Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Л а б о р а т о р н а р о б о т а 4
БАГАТОПРОМЕНЕВЕ РОЗПОВСЮДЖЕННЯ СИГНАЛІВ
Мета роботи: дослідження впливу параметрів багатопроменевого розповсюдження сигналів на простір їх розповсюдження.
Теоретичні відомості
Модуляція з ефективним використанням смуги частот
Основним завданням спектрально ефективних модуляцій є максимізація ефективності використання смуги частот. Збільшення попиту на цифрові канали передачі призвело до досліджень спектрально ефективних методів модуляції, які напрямлені на максимально ефективне використання смуги частот і, одже, покликаних ослабити проблему спектрального перевантаження каналів зв'язку.
У деяких системах, окрім вимоги ефективності використання спектру є інші. Наприклад, в супутникових системах з сильно нелінійними транспондерами потрібна модуляція з сталою огинання. Це пов'язано з тим, що при проходженні сигналу з великими флуктуаціями амплітуди нелінійні транспондери створюють паразитні бічні смуги (причина — механізм, який зветься претворенням амплітудної модуляції у фазову). Ці бічні смуги відбирають у інформаційного сигналу частину потужності транспондера, а також можуть інтерферувати з сигналами сусідніх каналів (перешкода сусіднього каналу) або інших систем зв'язку (внутрішньо канальна перешкода). Двома прикладами модуляцій з постійною огинаючою, які підходять для систем з нелінійними транспондерами, є квадратурна фазова маніпуляція із зсувом (Offset QPSK — OQPSK) і маніпуляція з минимальним зсувом (ninimum shift keying – MSK
Передача сигналів з модуляцією QPSK і OQPSK
На рис. 4.1 показано розбиття типового потоку імпульсів при модуляції QPSK. На рис. 4.1 а представлений початковий потік даних dk(t)=d0, d1, d2..., що складається з біполярних імпульсів, тобто dk набувають значень +1 або -1, що представляють двійкову одиницю і двійковий нуль. Цей потік імпульсів розділяється на синфазний потік, dI(t), і квадратурний dQ(t), як показано на рис. 4.1, б.
dI(t)=d0, d2, d4..., (парні біти)
dQ(t)=d1, d3, d5..., ( непарні біти)
Слід відзначити, що швидкості потоків , dI(t) та dQ(t) дорівнюють половині швидкості передачі потоку dk(t). Зручну ортогональну реалізацію сигналу QPSK, s(t), можна отримати, використовуючи амплітудну модуляцію синфазного і квадратурного потоків на синусній і косинусній функціях від несучої.
s(t)= (4.1)
З допомогою тригонометричних тотожностей рівняння (4.1) можна представити в наступному вигляді:
(4.2)
Рис. 4.1. Модуляція QPSK
Модулятор QPSK, показаний на рис. 4.1, в, використовує суму синусоїдального і косинусоїдального доданків, тоді як аналогічний пристрій, застосовує різницю таких доданків. Оскільки когерентний приймач винен дозволяти будь-яку невизначеність фази, використання в передавачі іншого формату фази можна розглядати як частину подібної невизначеності. Потік імпульсів використовується для амплітудної модуляції (з амплітудою +1 або -1) косинусоїди. Це рівноцінно зсуву фази косинусоїди на 0 або π; отже, в результаті отримаємо сигнал BPSK. Аналогічно потік імпульсів dQ(t) модулює синусоїду, що дає сигнал BPSK, ортогональний попередньому. При підсумовуванні цих двох ортогональних компонентів несучої виходить сигнал QPSK. Величина Ө(t) буде відповідати одному з чотирьох можливих поєднань dI(t) та dQ(t) у рівнянні (4.1): Ө(t) = 0°, ±90° або 180°; результуючі вектори сигналів показані в сигнальному просторі на рис. 4.2. Оскільки і зортогональні, два сигнали BPSK можна детектувати роздільно.
Рис.4.2. Сигнальний простір для схем QPSK та ОQPSK
Передачу сигналів ОQPSK також можна представити формулами (4.1) і (4.2); відмінність між двома схемами модуляції, QPSK та ОQPSK, полягає тільки в орієнтації двох модульованих сигналів. Як показано на рис. 4.1, тривалість кожного початкового імпульсу дорівнює T (рис. 4.1, а); отже, в потоках на рис. 4.1, б тривалість кожного імпульсу дорівнює 2T. У звичайній QPSK потоки парних і непарних імпульсів передаються із швидкістю 1/(2Т) біт/с, причому вони синхронізовані так, що їх переходи збігаються, як показано на рис. 4.1, б. У ОQPSK, яку іноді називають QPSK з рознесенням (staggered QPSK — SQPSK), використовується також розділення потоку даних і ортогональна передача; різниця в тому, що потоки dI(t) та dQ(t) синхронізовані із зсувом на Т. Цей зсув показаний на рис. 4.3.
