триггер вырабатывает импульсы Uвых, длительность которых пропорциональна сдвигу фаз колебаний UОГ и UГУН. При совпадении частот этих колебаний разность фаз между ними постоянна. Следовательно, длительность выходного импульса также постоянна. При наличии разности частот выходные импульсы оказываются модулированными по длительности. Постоянная составляющая выходной импульсной последовательности пропорциональна разности фаз. Выделение постоянной составляющей осуществляется с помощью ФНЧ. ФНЧ делается узкополосным, что резко сужает полосу пропускания ИФАПЧ и, таким образом, делает систему весьма инерционной.
Значительно лучшими характеристиками обладает ИФД типа «выборки – запоминание».
На один из входов ИФД подается пилообразное напряжение, сформированное из импульсов опорной последовательности в генераторе линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН). На второй вход ИФД подается последовательность импульсов UПАГ. Эти импульсы управляют работой ключа так, что запоминается уровень пилообразного напряжения, соответствующий моменту прихода импульса. Следовательно, выходные импульсы оказываются модулированными по амплитуде. Пиковый детектор запоминает выходное напряжение до прихода очередного импульса. Это напряжение и используется для подстройки ГУН. В выходном напряжении ИФД практически отсутствуют побочные составляющие.
ДПКД является одним из основных элементов ЦССЧ. Любой цифровой ДЧ содержит счетчик импульсов, объем которого должен изменяться с изменением коэффициента деления N. Счетчики импульсов содержат счетные декады, коэффициент пересчета которых изменяется от 1 до 10. Количество таких декад равно разрядности ДПКД. Рассмотрим двоичный счетчик на 10 реализованный на асинхронных RS- триггерах (рис.7.18).
Импульсы счета поступают на информационные инверсные входы Т. На установочные входы R подается сигнал с логического элемента И, объединяющего выходы 2 и 4 триггеров. При счете импульсов от одного до девяти схема работает как обычный двоичный счетчик. С приходом 10-го импульса в счетчике записывается состояние 0101. В этом случае на выходе ТТ2 и ТТ4 имеется сигнал, соответствующий логической 1. Схема И срабатывает и выдает один импульс на выход. Этот сигнал поступает на установочные входы всех триггеров. Счетчик устанавливается в нулевое состояние и счет начинается сначала. Таким образом, все состояния счетчика, соответствующие числам больше 10, исключаются. Используя переключаемый логический элемент, коммутирующий провода Q0, Q1, Q2, Q3, можно устанавливать необходимый коэффициент пересчета в декаде.
Важнейшей характеристикой ДПКД является его быстродействие. Из принципа работы ДПКД следует, что за отрезок времени между двумя входными импульсами в нем необходимо опознать требуемое состояние счетчика и сбросить его в исходное состояние. ДПКД устойчиво работают на частотах до 100 МГц и выше.
Основными характеристиками цифровых ССЧ являются диапазон рабочих частот, шаг сетки частот, время перестройки, уровень побочных колебаний на выходе. Разрешение противоречий между ними в современных системах радиосвязи приводит к усложнению структуры ЦССЧ и использованию нескольких колец ФАПЧ, применению делителей частоты с дробно-переменным коэффициентом деления (ДДПКД).
22.Классификация видов модуляции, основные характеристики радиосигналов.
1 Классификация видов модуляции, основные характеристики радиосигналов.
Для осуществления радиосвязи необходимо каким-то образом изменять один из параметров радиочастотного колебания, называемого несущим, в соответствии с передаваемым низкочастотным сигналом. Это достигается с помощью модуляции радиочастотного колебания.
Известно, что гармоническое колебание
u = Ucos(wt+y)
характеризуется тремя, независимыми параметрами: амплитудой, частотой и фазой.
Соответственно различают три основных вида модуляции:
- амплитудная,
- частотная,
- фазовая.
Амплитудной модуляцией (АМ) называют такой вид воздействия на несущее колебание, в результате которого его амплитуда изменяется по закону передаваемого (модулирующего) сигнала.
Считаем, что модулирующий сигнал имеет вид гармонического колебания с частотой W
uW = UWcosWt,
много меньшей частоты несущего колебания w.
В результате модуляции амплитуда напряжения несущего колебания должна изменяться пропорционально напряжению модулирующего сигнала uW (рис. 1):
UAM = U + kUWcosWt = U + DUcosWt, (1)
где U - амплитуда напряжения несущего радиочастотного колебания;
DU=kUW - приращение амплитуды.
