Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Устройства сопровождения цели по угловым координатам, дальности и скорости предназначены для измерения координат, устранения помеховых отражений от нежелательных объектов и частичного уменьшения шума приемника. Такие устройства обычно выполняются в виде следящих систем с астатизмом первого, второго или третьего порядка. Координаты объекта связаны с параметрами отраженного сигнала. Дальность цели - с временной задержкой сигнала, скорость - с доплеровским смещением частоты, угловые координаты - с положением фазового фронта сигнала. Поэтому будем использовать как синонимы термины "следящий измеритель координат цели" и "следящий измеритель параметров сигнала".
Следящие измерители могут быть выполнены в виде аналоговых или цифровых устройств. В современной аппаратуре значительно чаще используются цифровые устройства. Поэтому ограничимся рассмотрением устройств этого типа.
На входе следящего измерителя присутствует сигнал, являющийся функцией времени и значения измеряемого параметра, который обозначим в общем виде буквой
.
В измерителе формируется опорный объект (опорное напряжение или число), сходный с сигналом и содержащий оценку парамет ра, которую обозначим α. Следящий измеритель состоит из двух блоков: дискриминатора и управляющего устройства (рис.2.29). В пер вом из блоков оценка сравнивается со значением параметра и величина, пропорциональная их разности (рассогласованию) , поступает на вход управляющего устройства. В этом устройстве под действием рассогласования формируется коррекция . Коррекция оценки продолжается до тех пор, пока (в идеале) оценка не сравняется с истинным значением параметра .
Рис.2.29. Блок - схема следящего измерителя.
УУ - управляющее устройство.
Дискриминатор содержит в простейшем случае коррелятор, на входы которого поступают принятый сигнал и опорное напряжение. Очевидно, что максимум выходного напряжения коррелятора име ет место при .
Измерение методом максимума не эффективно по двум причинам. Во-первых, нередко зависимость имеет почти плоскую вершину (рис.2.30, а), что объясняет низкую чувствительность к рассогласованию. Во-вторых, имея одно значение , нельзя решить, в какую сторону нужно изменять α, чтобы приближаться к . Поэтому обычно используют дифференциальный метод.
Рис.2.30. Иллюстрация принципа работы следящего измерителя.
Берутся (последовательно или одновременно) два значения корреляционного интеграла; пер вое - при опорном напряжении , второе - при . На выходе дискриминатора образуется разность . Методика иллюстрируется на рис.2.30, б.
Из рассмотрения рис.2.30, б следует, что при , .
В случае , , а при , .
Нетрудно придти к выводу, что зависимость выходного напряжения дискриминатора от рассогласования , называемая дискриминационной характеристикой, имеет вид, показанный на рис.2.31.
Рис.2.31. Дискриминационная характеристика.
Ввиду малости постоянной времени дискриминатора этот элемент обычно считают безынерционным. В качестве его коэффициента передачи принимают производную дискриминационной характеристики в точке . Размерность в аналоговых уст ройствах или в цифровых устройствах.
Заметим, что для одновременного сравнения выходных напряжений корреляторов и нужно использовать два корреля тора с опорными напряжениями и соответственно.
Управляющее устройство состоит из интегрирующих звеньев и преобразователя. Последний необходим для преобразования напряжения (числа) на выходе интегратора в значение оценки параметра α. Преобразователь тоже обычно считают безынерционным элементом с коэффициентом передачи Кпр. Размерность в аналоговых устройствах или в цифровых.
Дискриминатор обычно строится по одному из двух возможных вариантов. В первом случае используется аналоговый дискриминатор, выходное напряжение которого подвергается аналого-цифровому преобразованию. Во втором варианте входное воздействие оцифровывается, а операция вычитания
осуществляется в цифровом устройстве.
В соответствии с принятым вариантом дискриминатора преобразователь выдает значение α в аналоговом или цифровом виде. Если преобразователь является аналоговым элементом, между ним и интегратором устанавливается цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП).
Масштабирующее звено с коэффициентом передачи m является линейным безынерционным звеном. Цифровой интегратор обычно выполняется как накапливающий сумматор (рис.2.32).
Рис.2.32. Схема цифрового интегратора
В качестве выходного числа можно использовать выход сумматора или выход регистра . Волнистая черта над символом U придает ему смысл числа. Период тактовых импульсов обозначим . Определим передаточную функцию интегратора при использовании . Разностное уравнение для имеет вид
. (2.34)
Переходя к z - преобразованиям обеих частей равенства, получим
.
Отсюда передаточная функция интегратора равна
. (2.35)
При использовании второго выхода интегратора
.
Следовательно, передаточная функция интегратора в этом случае равна
. (2.36)
Структурная схема цифровой следящей системы с астатизмом первого порядка представлена на рис.2.33.
Рис.2.33. Структурная схема следящей системы первого порядка.
