Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Министерство образования Республики Беларусь
Учреждение образования
“Белорусский государственный университет
информатики и радиоэлектроники”
|
“К защите допускаю” |
|
|
Руководитель проекта_____________ |
|
|
“___” ______________________ 2010г. |
к курсовому проекту на тему:
|
Выполнил |
|
студент гр. 741301 |
|
Губарь Е. Л. |
|
Руководитель проекта |
|
Титович Н.А. |
Содержание:
|
Введение………………………………………………………………………. |
|
|
3 |
|
― |
|
― |
|
― |
|
6 |
3.1. Краткое описание принципиальной схемы 3.2. Проектирование полосового LC-фильтра…………………….…... |
8 |
|
13 |
|
3.3.1. Выбор схемы…………….…………………………...…….……. |
|
|
3.3.2. Расчет электронного режима оконечного каскада………....…. |
14 |
|
18 |
|
21 |
|
― |
|
22 |
|
26 |
|
28 |
|
29 |
|
30 |
Нумерацию разделов переделать
По учебнику Шахгильдяна.
Каждый абзац должен быть отформатирован по границе справа. Исправить по всей записке.
Требования к передатчикам регламентируются согласно ГОСТ 22597 – 86. Настоящий стандарт распространяется на радиостанции с однополосной модуляцией, предназначенные для организации сухопутной подвижной радиотелефонной связи в различных отраслях народного хозяйства и ведомствах в диапазоне частот 1,6 – 30 МГц.
Спектр радиочастот разделен на несколько диапазонов, причем частоты 3—МГц называются высокими частотами (ВЧ) или декаметровыми волнами, а частоты 0,3—МГц —средними частотами (СЧ) или гектометровыми волнами. Однако коротковолновым (KB) считается диапазон частот 1,5—МГц, который включает в себя ВЧ диапазон и частично диапазон СЧ.
Связные передатчики в зависимости от того, для какой системы связи они предназначены, могут быть мощностью от единиц ватт в системах низовой связи до 100 кВт в магистральной связи.
Передатчики для радиосвязи с подвижными объектами (авиационные, судовые и др.) и низовых систем связи имеют мощность менее 1 кВт, работают в диапазоне 1,5—24 МГц и обеспечивают работу в режимах Al, A3J и как резерв в режиме A3. Иногда эти передатчики проектируются и для работы в режимах А2, F1. Основные технические показатели этих передатчиков несколько хуже, чем соответствующие показатели передатчиков магистральной радиосвязи.
Содержание полученного технического задания приведено в таблице 2.1.1.
Таблица 2.1.1
|
Выходная мощность, кВт |
0,5 |
|
Диапазон волн, м |
15 |
|
Относительная нестабильность рабочей частоты |
|
|
Вид модуляции |
ОМ, подавление несущей на 45 дБ |
|
Допустимое излучение на гармониках, дБ |
-50 дБ |
Часть изложенного ниже можно перенести в подраздел 1.1.
При построении передатчиков с однополосной модуляцией (ОМ) для формирования однополосного сигнала применяют метод повторной балансной модуляции. Балансные модуляторы (БМ) позволяют получить АМ колебания с подавленной несущей. В основу метода повторной балансной модуляции положен принцип постепенного увеличения разности между верхней и нижней боковыми полосами частот, что при исключении несущей упрощает задачу фильтрации (материал из [1], §13.2).
В возбудителе с ОМ, где использован этот метод, на БМ1 подают модулирующий сигнал F и пониженную несущую частоту ― поднесущую f1. На выходе выделяют две боковые частоты: f1 + F и f1 –F, а поднесущая f1 подавляется. Фильтр Ф1 выделяет верхнюю боковую полосу частот. На БМ2 подают более высокую несущую f2 >> f1, а в качестве модулирующего ― сигнал с выхода Ф1. В спектре на выходе БМ2 боковые полосы разнесены на частоту 2f1.Фильтр Ф2 выделяет верхнюю боковую полосу частот. На выходе из фильтра Ф2 получаем сигнал с частотой f1 + f2 + F.