Рис. 4. 3. Потоки даних при модуляції ОQPSK
При стандартній QPSK через синхронізацію dI(t) та dQ(t) за проміжок 2Т фаза несучої може змінюватися тільки раз. Залежно від значень dI(t) та dQ(t) у будь-якому проміжку 2Т, фаза несучої на цьому проміжку може приймати одне з чотирьох значень, показаних на рис. 4.2. Протягом наступного інтервалу 2Т фаза несучої залишається такою же, якщо жоден з потоків не міняє знаку. Якщо тільки один з потоків імпульсів змінить знак, відбувається зсув фази на ±90°. Зміна знаку у обох потоків приводить до зсуву фази на 180°. На рис. 4.4, а зображений типовий сигнал QPSK для послідовності dI(t) та dQ(t), що показано на рис. 4.1.
Рис. 4.4. Сигнали: а) QPSK б) ОQPSK
Якщо сигнал, що модулюється QPSK, піддається фільтрації для зменшення побічних максимумів спектру, результуючий сигнал більше не буди мати сталої огинаючої і, фактично, випадковий фазовий зсув на 180° викличе миттєве перетворення огинаючої в нуль (рис. 4.4, а). Якщо ці сигнали застосовуються в супутникових каналах, де використовуються нелінійні підсилювачі, стала огинаюча відновлюватиметься. Проте в той же час відновлюватися будуть і всі небажані частотні бічні максимуми, які можуть інтерферувати з сигналами сусідніх каналів і інших систем зв'язку.
При модуляції QPSK потоки імпульсів dI(t) та dQ(t) рознесені і, отже, не можуть одночасно змінити стан. Несуча не може змінювати фазу на 180°, оскільки за один раз перехід може зробити тільки один з компонентів. За кожні Т секунд фаза може змінитися тільки на 0° або ±90°. На рис. 4.4, б показаний типовий сигнал ОQPSK для послідовності, представленій на рис. 4.3. Якщо сигнал ОQPSK стає сигналом з обмеженою смугою, виникаюча між символьна інтерференція призводить до легкого спаду фази огинаючої в області переходів фази на ±90°, але оскільки переходів на 180° при ОQPSK немає, огинаюча не перетворюється в нуль, як це відбувається при QPSK. Якщо сигнал ОQPSK з обмеженою смугою проходить через нелінійний транспондер, спад огинаючої усувається; в той же час високочастотні компоненти, пов'язані із зникненням огинаючої, не посилюються. Таким чином, відсутня поза смугова інтерференція.
Маніпуляція з мінімальним зсувом
Головна перевага ОQPSK перед QPSK (усунення поза смугової інтерференції) наводить на думку, що можна додатково підсилити формат ОQPSK, усунувши розривні переходи фази. Це стало мотивацією розробки схем модуляції без розриву фази (continuous phase modulation — СРМ). Однією з таких схем є маніпуляція з мінімальним зсувом (minimun shift keying — МSK). MSK можна розглядати як окремий випадок частотної маніпуляції без розриву фази (continuous-phase frequency shift keying — CPFSK) або як окремий випадок ОQPSK з синусоїдальним зважуванням символів. У першому випадку сигнал МSК можна представити таким чином:
kT<t<(k+1)T (4.3)
Тут f0— несуча частота, dk = ±1 представляє біполярні дані, які передаються зі швидкістю R= 1/T, а xk — це фазова стала для к-го інтервалу передачі двійкових даних. Відзначимо, що при dk = 1 частота, що передається це f0+1/4T , а при dk = -1 це f0-1/4T. Отже, рознесення тонів в МSК складає половину від використовуваного при ортогональній FSK з некогерентною демодуляцією, звідки і назва — маніпуляція з мінімальним зсувом. Протягом кожного T-секундного інтервалу передачі даних значення xk стале, тобто xk =0 або π, що диктується вимогою безперервності фази сигналу в моменти t=kT. Цю вимогу накладає обмеження на фазу, яке можна представити наступним рекурсивним співвідношенням для xk.