Как видно из рисунка, здесь используется второй выход интегратора. В данном случае это необходимо, так как момент передачи очередного числа на вход и реакция следящей системы должны быть разделены одним тактовым интервалом. В противном случае состояние системы (число на выходе) будет неопределенным.
Запишем очевидное выражение для передаточной функции разомкнутой системы:
,
где .
Определим размерность величины . Поскольку m - безразмерный множитель,
,
то есть - безразмерная величина.
Найдем выражение передаточной функции замкнутой следящей системы (по выходу преобразователя):
. (2.37)
Таким образом, является единственным параметром передаточной функции. С помощью выражения (2.37) легко определить область значений , внутри которой следящая система устойчива. Действительно, единственный полюс равен
.
Поскольку для устойчивости системы необходимо и достаточно выполнить условие
,
получаем
.
Из последнего неравенства следует
.
Как далее будет показано, часто целесообразно для определения использовать более жесткое соотношение:
.
Определим теперь нормированную частотную характеристику системы первого порядка . Для этого в выражении (2.48) переменную z нужно заменить на . Тогда получим
.
Амплитудно-частотная характеристика системы равна
(2.38)
Проанализируем полученную АЧХ. При K(0) = 1. При
.
При , т.е. следящая система не фильтрует входное воздействие, что в большинстве случаев неприемлемо.
Полосу пропускания следящей системы по уровню –3 дБ определим из выражения
.
В результате несложных преобразований получим
.
Если , то
и ; . (2.39)
В формуле (2.39) есть период импульсов, тактирующих интегратор.
На рис.2.34 приведены рассчитанные по формуле (2.38) АЧХ цифровой следящей системы для нескольких значений . Как следует из рисунка и формулы (2.39), с уменьшением и (или) увеличением полоса пропускания системы уменьшается.
Рис.2.34. Амплитудно - частотные характеристики следящего измерителя первого порядка
Заметим, что дисперсия ошибки слежения, обусловленной помехами, сопровождающими полезный сигнал, определяется выражением
.
Здесь a - коэффициент пропорциональности; - отношение мощностей сигнала и помехи на входе следящей системы.
Найдем теперь выражение для импульсной характеристики следящей системы первого порядка. Передаточная функция линейной системы равна Z- преобразованию импульсной характеристики. Следовательно, импульсная характеристика следящей системы равна обратному Z-преобразованию ее передаточной функции. Расчет импульсной характеристики системы первого порядка очень прост. Выполнив обратное Z-преобразование функции (2.37), получим
(2.40)
Используя равенство (2.40), можно рассчитывать реакцию следящей системы на то или иное входное воздействие с помощью дискретной свертки:
.
Нижний предел суммирования равен единице, так как h(0) = 0. В частности, подставив в это выражение u(n – i) = 1, найдем реакцию системы первого порядка на единичную ступеньку (переходный процесс):
.
Определим длительность переходного процесса как интервал времени (в числе тактовых импульсов) до достижения выходной величиной значения . Тогда
. (2.41)
В таблице 2.2 представлены округленные значения в функции коэффициента передачи разомкнутой петли .
Таблица 2.2. Округленные значения n.1 в функции коэффициента усиления разомкнутой петли K0.
|
K0 |
0.2 |
0.3 |
0.4 |
0.5 |
0.6 |
0.7 |
0.8 |
|
n.1 |
10 |
6 |
5 |
3 |
2 |
2 |
1 |
Структурная схема системы второго порядка приведена на рис.2.35. В соответствии с определением система включает в себя два интегрирующих звена. Одно из них (в данном случае первое), как и в аналоговом устройстве, содержит корректирующую цепь для придания устойчивости системе. Этим звеном схема на рис.2.35 отличается от схемы следящей системы первого порядка.
Рис.2.35. Структурная схема следящего измерителя второго порядка
Цель включения корректирующей цепи - обеспечить прохождение входного числа на выход интегратора. Эта цепь состоит из линейного безынерционного звена с коэффициентом передачи M. Схема интегратора с корректирующей цепью представлена отдельно на рис.2.36.
Рис. 2.36. Схема цифрового интегратора с коррекцией
Передаточная функция собственно интегратора (без корректирующей цепи) определяется формулой (2.35). Передаточная функция интегратора вместе с корректирующей цепью равна
.
Следовательно, передаточная функция разомкнутой следящей системы выражается следующим образом:
.
Значит, передаточная функция замкнутой следящей системы второго порядка по выходу преобразователя запишется в виде
. (2.42)
Ограничения на параметры следящей системы, исходя из требования устойчивости ее, приведем без вывода: , , .
Подставив в выражение (2.42) , найдем комплексную частотную характеристику системы. Ее модуль даст АЧХ следящей системы:
. (2.43)
В формуле (2.43) приняты следующие обозначения
; .