Однополосный сигнал получаем подавлением/устранением из спектра колебаний несущей частоты и нерабочей боковой полосы. Для подавления несущей используем балансные модуляторы. Предъявляя высокие требования на степень подавления нерабочих составляющих спектра, нужно использовать кольцевой модулятор (КМ). КМ состоит из двух одинаковых балансных модуляторов со встречным включением диодов по ВЧ. В спектре КМ значительно ослаблены составляющие , n, 2ω ± и другие четные составляющие. Теоретически такой модулятор может обеспечить подавление несущей на 45 дБ. Коэффициент передачи модулирующего сигнала меньше единицы (ослабление около 10 дБ). Уровень несущей частоты должен быть в 10 –раз больше уровня модулирующего напряжения.
Составляющая с нерабочей боковой частотой подавляется фильтром. Стандартная полоса частот для модулирующего сигнала низовой системы связи составляет 300 –Гц. Следовательно, нужно подавить на 45 дБ составляющую спектра, отстающую от рабочей на 600 Гц. Но создать перестраиваемый фильтр с такими крутыми скатами пока нельзя. Поэтому на частоте несущей 500 кГц применяют неперестраиваемый ЭМФ фильтр.
Для переноса информации в диапазон рабочих частот потребуется еще одно преобразование. На второй БМ воздействует модулирующий сигнал с частотой от 500300 Гц до 503400 Гц. Второй фильтр должен выделить одну из двух боковых полос (верхнюю), отстоящих друг от друга на 1000600 Гц. Это можно осуществить и при помощи простых фильтров, которые могут быть перестраиваемыми. В передатчиках низовой связи обычно имеют место два преобразования. Первый фильтр должен быть ЭМФ, второй –многозвенным LC –фильтром (перестраиваемый, полосовой).
В усилителе мощности (УМ) сигнал усиливается до заданного значения мощности.
Относительный уровень второй гармоники на выходе передатчиков составляет –(20...25) дБ, а пятой –(50...55) дБ. Уровни гармоник более высокого порядка (выше шестой) пренебрежимо малы. Столь высокое ослабление обеспечивают непосредственно выходные цепи связи транзисторного усилителя мощности оконечных каскадов этих передатчиков. Для обеспечения допустимого уровня излучения мощности на гармониках (менее 1 мВт в метровом и менее 20 мВт в дециметровом диапазонах) устанавливают дополнительные фильтрующие цепи — выходной фильтр, который называют фильтром гармоник (ФГ).
На основе приведенного выше анализа, выбираем схему, указанную на рис. 2.1.1. Процесс выделения верхней полосы частот показан на рис. 2.1.2.
Рис. 2.1.1. Структурная схема связного передатчика
Нумерация рисунков, таблиц и формул либо сквозная, либо по разделам.
Рис 2.1.2. Название
Для реализации указанных характеристик передатчик строится по схеме с двумя кварцевыми автогенераторами (АГ) и двумя каскадами усиления мощности (УМ). Построение структурной схемы начнем с выходного каскада.
Мощность на выходе передатчика должна быть равна 500 Вт. Чтобы рассчитать мощность оконечного каскада, воспользуемся формулой:
(1)
где PВЫХ –
………
Прежде всего необходимо установить ориентировочные значения КПД колебательной системы КС и КПД симметрирующего трансформатора ТР. КПД КС зависит от числа контуров в КС, их загрузки и определяется в результате расчета КС для необходимой фильтрации. Для расчета структурной схемы КПД ТР и КПД КС можно задать, руководствуясь таблицей 6.2, §6.4, изложенной в [2]. Выберем 
и 
. Отсюда найдём РОК:
Для того, чтобы выбрать номинальную мощность оконечного каскада, нужно учитывать, что в передатчиках, длительное время работающих на максимальной мощности с видами работ A1, F1 и A3A, номинальная мощность активного элемента P1N должна быть на 10 ―40% больше 
.