по модулю 2π (4.4)
За допомогою тотожностей рівняння (4.3) можна переписати в квадратурному вигляді.
kT<t<(k+1)T (4.5)
де
Синфазний компонент позначається як , де – несуча, — синусоїдальне зважування символів, аk — інформаційно-залежний член. Так само квадратурний компонент — це , де квадратурний доданок несучої, — таке ж синусоїдальне зважування символів, а вk — інформаційно-залежний член. Може здатися, що величини аk можуть змінювати своє значення кожні T секунд. Проте через вимогу безперервності фази величина аk може змінитися лише під час переходу функції через нуль, а вk — тільки під час переходу через нуль . Отже, зважування символів в синфазному або квадратурному каналі — це синусоїдальний імпульс з періодом 2T і змінним знаком. Як і у разі ОQPSK, синфазний і квадратурний компоненти зсунуті відносно один одного на T секунд.
Відзначимо, що xk в рівнянні (4.3) — це функція різниці між колишнім і поточним інформаційними бітами (диференціальне кодування). Таким чином, величини аk і вk в рівнянні (4.3) можна розглядати як диференціально кодовані компоненти початкових даних dk. Проте щоб біти даних були незалежні між собою, знаки послідовних імпульсів квадратурного і синфазного каналів від одного імпульсного інтервалу, тривалістю 2Т секунд, до наступного мають бути випадковими імпульсами. Таким чином, якщо рівняння (4.3) розглядати як окремий випадок модуляції ОQPSK, його можна переписати в іншій (недиференціальною) формі
(4.6)
Тут dI(t) та dQ(t) мають такий же сенс синфазного і квадратурного потоків даних, як і в рівнянні (4.1). Схема МSK, записана у формі (4.6), іноді називається МSК з попереднім кодуванням (ргесоded MSK). Графічне представлення рівняння (4.6) дане на рис. 4.5. На рис. 4.5, а і в показано синусоїдальне зважування імпульсів синфазного і квадратурного каналів. Цими послідовностями є ті ж інформаційні
послідовності, що і на рис. 4.3, але тут множення на синусоїду дає біль плавні переходи фази, чим в початковому представленні даних. На рис. 4.5, б і г показана модуляція ортогональних компонентів і синусоїдальними потоками даних. На рис. 4.5, д представлене підсумовування ортогональних компонентів, зображених на рис. 4.5, б і г. Отже, з рівняння (4.6) і рис. 4.5 можна зробити висновок: 1) сигнал s(t) має ту, ж огинаючу; 2) фаза радіочастотною несе безперервна при бітових переходах; 3) сигнал s(t) можна розглядати як FSK-модульований сигнал з частотами передачі f0+1/4T і f0-1/4T.
Рис. 4.5. Маніпуляція з мінімальним зсувом (minimun shift keying — МSK): а – модифікований синфазний потік бітів; б – добуток синфазного потоку бітів і несучої; в – модифікований квадратурний потік бітів; г – добуток квадратурного потоку бітів і несучої; д – сигнал MSK
Таким чином, мінімальне рознесення тонів, потрібне при модуляції МSK, можна записати таким чином:
що дорівнює половині швидкості передачі бітів. Відзначимо, що те, що рознесення тонів, потрібне для МSK, — це половина (1/T) рознесення, необхідного при некогерентному детектуванні FSK-модульованих сигналів. Це пояснюється тим, що фаза несучої відома і безперервна, що дозволяє здійснити когерентну демодуляцію сигналу.
Спектральна щільність потужності G(t) для QPSK і ОQPSK має наступний вигляд:
де Р — середня потужність модульованого сигналу. При МSK G(t) матиме наступний вигляд :
.
Квадратурна амплітудна модуляція
Когерентна М-арна фазова маніпуляція (М-агу рhase shift keying — МSK) — це добре відомий метод, що дозволяє звузити смугу пропускання. Тут використовується не бінарний алфавіт з передачею одного інформаційного біта за період передачі канального символу, а алфавіт з М символів, що дозволяє передавати бітів за кожен символьний інтервал. Оскільки використання М-арних символів в k разів підвищує швидкість передачі інформації при тій же смузі пропускання, то при фіксованій швидкості застосування М-арної РSK звужує необхідну смугу пропускання в k разів.