Анализ соотношения (2.43) показывает, что, если (коррекция отсутствует), всегда найдется некоторое критическое значение частоты , при котором следящая система оказывается неустойчивой. Критическое значение , определяемое путем приравнивания нулю знаменателя в выражении (2.43), равно
. (2.44)
В качестве примеров на рис.2.37 приведены зависимости для следующих значений параметров следящей системы:
, (кривая 1);
, (кривая 2);
, (кривая 3);
, (кривая 4);
, (кривая 5).
Рис.2.37. Амплитудно - частотные характеристики следящего измерителя второго порядка.
Для приближенной оценки полосы пропускания системы второго порядка по уровню –3 дБ можно воспользоваться соотношением:
; . (2.56)
К основным погрешностям измерения параметров сигнала относятся:
- шумовая погрешность, обязанная искажению сигнала собственным шумом приемника или внешними шумовыми помехами;
- динамические погрешности, связанные с динамикой изменения изме ряемого параметра и зависящие от особенностей структуры изме рителя;
- флуктуационные погрешности, являющиеся следствием случайных изменений измеряемого параметра, вызванных флуктуациями радиолокационного центра цели;
- специфическая погрешность измерителя с последовательным сравне нием сигналов в дискриминаторе, проявляющаяся при флуктуациях амплитуды сигнала.
Начнем с методики расчета шумовых и динами ческих погрешностей, которые всегда приходится оценивать разработ чику аппаратуры. Приведем формулы для расчета средних квадратических значений шумовых ошибок измерения частоты (), времени () и направления прихода () сигнала.
Для импульсного сигнала:
; (2.46)
; (2.47)
. (2.48)
В формулах (2.46) - (2.48) - интервал когерентности сигнала; например, для когерентной пачки длительностью , а для некогерентной пачки (длительности одного импульса); - ширина спектра импульса; - ширина диаграммы направленности антенны радиолокатора (как правило, приемной антенны); - полоса пропускания следящего измерителя; ρ- отношение мощностей сигнала и шума на входе измерителя, - частота следования импульсов. Для непре рывного сигнала величину нужно заменить на полосу пропускания приемника.
Из всех величин, фигурирующих в формулах (2.46 - 2.48), одна () зависит от дальности цели. Для активного радиолокатора
; (2.49)
для полуактивной радиолокационной системы
. (2.50)
В формулах (2.49) и (2.50) a и b - величины, не зависящие от дальности.
Динамические ошибки цифровых устройств сопровождения цели. В работе следящей системы различают переходный процесс и установившийся режим. Аппроксимируем закон изменения измеряемого параметра сигнала полиномом
, (2.51)
где L - порядок старшей производной измеряемого параметра сигнала, отличной от нуля.
Если на интервале времени, превышающем длительность переходного процесса (например, (2.41) для системы первого порядка), все коэффициенты неизменны, то имеет место установившийся режим. Переходный процесс возникает в момент включения системы или при изменении коэффициентов в (2.51). Погрешности в течение переходного процесса могут быть весьма большими. Их продолжительность уменьшается с увеличением коэффициента передачи разомкнутой петли следящей системы.
Динамические погрешности цифровой следящей системы в установившемся режиме можно рассчитать по формуле
(2.52)
Таким образом, является взвешенной суммой производных . Весовые коэффициенты (коэффициенты ошибки) определяются выражением
(2.53)
Здесь - передаточная функция по ошибке для цифровой системы
.
Рассчитаем коэффициенты статической (для неподвижного объекта) и динамических ошибок для следящих систем с астатизмом первого и второго порядка.
Для системы первого порядка
.
Коэффициент статической ошибки равен
,
т.е. статическая ошибка отсутствует.
Коэффициент ошибки равен
.
Следовательно, при наличии только первой производной функции динамическая ошибка равна
.
Для системы второго порядка
Статическая ошибка равна нулю, поскольку .
Нетрудно убедиться в том, что , т.е. при наличии только первой производной отслеживаемого параметра сигнала динамическая ошибка отсутствует.
Коэффициент равен
.
Следовательно, при наличии второй производной отслеживаемого параметра сигнала
.
В общем случае, если порядок системы больше, чем порядок некоторой производной функции , динамическая ошибка, обязанная этой производной, отсутствует. Используя это положение, можно выбирать порядок системы, ориентируясь на производную функции , имеющую наибольшую величину.
Флуктуационные погрешности
В разделе упоминалось о флуктуациях радиолокационного центра цели. В [1.4.3] приведены формулы для оценки средних квадратических отклонений центра цели от его среднего положения
≈ 0, 35 · Lц , (2.54)
где Lц– максимальный размер цели вдоль той или иной координаты. Средняя квадратическая величина флуктуаций центра цели вдоль координаты «дальность» σR выражается формулой (1.4.26), если в нее подставить длину цели вдоль данной координаты. Для оценки среднего квадратического значения угловых флуктуаций (в радианах) нужно воспользоваться формулой
, (2.55)
где - длина цели в поперечном направлении, а R - дальность цели.