Нумерация формул?
Выберем 
На частоте 20 МГц такую мощность могут отдать четыре транзистора 2Т980А при напряжении питания 50 В. От этого источника целесообразно питать все мощные каскады. Усиление транзистора 2Т980А на рабочей частоте f = 20МГц оценим по формуле:
где 
, 
— частота и усиление в типовом режиме.
Для возбуждения оконечного каскада потребуется мощность:
КПД цепей межкаскадной связи в усилителях ВЧ получается порядка 0,7. Большее значение трудно реализовать, поскольку коэффициент трансформации сильно отличается от единицы. В нашем случае придется использовать еще и делительные и суммирующие мосты для получения такой мощности на выходе, поэтому КПД ЦС уменьшится и составит примерно 0,55. Транзистор предоконечного каскада в должен отдать
Такую мощность на 20 МГц могут обеспечить два транзистора КТ903Б. Усиление на рабочей частоте:
Для возбуждения предоконечного каскада потребуется мощность:
С учетом ЦС, делительных и суммирующих мостов, мощность на выходе балансного модулятора должна составить:
Эту мощность должны будут обеспечить два усилителя промежуточной частоты и два кварцевых автогенератора.
Нужен еще один предварительный усилитель. На выходе кварцевого генератора обычно 50 мВт, на выходе БМ – 100-200 мВт.
Хотя… Для транзистора 2Т980Б согласно таблицы 1.1 (Шахгильдян, 2000г) при К=25 частота в типовом режиме равна не 30, а 80 МГц. Тогда усиление на частоте 20 МГц возрастает до 400 и для предоконечного каскада можно выбрать менее мощный транзистор. А дополнительного предоконечного каскада не требуется. Внимательнее надо смотреть.
В соответствии с изложенным построена функциональная схема передатчика (рис. 2.2.1). На ней показаны уровни мощностей, полученные в ходе расчета.
Рис. 2.2.1. Функциональная схема передатчика.
Я очень просил не выбирать ГТ311 для кварцевого генератора. Это очень не модно… Выбрать другие транзисторы (n-p-n). Что возбуждает каскад на КТ903Б? Почему в расчетах 1000/56, а не 250/56? Нарисовать подробную функциональную схему (с делителем мощности и суммирующими мостами).
Перед началом расчета четко сформулируем требования к фильтру.
Верхняя частота среза –Гц ( 
).
Нижняя частота среза –Гц (
).
Полоса пропускания –Гц (
).
Нормированная частота - 
.
Гарантированное затухание в полосе задерживания –дБ 
.
Примем: неравномерность затухания в полосе пропускания –,177 дБ (
).
Методика, по которой мы будем рассчитывать фильтр, приведена в [3], и основана на использовании таблиц значений элементов, нормированных по частоте и сопротивлению нагрузки. Определимся с выбором типа фильтра. Известны фильтры Баттерворта, Гаусса, Чебышева, Кауэра и т.д. Однако, в качестве полосовых фильтров используются только фильтры Чебышева и Кауэра, т. к. в процессе преобразования в полосовой фильтр остальные типы теряют линейность фазовых характеристик.
Выберем для построения фильтр Кауэра, т.к. для него необходим выбор гарантированного затухания в полосе задерживания, что облегчает расчет по требуемым данным.
Рис. 3.1. Частотные характеристики затухания фильтра Кауэра.
Каждый абзац должен быть отформатирован по границе справа. Исправить по всей записке.
По таблицам, приведенным в [3], ищем, сколько звеньев должен содержать фильтр Кауэра, удовлетворяющий нашим требованиям. Находим, n = 7. Таким образом, мы должны построить фильтр Кауэра 7 –го порядка.
Полосовой фильтр (ПФ) можно получить из ФНЧ прототипа. Построим ФНЧ фильтр Кауэра 7 –го порядка по схеме, изображенной на рис. 3.2.