З рівняння (4.1) можна бачити, що модуляція QPSK складається з двох незалежних потоків. Один потік модулює амплітуду косинусоїдальної функції несучої на рівні +1 і -1, а інший — аналогічним чином синусоїдальну функцію. Результуючий сигнал називається двохсмуговим сигналом з придушенням несучої (double-sideband suppressed-carrier — DBS-SC), оскільки смуга радіочастот удвічі більше смуги не модульованого сигналу і не містить виділеної несучої. Квадратурну амплітудну модуляцію (quadrature amplitude modulation — QАМ) можна вважати за логічне продовження QPSK, оскільки сигнал QАМ також складається з двох незалежних амплітудно-модульованих несучих. Кожен блок з k біт (k вважається парним) можна розділити на два блоки з k/2 біт, що подаються на цифро-аналогові перетворювачі (ЦАП), які забезпечують необхідну моделюючу напругу для несучих. У приймачі обидва сигнали детектуються незалежно за допомогою узгоджених фільтрів. Передачу сигналів, модульованих QАМ, можна також розглядати як комбінацію амплітудної (amplitude shift keying — АSK) і фазової (рhase shift keying — РSK) маніпуляцій, звідки альтернативна назва амплитудно-фазова маніпуляція (amplitude phase keying — АРК). І нарешті, її можна вважати за двомірну амплітудну маніпуляцію, звідки ще одна назва — квадратурна амплітудна маніпуляція (quadrature amplitude shift keying — QASK).
На рис. 4.6, а показаний двомірний простір сигналів і набір векторів сигналів, що модулюються 16-річною QАМ і зображених крапками, які розташовані у вигляді прямокутної множини. На рис. 4.6, б показаний канонічний модулятор QАМ. На рис. 4.6, в зображений приклад моделі каналу, в якій передбачається наявність лише гаусового шуму. Сигнали передаються у вигляді пари (х, у).
Рис. 4.6. Схема модуляції QAM: а) 16-річний простір сигналів; б) канонічний модулятор QAM; b) модель каналу QAM
На моделі показано, що координати сигнальної точки (х, у) передаються по роздільних каналах і незалежно збурюються змінними гаусового шуму (nx, ny), кожен компонент якого має нульове середнє і дисперсію N. Можна також сказати, що двомірна точка сигналу збурюється двомірною змінною гаусового шуму. Якщо середня енергія сигналу (середньоквадратичне значення координат сигналу) дорівнює S, тоді співвідношення сигнал/шум дорівнює S/N. Простий метод цифрової передачі сигналів через подібні системи — це застосування одновимірної амплітудноімпульсної модуляції (pulse amplidude modulation — РАМ) незалежно до кожної координати сигналу. При модуляції РАМ для передачі k бітів/розмірність по гаусовому каналу кожна точка сигналу набуває значення однієї з 2k рівно імовірних еквідистантних амплітуд. Точки сигналів прийнято групувати в околиці простору на амплітудах ±1,±3, ...,±(2k-1).
Множинний доступ з кодовим розділенням
Застосування розширеного спектру в системах зв'язку множинного доступу дозволяє використовувати одну частотну смугу для одночасної передачі декількох сигналів без взаємної інтерференції. Розглянемо системи СDМА, що використовують метод прямої послідовності (DS/CDMA). Отже, N користувачів отримують індивідуальний код gi(t), де i= 1, 2 ..., N. Коди є приблизно ортогональними, так що взаємна кореляція двох кодів вважається дорівнює нулю. Основна перевага такої системи зв'язку - можливість асинхронної передачі даних по всьому діапазону різними користувачами. Іншими словами, моменти переходів в символах різних користувачів не повинні збігатися.
Блок-схема стандартної системи DS/CDMA наведена на рис. 4.7. Перший блок схеми відповідає модуляції даними несучої хвилі, А соsω0(t). Вихід модулятора, що належить користувачеві з групи 1, можна записати в наступному вигляді:
s1(t)=A1(t)cos[ω0t+φ1(t)] (4.7)
Вигляд отриманого сигналу може бути довільним, оскільки процес модуляції не обмежується додатковими вимогами.