Среднее квадратическое значение флуктуаций доплеровского смещения частоты определяется по формуле
. (2.56)
В (2.56) β – ракурс цели (в радианах), λ – длина волны.
Благодаря фильтрующему действию следящих измерителей, ошибки измерения параметров сигнала меньше, чем σR,, σβ, σf. .Для вычисления погрешностей измерения нужно проинтегрировать произведение спектральной плотности флуктуаций радиолокационного центра цели S(ω) и квадрата частотной характеристики измерителя k(ω). S(ω) является убывающей функцией частоты. Если коэффициент корреляции флуктуаций аппроксимировать экспоненциальной функцией, то придем к выражению S(ω) в виде
(2.57)
В (2.57) ; .
Дисперсия флуктуационной ошибки определяется формулой
(2.58)
В частности, для следящего измерителя первого порядка
. (2.59)
В формуле (2.59) величина “к”- коэффициент передачи разомкнутой петли следящей системы.
При угловом сопровождении низколетящего объекта в состав сложной цели входят истинный объект и его антипод (глава 1). Расстояние между объектом и антиподом значительно превышает размер объекта. Поэтому дисперсия ошибки слежения по углу места может быть весьма большой, что нередко приводит к срыву сопровождения. Иногда в подобных ситуациях отказываются от автоматического слежения по углу места. Приближенную оценку этой координаты осуществляют по выходному напряжению соответствующего дискриминатора.
Угловая погрешность сопровождения цели в РЛС с коническим сканированием из-за флуктуаций амплитуды сигнала цели.
Для расчета дисперсии указанной погрешности можно использовать формулу
. (2.60)
В (2.60) θ - ширина диаграммы направленности антенны, - частота сканирования, Δf– полоса пропускания следящего измерителя, - интервал корреляции амплитудных флуктуаций.
Для реализации дифференциального метода углового сопровождения цели (измерения угла) в одной плоскости нужно иметь два приемных антенных луча (1 и 2), несколь ко сдвинутых один относительно другого (рис.2.38, a), или один луч, поочередно устанавливаемый в положения 1 и 2 с частотой сканирования (рис.2.38, б). В первом случае реализуется дискриминатор с одновременным сравнением сигна лов, во втором - дискриминатор с последовательным сравнением сиг налов. В канале измерения производится одновременное или последовательное сравнение амплитуд сигналов, принятых по двум лучам.
Рис.2.38. Иллюстрация дифференциального метода измерения углового положения объекта.
Прямая, про ходящая через точку пересечения двух диаграмм направленности (ДН), называется равносигнальным направлением (РСН) или равносигнальной линией (РСЛ). Если источник сигнала находится на РСЛ, то сигналы, принятые по двум лучам, одинаковы. В случае смещения источника сигнала с РСЛ амплитуды (или фазы) принятых по двум лучам сигналов различаются. При одновременном сравнении сигналов их разность пропорциональна сме щению источника сигнала с РСЛ. При последовательном сравнении сме щение источника сигнала с РСЛ приводит к амплитудной модуляции напряжения на выходе антенны с частотой, равной частоте коммутации луча ().
С помощью устройства управления диаграмма направленности антенны поворачивается до тех пор, пока источник сигнала не окажется на РСЛ. Признаком этой ситуации является нулевое значение разности двух принятых сигналов при их одновременном сравнении. При последовательном сравнении подобным признаком является отсутствие амплитудной модуляции принятого сиг нала с частотой .
Рассмотрим наиболее употребительные разновидности угломерных устройств. Первое из них представляет класс устройств с одновре менным сравнением сигналов. Такие устройства называют моноимпульсными. Остальные устройства относятся к классу устройств с последовательным сравне нием сигналов.
Принцип работы моноимпульсных измерителей рассмотрим на приме ре устройства с зеркальными антеннами. Затем отметим особенности использования фазированных антенных решеток (ФАР). На рис.2.39, a схема тически представлена моноимпульсная антенна, предназначенная для измерения одной угловой координаты цели (в плос кости рисунка). Антенна состоит из двух элементов, их фазовые цент ры обозначены цифрами 1 и 2. Кроме того, СВЧ часть устройства со держит суммарно-разностную схему, обозначенную символами "+" и "-", и фазовращатель, осуществляющий фазовый сдвиг .
Рис.2.39. Суммарно – разностный метод измерения
углового положения цели в одной плоскости
a) элементы антенны и суммарно – разностное устройство;
b) векторная диаграмма
Если цель 1 находится на оси антенны АB, то длины путей сигнала до фазовых центров 1 и 2 одинаковы. Следо вательно, одинаковы фазы принятых сигналов. Амплитуды сигна лов и тоже одинаковы, так как оси ДН антенн параллельны. Следовательно, разность и (разностный сигнал) .