Рис. 3.2. ФНЧ фильтр Кауэра 7-го порядка.
Чтобы из него получить требуемый ПФ, выполняют следующие преобразования, указанные на рис.3.3. После замены элементов ФНЧ прототипа, получим нужный полосовой фильтр Кауэра.
Рис. 3.3.Название.
В результате преобразований получаем вид ПФ Кауэра 7 –го порядка:
Рис. 3.4.?
Теперь найдем среднюю геометрическую частоту:
Нумерация формул?
Найдем нормированные коэффициенты. На практике обычно величины элементов фильтра нормируются для частоты среза 1 рад/с и при сопротивлении нагрузки 1 Ом. Для преобразования нормированных величин в реальные их необходимо умножить на нормированные коэффициенты. Нормированные индуктивность и емкость умножаются на нормированные коэффициенты 
и 
, которые можно вычислить с помощью формул:
Примем сопротивление нагрузки R равным 100 Ом. Тогда:
Коэффициент преобразования ширины полосы:
В таблице 3.1. приведены нормированные значения элементов из [3], для фильтра C07 ––.
Таблица 3.1.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
46,2 |
,163 |
,2125 |
,177 |
,9989 |
,463 |
,129 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
0,6748 |
,1455 |
,218 |
,7925 |
,7602 |
1,2883 |
,7976 |
Из таблицы находим 
. Вычислим полосы пропускания режекторных контуров 2, 4 и 6:
Теперь найдем резонансные частоты для режекторных контуров 2, 4 и 6:
- резонансная частота для 
- 
.
- резонансная частота для 
- 
.
- для 
- 
.
- для 
- 
.
- для 
- 
.
- для 
- 
.
Рассчитаем дополнительные коэффициенты:
Из-за высокой частоты все дополнительные коэффициенты приблизительно равны. Теперь приступим к вычислению значений элементов полосового фильтра, показанного на рис. В скобках будем указывать номиналы реальных элементов.
: 
;
: 
: 
: 
Классификацию транзисторных генераторов можно провести по двум показателям: по режиму работы транзистора и по видам нагрузки.
При классификации режимов работы транзистора можно пренебречь его инерционностью и воспользоваться его статическими характеристиками. Выделяют два крайних режима работы транзистора. Недонапряженный режим —транзистор попеременно находится в состоянии отсечки тока и в активном состоянии. Ключевой режим —транзистор попеременно находится в состоянии отсечки тока и насыщения. Промежуточное положение занимает перенапряженный режим, при котором транзистор находится как в состоянии отсечки тока, так и в активном состоянии и в состоянии насыщения. Граничным между недонапряженным и перенапряженным режимами является критический режим, когда в некоторый момент времени транзистор находится на границе между активным состоянием и состоянием насыщения.
Недонапряженный режим работы транзистора и критический режим, как его граничный случай, используют прежде всего тогда, когда требуется осуществлять усиление AM или ОМ колебаний.
На низких частотах f ≤ 0,01fT у транзисторного генератора будет широкодиапазонная нагрузка. На средних частотах f ≤ 0,1fT необходимо учитывать: во-первых, влияние коллекторных емкостей транзисторов, паразитных емкостей монтажа, паразитных емкостей согласующих трансформаторов; во-вторых, индуктивности выводов транзистора и соединительных проводов, индуктивности рассеяния согласующих трансформаторов. У современных мощных генераторных транзисторов 
МГц. При 
МГц нагрузка транзистора в этом случае будет узкодиапазонной.
Выберем схему включения с общим эмиттером (ОЭ), т.к. она обеспечивает больший коэффициент усиления по мощности в диапазоне ВЧ.
При работе транзисторов с отсечкой тока угол отсечки ϴ обычно выбирается близким или равным 90°. Отметим, что в двухтактных генераторах с широкодиапазонной нагрузкой в целях снижения уровня нечетных гармоник в нагрузке углы отсечки токов обоих транзисторах выбираются равными 90° (класс В).