Уравнение амплитудно-модулированных колебаний, в этом случае, принимает вид
UAM = UAM coswt = (U + DUcosWt) coswt = U (1+cosWt) coswt. (2)
По такому же закону будет изменяться и ток iAM при модуляции.
Величина, характеризующая отношение величины изменения амплитуды колебаний DU к их амплитуде в отсутствии модуляции U, называется коэффициентом (глубиной) модуляции
Из этого следует, что максимальная амплитуда колебаний Umax = U + DU = U (1+m) и минимальная амплитуда Umin= U (1-m).
Как нетрудно видеть из уравнения (2), в простейшем случае модулированные колебания представляют собой сумму трех колебаний
UAM = U(1+ mcosWt)coswt = Ucoswt U/2+ cos(w - W)t U/2+ cos(w + W)t . (4)
Первое слагаемое – колебания передатчика в отсутствии модуляции (режим молчания). Вторые – колебания боковых частот.
Если модуляция осуществляется сложным низкочастотным сигналом со спектром от Fmin до Fmax , то спектр полученного АМ сигнала имеет вид, изображенный на рис. Занимаемая АМ - сигналом полоса частот Δfс не зависит от m и равна
Δfс = 2Fmax . (5)
Возникновение колебаний боковых частот при модуляции приводит к необходимости расширения полосы пропускания контуров передатчика (и, соответственно, приемника). Она должна быть
где Q - добротность контуров,
Df - абсолютная расстройка,
Dfк - полоса пропускания контура.
На рис. спектральные составляющие, соответствующие нижним модулирующим частотам (Fmin) имеют меньшие ординаты.
Это объясняется следующим обстоятельством. У большинства видов сигналов (например, речевых), поступающих на вход передатчика, амплитуды высокочастотных составляющих спектра малы по сравнению с составляющими низких и средних частот. Что касается шумов на входе детектора в приемнике, то их спектральная плотность постоянна в пределах полосы пропускания
приемника. В результате коэффициент модуляции и отношение сигнал-шум на входе детектора приемника для высоких частот модулирующего сигнала оказываются малыми. Для увеличения отношения сигнал-шум высокочастотные составляющие модулирующего сигнала при передаче подчеркиваются путем усиления высокочастотных составляющих в большее число раз по сравнению с составляющими низких и средних частот, а при приеме до или после детектора во столько же раз ослабляются. Ослабление высокочастотных составляющих до детектора происходит практически всегда в высокочастотных резонансных цепях приемника. Необходимо отметить, что искусственное подчеркивание верхних модулирующих частот допустимо, пока оно не приводит к перемодуляции (m > 1).
23.Основные энергетические показатели каскадов при амплитудной модуляции.
Основные энергетические показатели каскадов при амплитудной модуляции.
В процессе модуляции напряжение и ток изменяются в соответствии с (2). Тогда средняя мощность за период высокой частоты при амплитудной модуляции
молчания, Rэ - сопротивление нагрузки для активного элемента каскада, в котором осуществляется модуляция. Мощность в максимальном и минимальном режимах при АМ выражается через мощность в режиме несущей частоты согласно (7) когда cosWt = ±1
Рmax = Р(1+ m)2; Рmin = Р(1- m)2.
При m = 1 мощность в максимальном режиме в 4 раза больше, чем в режиме несущей частоты, а в минимальном равна нулю.
Средняя мощность за период модулирующего напряжения (телефонная мощность)
Энергетические характеристики генератора при АМ в течение длительного отрезка времени работы определяются некоторыми среднестатистическими параметрами информационного сигнала.
Оценим среднестатистические характеристики работающего генератора введя некоторый усредненный коэффициент глубины модуляции mср, значения которого определяются следующим образом
где р - пик-фактор, представляющий собой отношение максимального и среднего действующего (эффективного) значений напряжения или тока модулирующего сигнала.
24.Структурные и принципиальные схемы осуществления амплитудной модуляции
Структурные и принципиальные схемы осуществления амплитудной модуляции.
Различают модулятор и модуляционное устройство.
Модуляционное устройство – устройство, которое вырабатывает модулирующее напряжение, управляющее изменением информационного
параметра ВЧ колебания. В РПдУ СС с АМ таким устройством обычно является УЗЧ, который усиливает сигнал, например с микрофона.