Из этого, кстати, следует, что ось антенны АВ является равносигнальной линией. Суммарный сигнал
.
Если направление на цель 2 составляет угол с РСЛ, то разность фаз сигналов и равна
.
При этом амплитуды и фазы и можно найти с помощью векторной диаграммы на рис.2.39, б
; ; или в зависи мости от знака ошибки . После фазовращателя на векторы и оказываются в фазе или в противофазе в зависимости от знака .
Объединяя полученные формулы для и , получим выражение, связывающее их амплитуды,
.
Для малых угловых ошибок
и .
Отсюда (2.60)
В формуле (2.60) . Здесь - ширина ДН антенны, образуемой обоими ее элементами. Величина выражается в тех же единицах, что и ошибка (в градусах или радианах).
Часто приходится измерять две угловые координаты цели в двух взаимно перпендикулярных плоскостях, поэтому приемная антенна включает в себя четыре элемента, попарно разне сенные в двух ортогональных плоскостях. Фазовые центры этих эле ментов (1, 2, 3, 4) и схема получения суммарного и двух раз ностных напряжений и показаны на рис.2.40.
Рис.2.40. Устройство фазового сравнения сигналов в двух плоскостях.
Амплитуды , , просто выражаются через напряжения на выходах элементов антенны :
,
, (2.61)
.
Здесь и - компоненты угловой ошибки в двух взаимно пер пендикулярных плоскостях.
На рис.2.41 представлена структурная схема приемника моноим пульсной РЛС, содержащая три канала.
Рис.2.41. Блок - схема приемника моноимпульсной РЛС.
Выходы фазовых детекторов явля ются выходами двух дискриминаторов устройств, измеряющих две уг ловые координаты цели. Величина в формулах (2.61) может изменяться на несколько порядков из-за изменения дальности цели и ее ЭПР. Чтобы кру тизна дискриминационной характеристики не зависела от амплитуды суммарного сигнала, в приемнике используется автома тическая регулировка усиления (АРУ). АРУ является общей для всех трех каналов и работает по напряжению суммарного сигнала.
Несколько упрощая ситуацию, будем считать, что АРУ поддержи вает амплитуду напряжения на выходе канала суммарного сигнала равной . Кроме того, будем полагать, что все три канала идентичны, т.е. коэффициенты усиления во всех каналах одинаковы. При этом амплитуды выходных нап ряжений каналов равны:
;
; .
Управляющие устройства следящих измерителей состоят из уси лителей постоянного тока (УПТ) и приводов антенны в двух ортогональ ных плоскостях. Действием последних рассогласования и сводятся к нулю, и угловое положение цели определяется направлением РСЛ. Рассмотренный измеритель имеет астатизм 1-го порядка; функции интеграторов выполняют при воды антенны. Коэффициент передачи разомкнутой петли измерителя равен
. (2.62)
Здесь = - коэффициент передачи дискриминатора, - коэффициент передачи фазового детектора. Остальные коэффициенты передачи не нуждаются в расшифровке.
Если в процессе работы устройства коэффициенты усиления приемных трактов изменятся, может измениться и коэффициент передачи следящего измерителя. Предположим, что коэффициент усиления разностного канала изменился на , а коэффициент уси ления суммарного канала изменился на ( - не зависимы и могут быть положительными или отрицательными). Тогда выраже ние коэффициента передачи следящего измерителя примет вид
.
Здесь - изменен ное значение коэффициента передачи; - исходный коэффициент усиления приемника.
Если разность фазовых сдвигов, вносимых усилителями суммарно го и разностного сигналов, составит , то в выражение (2.62) нужно внести дополнительный множитель .
Моноимпульсный радиолокатор на базе ФАР
В этом случае в качестве четырехэлементной антенны, необходимой для следящего измерения двух угловых координат цели, используются четыре подрешетки ФАР. Структура приемника почти не отличается от представленной на рис.2.41. После фазовых детекторов устанавливают электронные интеграторы. Вместо механических приводов антенны используют вычислитель фаз для элементов ФАР.
Если цели могут находиться секторе, превышающем сектор сканирования луча ФАР в горизонтальной плоскости, то дополнительно к электронному управлению лучом антенны в РЛС используют механический привод ФАР.
На рис.2.38,б рассматривался принцип измерения одной угловой координаты при последовательном сравнении сигналов, осуществляе мом путем коммутации луча антенны в два положения: 1 и 2. Однако на практике чаще приходится измерять две угловые координаты. Для этого нужно коммутировать ДН антенны в четыре положения в плоскости, перпендикулярной РСЛ (эта плоскость называется картин ной), или осуществлять коническое сканирование луча с частотой .