Рис. 4.7. Множинний доступ з кодовим розділенням
Модульований сигнал помножується на сигнал, що розширюється g1(t), та закріплений за групою 1; результат g1(t)s1(t) передається по каналу. Аналогічним чином для користувачів груп від 2 до N береться добуток кодової функції і сигналу. Досить часто доступ до коду обмежений чітко певною групою користувачів. Результуючий сигнал в каналі є лінійною комбінацією всіх сигналів, що передаються. Нехтуючи затримками в передачі сигналів, вказану лінійну комбінацію можна записати таким чином:
g1(t)s1(t)+g2(t)s2(t)+…+gN(t)sN(t) (4.8)
Множення s1(t) на g1(t) дає в результаті функцію, спектр якої є згорткою спектрів s1(t) та g1(t). Оскільки сигнал s1(t) можна вважати вузько смуговим (в порівнянні з кодовим або сигналом, що розширюється g1(t)), смуги g1(t)s1(t) та g1(t) можна вважати за приблизно рівними. Розглянемо приймач, що налаштований на отримання повідомлень від групи користувачів 1. Припустимо, що отриманий сигнал і код g1(t), що згенерував приймач, повністю синхронізовані між собою. Першим кроком приймача буде множення отриманого сигналу у формі (4.8) на g1(t). В результаті буде отримана функція
g12(t)s1(t)
і набір побічних сигналів.
g1(t)g2(t)s2(t)+g1(t)g3(t)s3(t)+…+g1(t)gN(t)sN(t) (4.9)
Подібно до рівняння
,
якщо кодові функції {gi(t)} взаємно ортогональні, отриманий сигнал може ідеально видобутий за відсутності шумів, оскільки . Побічні сигнали легко відсіваються системою, оскільки при i≠j. На практиці кодові функції не завжди ідеально ортогональні між собою. Отже, взаємна кореляція кодів призводить до погіршення якості зв’язку і обмежує максимальну кількість одночасно працюючих користувачів.
Розглянемо частотне представлення приймача CDMA. На рис. 4.8, а представлено широкосмуговий вхідний сигнал приймача, що включає сигнали користувачів і побічні (небажані) сигнали. Кожен сигнал розширений окремим кодом із швидкістю передачі даних Rch і характеризується функцією спектральної щільності потужності вигляді sinc2(f/Rch). На графіку також представлений отриманий приймачем тепловий шум, який рівномірно розподілений по всьому діапазону. Сумарний сигнал, що описаний виразом (4.8), надходить на вхід корелятора приймача, який керовано синхронізованою копією g1(t). На рис. 4.8, б представлено спектр, що отримано після кореляції (звуження) з кодом g1(t). В подальшому призначений для користувача сигнал, розташований в інформаційній смузі частот (центрованою на проміжній частоті), обробляється звичайним демодулятором, який повинен мати ширину смуги, достатню для передачі розшифрованого сигналу. Побічні сигнали (див. рівняння (4.8) не проходять процес звуження спектру. Тому інтерферувати з бажаним сигналом будуть тільки сигнали, що розташовані в його інформаційній смузі частот.
Рис. 4.8. Детектування сигналу розширеного спектру: а) спектр на вході приймача; б) спектр після кореляції з точним та синхронізованим псевдо випадковим кодом
Канали з багатопроменевим розповсюдженням
Розглянемо систему зв'язку DS з двійковою фазовою маніпуляцією при використанні каналу, що має більш за один маршрут розповсюдження сигналу від передавача до приймача. Даний ефект може бути викликаний віддзеркаленням сигналу, заломленням його атмосферою або віддзеркаленням від будівель або інших об'єктів. У результаті багатопроменеве розповсюдження може викликати флуктуації потужності сигналу на вході приймача. Маршрут проходження сигналу може включати декілька дискретних траєкторій, що мають різні характеристики поглинання і часу затримки. На рис. 4.9 наводиться приклад двохпроменевого каналу зв'язку. Час затримки прямого сигналу по відношенню до відхиленого дорівнює τ. Подібна розбіжність в часі може призводити до появи "фантомних зображень" на екрані телевізора, а в особливо несприятливих випадках і до повної втрати синхронізації зображення.
Розглянемо системи зв'язку розширеного спектру, в якій використаний метод прямої послідовності. Припустимо, що приймач синхронізований за часом затримки та фазою не відхиленого сигналу. Тоді отриманий сигнал може бути представлено таким чином:
r(t)=A x(t)g(t) cosω0t + αA x(t-τ) g(t-τ) cos(ω0 t+Ө) + n(t). (4.10)
Тут x(t) — інформаційний сигнал, g(t) — кодовий сигнал, n(t) — гаусів процес шуму з нульовим середнім, τ — різниця в часі затримки для двох траєкторій проходження (Ө < τ < T), Ө — випадкова фаза, що рівномірно розподілена в проміжку (0, 2π), α — втрати потужності багатопроменевого сигналу щодо прямого розповсюдження.