С учетом этого, выберем схему, по которой построим каскады усиления мощности (на рис. 4.1.1.):
Рис. 4.1.1. Схема генератора с узкодиапазонной нагрузкой:
а) коллекторная цепь; б) входная цепь.
Рассчитаем режим работы оконечного каскада на транзисторе 2Т980А. Проведём расчет на мощность PН = 250 Вт при ЕП = 50 В, угол отсечки равен 90°. Для расчета используем формулы, полученные в [4] в параграфе 1.14. Параметры транзистора найдем в [5] и укажем в таблице 4.2.1.
Таблица 4.2.1.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
20 |
150 |
0,6 |
300 |
13000 |
2,8 |
1,6 |
1,9 |
100 |
50 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4 |
15 |
5 |
300 |
4 |
0,05 |
250 |
25 |
30 |
7,5 |
Данные, необходимые для расчета: 
; 
; 
― коэффициенты разложения косинусоидальных импульсов.
При проектировании генераторов, предназначенных для усиления ОМ колебаний, необходимо обеспечивать главное требование ― высокую линейность модуляционной характеристики, т. е. зависимости амплитуды первой гармоники коллекторного тока 
от амплитуды входного тока 
(тока базы 
в схеме с ОЭ). Для этого примем следующие меры. При проектировании коллекторной цепи генератора первоначально выберем значение амплитуды импульса коллекторного тока 
из условия
чтобы обеспечивался с некоторым запасом недонапряжённый режим работы транзистора. После этого проводят расчет коллекторной цепи в режиме максимальной мощности 
.
из условия: 
Проверка: 
Да, 300 > 55, продолжим расчет.
; Проверка: 
Да, 4 > 0,461, продолжим расчет.
Как видим, при работе транзистора с отсечкой тока (ϴ=90°), напряжение смещения 
оказывается запирающим. При нулевом смещении между выводами базы и эмиттера транзистора включают блокировочный дроссель 
(рис. 4.1.1б при R2 = 0). Необходимое запирающее смещение обычно создается с помощью автосмещения: в схеме с ОЭ от постоянной составляющей тока базы 
на сопротивлении R2 в цепи базы 
. Сопротивление R2 может одновременно выполнять роль дополнительного корректирующего сопротивления RД. В этом случае в схеме на рис. 4.1.1 исключим блокировочные конденсатор 
и сопротивления RД и R2 заменим одним.
Отметим, что при включении транзистора с ОЭ на высоких частотах 
в реальной схеме можно не ставить сопротивление RД, оставив только одну емкость СД ( у нас 
МГц). Но емкость СД ставится только в том случае, если 
(в нашем случае этого не произошло). Значит, во входной цепи транзистора останется лишь 
.[2, §7.4].
Рассчитаем цепь питания в усилителе мощности на транзисторе 2Т980А по методике, описанной в [4] в параграфе 2.1.
Выберем параллельную схему, изображенную на рис. 4.2.1.
Рис. 4.2.1.
В ходе расчета режима работы усилителя мощности нами было найдено сопротивление RK, равное 7,19 Ом. Очевидны соотношения:
Выберем следующие номиналы: 
Ом, 
, 
нГн. Окончательная схема усилителя мощности имеет вид, показанный на рис.4.2.2:
Выбор элементов из стандартного ряда?
Рис.4.2.2
Проведём расчет на мощность PН = 17 Вт при ЕП = 30 В, угол отсечки равен 90°. Для расчета используем формулы, полученные в [4]. Параметры транзистора найдем в [5] и укажем в таблице 4.3.1.
Данные, необходимые для расчета: 
; 
; 
― коэффициенты разложения косинусоидальных импульсов.
Таблица 4.3.1.
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
40 |
120 |
0,7 |
100 |
1000 |
10 |
10 |
10 |
60 |
30 |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
4 |
10 |
3 |
60 |
0,4 |
0,5 |
17 |
5 |
40 |
3 |
Проверка: 
, да, т.к. 