Первый способ удобнее реализовать при использовании ФАР, а второй - при исполь зовании зеркальной механически управляемой антенны. В последнем случае ось вращения луча (ОА на рис.2.42) является равносигнальной линией.
При смещении источника сигнала с РСЛ принимаемый сигнал ока зывается амплитудно-модулированным с частотой сканирования, причем глубина модуляции в первом приближении пропорциональна смещению , а начальная фаза модуляции соответствует направ лению смещения . На рис.2.42 показаны соотношения в картинной плоскости.
Рис.2.42. Иллюстрация конического сканирования
в картинной плоскости
Точка О соответствует РСЛ. Точка А1 представляет направление максимума ДН, точка В - направление на цель. Отрезок ОА1 соответствует углу между РСЛ и линией макси мума ДН, отрезок 0B - углу между РСЛ и направлением на цель, т.е. текущей ошибке измерения . Компоненты ошибки по двум координатным осям равны
,
.
Временную зависимость амплитуды принимаемого сигнала можно выразить приближенной формулой
.
Здесь - амплитуда сигнала, когда источник его находится на равносигнальной линии; .
Для упрощения этой формулы введем обозначение
.
Кроме того, добавим гармонический множитель. Тогда сигнал будет иметь вид
, (2.63)
где 0 - несущая частота, рад/с.
На рис.2.43 представлена структурная схема угломера с коническим сканированием.
Рис. 2.43. Структурная схема РЛС с коническим сканированием.
Пр.ант.- привод антенны; Пр.об. - привод облучателя; ГОН - генератор
опорных напряжений; ФД - фазовый детектор; УПТ - усилитель постоянного тока; ПФ - полосовой фильтр; АРУ - автоматическая регулировка усиления.
Облучатель зеркальной антенны вращается приводом с уг ловой скоростью . С осью этого привода соединен ротор генератора опорных напряжений (ГОН). На выходах двух орто гональных обмоток ГОН формируются опорные напряжения для фазовых детекторов
и .
Приемник заканчивается амплитудным детектором, на выходе кото рого образуется напряжение (см. формулу (2.63))
, (2.64)
где - коэффициент усиления приемника.
Устройство АРУ с полосой пропускания стабили зирует постоянную составляющую напряжения в формуле (2.64), т.е.
.
Переменная составляющая в формуле (2.64) фильтруется и поступает на фазовые детекторы (ФД). Фазовый детектор представляет собой каскадное соединение перемножителя и фильтра нижних частот (ФНЧ). Полоса пропускания ФНЧ 2 πΔf << Ωск. Поэтому на выходах ФД имеем
U1 = Кфд. и U2 = Kфд ..
U1 и U2 - это выходные напряжения дискриминатора следящего измерителя. Управляющее устройство измерителя состоит из двух УПТ и приводов, поворачивающих антенну в двух ортогональных плоскостях вплоть до того момента, когда рассогласования cosψ и sinψ обратятся в нули. При этом направление на цель определяется положением равносигнальной линии (в данном случае - оси антенны).
Угломер с квадрантным сканированием.
При использовании конического сканирования в РЛС с антенной в виде ФАР ДН перемещается дискретно. Если дискрет перемещения антенны выбрать равным 90°, придем к так называемому квадрантному сканированию. При этом ДН периодически устанавливается в 4 положения, по одному положению на каждый квадрант. Этот метод сканирования иллюстрируется на рис.2.44, на котором координатные оси X и Y находятся в картинной плоскости, параллельной плоскости ФАР. Точки 1,2,3,4 представляют собой пересечения картинной плоскости с осью ДН ФАР в последовательные моменты времени.
Рис. 2.44. Иллюстрация метода квадрантного сканирования
Метод квадрантного сканирования был кратко описан в монографии [2] применительно к зеркальной антенне с механически управляемым облучателем, периодически занимающим 4 положения. Известно также о применении этого метода в аэрологических радиолокаторах. В данном разделе рассматривается применение метода квадрантного сканирования к РЛС с ФАР.
Реализовать квадрантное сканирование можно двумя способами. Первый заключается в использовании соответствующей программы изменения фазового распределения в ФАР, обеспечивающей последовательные отклонения ДН вверх - влево - вниз - вправо. Второй способ предусматривает установку на выходах четырех подрешеток ФАР дополнительных управляемых фазовращателей 0 ÷ π/2 с последующими сумматорами. Нами рекомендуется второй путь, преимущества которого выяснятся из последующего изложения.
Структурная схема РЛС с рассматриваемым методом сканирования представлена на рис.2.45.
Рис. 2.48. Блок - схема устройства квадрантного сканирования.
ФВР - фазовращатель, АРУ – автоматическая регулировка усиления, Прием –
приемник, ФД–фазовый детектор, АЦП – аналого – цифровой преобразователь,
ГОН – генератор опорных напряжений.
Суммарные напряжения на выходах четырех подрешеток А, В, С, D подключаются к фазовращателям с управляемыми фазовыми сдвигами. Фазовые сдвиги в фазовращателях принимают значения 0 или π/2. Управляющие числа поступают из генератора опорных напряжений. Управляющее число нуль устанавливает нулевой фазовый сдвиг, число 1 устанавливает фазовый сдвиг π/2. Если во всех фазовращателях фазовые сдвиги отсутствуют, диаграмма направленности ФАР находится в условно нулевом положении, определяемом фазовым распределением в подрешетках. Это направление совпадает с равносигнальной линией антенны.
Временные диаграммы фазовых сдвигов в фазовращателях представлены на рис.2.46. На первом интервале времени в фазовращателях А и В устанавливаются сдвиги π/2, а в фазовращателях С и D - нулевые сдвиги. При этом ДН антенны смещается вверх. Такое направление смещения объясняется тем, что максимум ДН находится в положении, в котором пространственные сдвиги фаз () в подрешетках ФАР С и D равны введенным фазовым сдвигам в элементах А и В.
Рис.2.46. Временные диаграммы фазовых сдвигов
Рассчитаем величину смещения ДН ФАР α с помощью рис.2.47
Рис.2.47. К расчету смещения ДН ФАР
Пространственный сдвиг фазы в элементах ФАР С и D равен
.
Приравнивая , получим
.
Здесь - ширина ДН антенной решетки по суммарному сигналу. Поскольку на практике равна немногим долям радиана, величина << 1. При этом . В результате имеем
. (2.65)
Если в элементах А и В фазовые сдвиги будут нулевыми, а в элементах С и D установлены фазовые сдвиги, равные π/2, очевидно, что ДН ФАР сместится вниз на величину . Следовательно, при коммутации фазовых сдвигов на выходах подрешеток А+В и С+D диаграммы направленности ФАР пересекаются на уровне –3дБ относительно максимума.
Заметим, что то же самое имеет место в угломере с коническим сканированием. Из соотношения (2.65) следует, что всегда
.
Аналогично, если фазовые сдвиги π/2 будут установлены в элементах А и С, а в элементах В и D – сдвиги будут отсутствовать, ДН ФАР сместится влево. И, наконец, если фазовые сдвиги π/2 установить в элементах В и D, а в элементах А и С оставить нулевые фазы, диаграмма направленности ФАР отклонится вправо относительно РСЛ.
Теперь определим зависимость формы огибающей напряжения на входе приемника от знака углового смещения β источника сигнала с равносигнальной линии. Предположим вначале, что β > 0, т.е. источник сигнала смещен вверх с равносигнальной линии. Тогда максимум принятого сигнала будет иметь место при отклонении ДН антенны вверх относительно РСЛ, т.е. при фазовых сдвигах π/2 в элементах А и В. Если максимум ДН отклонить вниз (сдвиги фазы на π/2 в элементах С и D), принятый сигнал будет минимальным. Если фазовые сдвиги π/2 установить в элементах А и С или В и D, принятый сигнал будет принимать некоторое среднее значение.
Временная зависимость огибающей принятого сигнала (при β> 0) представлена на рис.2.48, а. Опорные напряжения фазовых детекторов даны на рис.2.48, б и рис.2.48, в.
Рис.2.48. Огибающая сигнала (a) и опорные напряжения (б, в).
Сопоставляя названные рисунки, приходим к следующим выводам:
Эти результаты соответствуют смещению β>0 (в вертикальной плоскости) и отсутствию смещения источника сигнала относительно РСЛ в горизонтальной плоскости.
При квадрантном сканировании можно избежать потерь в отношении сигнал/шум в канале сопровождения по дальности. Для этого достаточно обнулять все фазовращатели на выходах подрешеток в моменты излучения зондирующего импульса.
Кроме того, поскольку зондирующий сигнал не модулирован с частотой сканирования, потенциальный противник не имеет информации о величине этой частоты и не может сформировать ответную помеху.
В рассмотренном устройстве частоту сканирования можно сделать весьма высокой (до одной четверти частоты следования импульсов). Это позволяет, в соответствии с формулой (2.60), значительно уменьшить погрешность из-за амплитудных флуктуаций сигнала цели.
По аппаратурным затратам метод квадрантного сканирования эквивалентен методу конического сканирования, но выигрывает у последнего в быстродействии. Этот выигрыш связан с тем, что для изменения положения ДН антенны достаточно изменить фазы в четырех однобитных фазовращателях, а не во всех фазовращателях ФАР
Принцип измерения дальности целей в радиолокаторе с непрерывным излучением был рассмотрен нами выше (Лекция 5. Особенности построения РЛС различного типа). В данном разделе рассматриваются структура и характеристики цифрового следящего дальномера в импульсном радиолокаторе. Структурная схема дальномера с расщепленным стробом представлена на рис.2.49.