Модулятор – устройство, в котором непосредственно осуществляется модуляция.
Рассмотрим процесс АМ с точки зрения теории ГВВ. При осуществлении АМ необходимо обеспечить линейную зависимость изменения амплитуды первой гармоники тока на выходе каскада от амплитуды модулирующего напряжения. Изменение амплитуды тока осуществляется изменением одного из параметров выходного каскада (ВК).
Для ламповых ВК на триоде различают способы осуществления АМ:
Сеточная модуляция смещением.
Модуляция внешним возбуждением.
Анодная модуляция.
Модуляция изменением величины сопротивления нагрузки.
Кроме названных способов осуществляют комбинированные способы (двойная модуляция), например, анодно-сеточная модуляция.
Для транзисторных ВК различают способы осуществления АМ:
Базовая модуляция смещением.
Модуляция возбуждением.
Коллекторная модуляция.
Наибольшее применение находят коллекторная и коллекторно-базовая модуляции.
Качество амплитудной модуляции оценивается модуляционными характеристиками (статистическими и динамическими), коэффициентом нелинейных искажений и артикуляцией.
Статическая модуляционная характеристика представляет собой зависимость первой гармоники тока (анодного/коллекторного) от изменения постоянного напряжения на электроде, по которому производится модуляция. Например, при сеточной модуляции смещением изменяется напряжение смещения на управляющей сетке Ес(t) и статическая модуляционная характеристика имеет вид, показанный на рис.
По статическим модуляционным характеристикам выбирают исходный режим работы модулируемого каскада для обеспечения наименьших нелинейных искажений.
Динамические модуляционные характеристики (амплитудная и частотная) позволяют оценить качество модуляции в реальных условиях - при воздействии на модулируемый каскад переменного модулирующего напряжения UW.
Амплитудной динамической модуляционной характеристикой называют зависимость коэффициента модуляции от амплитуды модулирующего напряжения m = ¦(UW) при заданной частоте модуляции (обычно при F = 400 Гц). Типичный вид такой характеристики изображен на рис.
Амплитудная динамическая модуляционная характеристика снимается для положительного и отрицательного полупериодов модулирующего напряжения UW, т.е. снимаются m+ = ¦(UW) и m- = ¦(UW). Совпадение m+ и m- говорит о симметричности модуляции, а следовательно, о малых нелинейных искажениях.
Частотной динамической модуляционной характеристикой называют зависимость коэффициента модуляции от частоты модулирующего напряжения m = ¦(W) при заданной амплитуде этого напряжения. Один из примеров подобных характеристик приведен на рис.
где А - амплитуда соответствующих гармоник тока или напряжения в спектре огибающей сигнала после модуляции.
У радиовещательных станций КНИ равен (1...2%), у служебных - до 15%.
Артикуляция (разборчивость) определяется отношением числа правильно принятых слов к общему числу переданных слов. Артикуляция дает итоговую оценку качества работы передатчика.
Анализ модуляции смещением проведем применительно к ламповому модулятору.
импульсы анодного тока будут линейно нарастать по амплитуде, т.е. при модуляции напряжением смещения изменяется угол отсечки и амплитуда импульсов анодного тока.
На рис. показана статическая модуляционная характеристика Ia1 = f (Ec), и характеристика Iao = f (Ec). По этим характеристикам выбирается начальное напряжение смещения, т.е. значение Ес в режиме молчания (без модуляции).
Если напряжение смещения изменять по гармоническому закону, то результирующее напряжение на сетке лампы будет
ес = Ec+UWcosWt + Uсcoswt.
В результате огибающая импульсов анодного тока также будет изменяться по гармоническому закону, а напряжение на выходном контуре будет иметь вид АМ колебаний.
Можно показать, что косинус угла отсечки в пределах изменения угла q = 40...110° пропорционален напряжению смещения (первая гармоника анодного тока также линейно связана с cos(θ): Ia1 = SUc(1- cos(θ))α1 ). Следовательно, в
указанных пределах между Ia1 и напряжением смещения существует линейная зависимость, позволяющая проиводить неискаженную модуляцию.
Для нормальной работы модулятора номинальная полезная мощность активного элемента (лампы, транзистора) должна быть не менее мощности Рmax
Рном ³ Рmax = Р(1+m)2.
Максимальное значение мощности потребляемой от источника питания
Ро max = Iао max Еа = Ро(1+ m). (15)
Тогда коэффициент полезного действия в максимальном режиме