Проверка: 
, да, т.к. 
Проверка: 
Да, 30 Вт > 11,8 Вт, продолжим расчет.
По методике, описанной в [4], найдем следующие параметры, которые пригодятся нам для расчета цепей связи.
Рассчитаем цепь питания в усилителе мощности на транзисторе КТ903Б.
Выберем параллельную схему, изображенную на рис.4.2.1. В ходе расчета режима работы усилителя мощности нами было найдено сопротивление RK, равное 14,776 Ом. Очевидны соотношения:
; (номинал: 118 нГн).
; (номинал: 1 Ом).
; (номинал: 2,7 мкФ). Схема имеет такой же вид, как и усилитель в оконечном каскаде (см. рис.4.2.2).
Выбор элементов из стандартного ряда?
Стабильность частоты АГ с LC-контуром не превышает 10-3…10-4.
При исследовании кварцевых резонаторов (КР), добротность которых во много раз превышает добротность LC-контуров, и соответствует 104…106, а эталонность (постоянство) параметров КР значительно выше.
Рис. 5.1.1
Обычно при расчетах кварцевый резонатор (КР) заменяют эквивалентной электрической схемой, справедливой на частотах до 100 МГц. На рис. 5.1.1 С0- емкость кварцедержателя, R1, C1, L1 –динамическая ветвь, обусловленная пьезоэлектрическими свойствами.
Относительные отклонения частоты колебаний f от fK лежат в полосе пропускания эквивалентного контура и имеют порядок его затухания 
. В автогенераторах с кварцем используют маломощные транзисторы, т.к. мощность 
, выделяемая в коллекторной цепи, того же порядка, что и 
, и составляет 1…10 мВт.
Поскольку параметры биполярного транзистора зависят от соотношений между рабочей частотой fK и граничной частотой fГР, рекомендуется выбирать транзистор так, чтобы выполнялось условие:
Существует большое количество схем автогенераторов, стабилизированных КР. Однокаскадные схемы чаще всего строят по трехточечным схемам, среди которых наибольшее применение нашла емкостная, как самая надежная и стабильная.
Будем строить автогенератор по емкостной схеме с кварцем между коллектором и базой по методике, описанной в [7, §14.1].
Исходные данные: частота сигнала автогенератора - 
. Заданная относительная нестабильность рабочей частоты - 
. Чтобы обеспечить такую, либо меньшую нестабильность, нужно подобрать значение 
. Зная, что относительная нестабильность рабочей частоты имеет тот же порядок, что и затухание колебаний кварца 
, выберем добротность кварца 
[7].
Зная 
и 
, определим L1, R1 и C0 из таблицы Б.1 приложения Б, приведенной в [8] и условия:
Выберем R1 = 100 Ом, тогда L1 = 63,7 Гн, C0 = 50 пФ; 
Исходя из этих данных, проведем расчет автогенератора.
Указанный ниже расчет проводится по формулам, взятым из [7, §14.2].
Нормированная статическая емкость:
Пусть мощность автогенератора в нагрузке 
.
Выберем активный элемент –это биполярный транзистор ГТ311Е?. Его параметры приведены в таблице 5.2.1:
Таблица 5.2.1.
|
|
|
|
|
|
|
500 |
50 |
|||
|
|
U’, B |
|
|
|
|
12 |
0,3 |
0,05 |
150 |
Предъявляя высокие требования к стабильности частоты (
), мы должны выбрать:
Автогенераторы с повышенной стабильностью частоты работают в недонапряженном режиме с недоиспользованием транзистора по току и по напряжению. Выберем:
Мощность, рассеиваемая на кварце:
Мощность, отдаваемая транзистором:
Проверка: 
, можно продолжать расчет.
Аппроксимированные параметры транзистора:
Нормированная частота колебаний:
Выберем угол ϴ = 60° и параметр 
из условий:
Тогда 
.
Рассчитаем параметры колебательной системы.
Сопротивления Х1 и Х2:
Индуктивность L1 и емкость C1 определим из уравнений:
Получим 
.
Поправка к частоте колебаний:
Относительная нестабильность рабочей частоты:
Проверка: 
, относительная нестабильность меньше заданной, можно продолжать расчет.
Найдем режимные параметры активного элемента. Гармонические составляющие тока коллектора:
Амплитуда напряжения на базе:
Амплитуда напряжения на коллекторе:
Мощность, подведенная к коллекторной цепи:
Рассеиваемая мощность:
Проверка: 
, да, можно продолжить расчет.
Постоянная составляющая тока базы:
Напряжение смещения на базе:
Резистор автосмещения выберем из условия RЭ = 100…500 Ом. Пусть RЭ = 300 Ом. Резистор RБ найдем из соотношения:
Напряжение источника питания цепи коллектора:
Напряжение источника питания цепи базы:
Ток через делитель:
Сопротивления делителя:
Схема автогенератора приведена на рис. 8.1.
Рис. 8.1.
Реальные номиналы элементов: 
, RЭ = 300 Ом, 
, 
, 
, 
. Из стандартного ряда выбираем…..
Для расчета воспользуемся методикой, приведенной в [4, §2.5]. Рассчитаем цепь, согласующую оконечный каскад усилителя мощности на транзисторе 2Т980А с антенной, имеющей сопротивление 50 Ом. Для этого выберем П–образную инвертирующую цепь, показанную на рис.6.1.
Рис. 6.1.
Значение 
, необходимое для расчета, уже найдено в пункте 4.2.
В скобках будем указывать номиналы реальных элементов.
Исходные данные:
Рассчитаем цепь, согласующую оконечный каскад усилителя мощности на транзисторе 2Т980А с предоконечным каскадом усилителя мощности на транзисторе КТ903Б. Для этого выберем Г–образный четырехполюсник, показанный на рис. 6.2.
Рис. 6.2.
Значения 
, 
, 
, 
, 
, 
, 
, 
, необходимые для расчета, уже найдены в пункте 4.3.
Исходные данные:
Важным показателем, характеризующим передатчик, является промышленный КПД, представляющий собой отношение мощности на выходе передатчика к мощности, потребляемой от промышленной сети.
Промышленным КПД передатчика называют отношение отдаваемой полезной мощности в фидер антенны к общей мощности, потребляемой от источника питания (сеть, аккумуляторы и другое). Для расчёта промышленного КПД передатчика необходимы: полезная выходная мощность передатчика и мощность, потребляемая от отдельными каскадами (достаточно учесть мощности только двух последних каскадов). Воспользуемся методикой, приведенной в [6, §6.9]. Согласно ей:
Приведенная формула не учитывает потерь в выпрямителях, трансформаторах накала, в цепях сигнализации и др. Для ориентировочного учета этих потерь знаменатель выражения для 
нужно увеличить примерно на 10 %.
Средние излучаемые мощности передатчиков с ОМ при 
:
, 
.
Значения 
, 
, 
, 
, 
, 
известны из расчетов усилителей мощности в пунктах 4.2. –.3. Мощность, потребляемая УМ оконечного каскада:
;
;
Мощность, потребляемая УМ предоконечного каскада:
;
;
Учтем, что в оконечном каскаде 4транзистора 2Т980А, а предоконечном –транзистора КТ903Б. Окончательное значение КПД:
В результате выполнения курсового проекта был разработан передатчик, технические характеристики которого соответсвуют заданию. Также возможно улучшить согласование выхода с нагрузкой используя цепь согласования со ступеньчатым измененем коэффициента связи с нагрузкой, управляемую микроконтроллером. Такое решение позволит осуществлять согласование выхода передатчика с различными нагрузками непосредственно с пульта управления передатчика, не прибегая к регулировке цепи согласования.
Ивсе? Такое заключение –халява! Вы проделали такую работу! Учитесь у Вашего вьетнамского коллеги.
eugen_2@mail.ru