Рис.2.49. Структурная схема дальномера
Каждый импульс отраженного сигнала оцифровывается в АЦП и поступает на вход временного дискриминатора. Число на выходе дискриминатора пропорционально различию (рассогласованию ) временных положений сигнала цели и расщепленного строба. Последний состоит из первого и второго стробов. Число на выходе интегратора изменяется со скоростью, пропорциональной рассогласованию. В результате, временная задержка стробов (преобразователь на рис.2.49), управляемая значением , изменяется в нужную сторону. Это приводит к уменьшению рассогласования до нуля при сопровождении неподвижной цели. Число на выходе интегратора пропорционально дальности цели.
Структура дискриминатора дана на рис.2.50, временные диаграммы - на рис.2.51.
Рис.2.50. Структурная схема временного дискриминатора
Дискриминатор состоит из двух нормально запертых ключей, отпираемых соответственно первым и вторым стробами, двух накопителей и сумматора. По переднему фронту первого строба выходы накопителей обнуляются. Затем в первом накопителе суммируются со знаком минус дискретные выборки сигнала цели в пределах первого строба. Их сумму обозначим . С окончанием первого строба первый ключ запирается, а с появлением второго строба открывается второй ключ. При этом во втором накопителе суммируются со знаком плюс выборки сигнала в пределах второго строба. Их сумму обозначим . На выходе сумматора к концу второго строба формируется число , пропорциональное рассогласованию .
Рис.2.50. Временные диаграммы работы дискриминатора: а) - огибающая сигнала, б) - дискретизованная огибающая, в) - стробы.
В примере на рис.2.51 выходное число дискриминатора . Поэтому число на выходе интегратора уменьшается. Вследствие этого уменьшается задержка стробов, что приводит к уменьшению рассогласования. В дальнейших периодах следования импульсов рассогласование уменьшается до нуля, если цель неподвижна и отношение сигнал/шум больше единицы.
Если отношение сигнал/шум невелико, может появиться заметная шумовая погрешность . При сопровождении движущейся цели могут присутствовать динамические ошибки. При этом часто наибольший вес имеет ошибка, вызванная радиальной скоростью цели. Для уменьшения этой ошибки целесообразно использовать дальномер с астатизмом второго порядка.
Слежение за частотой отраженного сигнала используется для решения двух задач:
Структура аналогового следящего устройства представлена на рис.2.52. Собственно следящая система обведена штриховой рамкой. Вне рамки находятся блоки, используемые в случае необходимости измерения доплеровского смещения частоты.
Рис. 2.52.Структурная схема следящего измерителя частоты
– промежуточная частота, – частота Доплера, ГУН – генератор, управляемый напряжением, – напряжение, пропорциональное частоте, - напряжение, пропорциональное частоте .
Дискриминатор следящей системы включает в себя смеситель, согласованный фильтр и частотный детектор. Аналоговый частотный детектор можно построить на двух расстроенных резонансных контурах. Частотные характеристики контуров приведены на рис.2.53.
Рис.2.53. Аналоговый частотный дискриминатор
a – структурная схема, б – частотные характеристики резонансных контуров,
в – характеристика частотного дискриминатора; АД - амплитудный детектор.
Если частота генератора, управляемого напряжением (ГУН), , частота сигнала после смесителя равна ƒ0, и напряжение на выходе дискриминатора отсутствует. При этом выходное напряжение интегратора остается неизменным.
Если доплеровская частота возрастет на , частота напряжения на входе дискриминатора увеличится на такую же величину. При этом в соответствии с рис.2.54 на выходе дискриминатора появится напряжение, пропорциональное . Напряжение на выходе интегратора будет возрастать до тех пор, пока частота управляемого генератора не повысится на . В результате частота напряжения на входе согласованного фильтра вернется к значению а выходное напряжение дискриминатора обратится в нуль.
Цифровой вариант дискриминатора в устройстве слежения за частотой представлен на рис.2.54.
Рис. 2.54. Цифровой частотный дискриминатор;
N – число, пропорциональное частоте .
В дискриминаторе используются счетчик числа периодов колебания на выходе согласованного фильтра в течение интервала времени и узел вычитания. Число на выходе счетчика равно , где - это частота сигнала на входе дискриминатора. Это число поступает на первый вход вычитатется. На второй вход этого узла подается постоянное число, равное , где - частота настройки согласованного фильтра. Число на выходе вычитателя равно
.
Если ≠ , то напряжение на входе интегратора не равно нулю. Изменяющееся напряжение на выходе интегратора подстраивает частоту управляемого генератора так, что
→ .