Рис. 4.9. Робота системи зв’язку BPSK, яка використовує метод прямої послідовності, при багатопроменевому розповсюдженні сигналу
Для приймача, синхронізованого з прямим сигналом, вихід корелятора може бути представлено таким чином:
z(t=T)=A x(t)g2(t) cosω0t + αA x(t-τ)g(t) g(t-τ) cos(ω0 t+Ө) + n(t)g(t)] 2 cosω0t dt,
де g2(t) = 1. Для τ > Тс , g(t) g(t-τ) 0 (для кодів з великими періодами), де Тс — тривалість елементарного сигналу. Отже, якщо значення Тс менше різниці в часі затримки між сигналами з різною траєкторією розповсюдження, можна записати наступне:
z(t=T)=2A x(t) cos2ω0t + 2n(t)g(t) cosω0t ] dt=Ax(T)+n0(t),
де n0(T) — випадкова гаусова змінна з нульовим середнім. Таким чином, система зв'язку з розширеним спектром (подібно до системи СDМА) ефективно усуває інтерференцію, викликану багатопроменевим розповсюдженням сигналу, за допомогою приймача, який скорелювано за кодом.
Поліпшити продуктивність системи зв'язку за наявності багатопроменевого розповсюдження сигналу можна і за допомогою стрибкоподібної перебудови частоти. Швидка зміна частоти дозволяє приймачам уникнути втрат потужності сигналу через багатопроменеве розповсюдження. Оскільки робоча частота приймача змінюється до того, як відхилений сигнал надходить на вхід, інтерференція між двома версіями сигналу неможлива.
Контрольні запитання
Порядок виконання роботи
1. Дослідити вплив параметрів багатопроменевого розповсюдження сигналів на простір їх розподілу.
Для цього:
Завантажите Matlab 6.5.
Пройдіть шлях Start/Demos/Blocksets/Communications/ Illustrative Models/Rayleigh Fading Channel і запустіть Open this model.
Тоді перед вами буде наступне
:
Дана модель імітує ефект багатопроменевого розповсюдження сигналів з квадратичною фазовою маніпуляцією (QPSK).
Структура моделі включає:
Канал Multipath Rayleigh в початковому стані містить два шляхи розповсюдження з такими параметрами другого каналу:
Виконайте зміну параметрів другого каналу розповсюдження:
2. Зафіксуйте не менш трьох пар графіків простору розподілу сигналів для мінімальної і максимальної відстаней між сигналами (дивись таблицю).
|
№ варіанту |
t1, c |
t2, c |
t3, c |
d1, Гц |
d2, Гц |
d3, Гц |
α1, дБ |
α2, дБ |
α3, дБ |
|
1 |
1 10-5 |
5 10-5 |
8 10-5 |
15 |
50 |
110 |
-30 |
-15 |
-5 |
|
2 |
2 10-5 |
3 10-5 |
9 10-5 |
30 |
80 |
120 |
-25 |
-10 |
-2 |
|
3 |
3 10-5 |
7 10-5 |
10 10-5 |
40 |
90 |
130 |
-30 |
-15 |
-5 |
|
4 |
4 10-5 |
8 10-5 |
10 10-5 |
50 |
70 |
130 |
-25 |
-10 |
-2 |
|
5 |
1 10-5 |
4 10-5 |
10 10-5 |
60 |
80 |
140 |
-30 |
-15 |
-5 |
|
6 |
2 10-5 |
7 10-5 |
10 10-5 |
70 |
90 |
140 |
-25 |
-10 |
-2 |
|
7 |
3 10-5 |
7 10-5 |
9 10-5 |
80 |
30 |
15 |
-30 |
-15 |
-5 |
|
8 |
2 10-5 |
5 10-5 |
9 10-5 |
90 |
40 |
20 |
-25 |
-10 |
-2 |
|
9 |
3 10-5 |
8 10-5 |
10 10-5 |
100 |
60 |
15 |
-30 |
-15 |
-5 |
|
10 |
4 10-5 |
6 10-5 |
10 10-5 |
110 |
50 |
20 |
-25 |
-10 |
-2 |
|
11 |
2 10-5 |
4 10-5 |
9 10-5 |
130 |
70 |
40 |
-30 |
-15 |
-5 |
|
12 |
1 10-5 |
6 10-5 |
10 10-5 |
140 |
80 |
20 |
-25 |
-10 |
-2 |
Вимоги до оформлення звіту
Звіт повинен містити: