Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Общие сведения.
Операционные усилители представляют собой усилители постоянного тока с высоким коэффициентом усиления, дифференциальным входом и малыми значениями напряжения смещения нуля и входных токов.
По размерам и цене ОУ общего применения практически не отличаются от отдельного транзистора. В то же время преобразование сигнала схемой на ОУ почти исключительно определяется свойствами цепей внешних обратных связей и отличается высокой стабильностью и воспроизводимостью. Кроме того, благодаря практически идеальным характеристикам ОУ реализация различных функциональных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на дискретных транзисторах. Поэтому операционные усилители стали сегодня основой элементной базы (своего рода «кирпичиками») во многих областях аналоговой схемотехники.
На рисунке дано схемное обозначение операционного усилителя.
Обозначение ОУ
Входной каскад выполняется в виде дифференциального усилителя, так что в целом ОУ имеет два входа — инвертирующий и неинвертирующий. В дальнейшем будем, при необходимости, обозначать неинвертирующий вход знаком «+» или буквой «р» (positive — положительный), а инвертирующий — знаком «—» или буквой «n» (negative — отрицательный). На схемах инвертирующий вход дополнительно обозначается кружком. Выходное напряжение VOUT находится в одной фазе с разностью входных напряжений, причем для сохранения знака при вычислении этой разности принято вычитать напряжение на инвертирующем входе из напряжения на неинвертирующем:
где КV — дифференциальный коэффициент усиления ОУ.
Разность входных напряжений VD = Vp — Vn называется дифференциальным входным напряжением.
Полусумма входных напряжений VC = (Vp + Vn)/2 называется синфазным входным напряжением.
Иногда синфазным называют также напряжение на неинвертирующем входе.
Чтобы обеспечить возможность работы операционного усилителя как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, следует использовать двухполярное напряжение питания. Для этого нужно предусмотреть два источника постоянного напряжения, которые, как это показано на рисунке, подключаются к соответствующим внешним выводам ОУ. Чаще всего интегральные операционные усилители рассчитаны на напряжение питания ±15 В, хотя существует немало моделей, которые питаются от источников как существенно большего, так и заметно меньшего напряжения. В дальнейшем, рассматривая схемы на ОУ, мы, как правило, не будем указывать выводы питания.
Наконец, очень важное обстоятельство: ОУ почти всегда охвачен глубокой отрицательной обратной связью, свойства которой и определяют свойства схемы с ОУ. Принцип введения отрицательной обратной связи иллюстрируется рисунком.
Принцип отрицательной обратной связи
Выход усилителя через цепь обратной связи с коэффициентом передачи (|| 1) связан с его входом. Для случая, показанного на рисунке, когда напряжение, полученное на выходе цепи обратной связи, вычитается из входного напряжения (отрицательная обратная связь) легко составить очевидное уравнение
Разрешив это уравнение относительно VOUT, получим выражение для коэффициента усиления схемы с обратной связью:
Из этого соотношения следует, что коэффициент усиления схемы с отрицательной обратной связью в основном определяется свойствами внешней цепи обратной связи и практически не зависит от параметров самого усилителя. В простейшем случае цепь обратной связи представляет собой резистивный делитель напряжения. При этом схема с ОУ работает как линейный усилитель, коэффициент усиления которого определяется только коэффициентом ослабления цепи обратной связи. Если в качестве цепи обратной связи применяется RC-цепь, то образуется активный фильтр. Наконец, включение в цепь обратной связи ОУ диодов и транзисторов позволяет реализовать с высокой точностью нелинейные преобразования сигналов.
Идеальный ОУ.
Для уяснения принципов действия схем на ОУ и упрощения их анализа оказывается полезным ввести понятие идеального ОУ. Будем называть ОУ идеальным, если он имеет следующие свойства:
а) бесконечно большой дифференциальный коэффициент усиления по напряжению KV=VOUT/(Vp – Vn) (у реальных ОУ KV лежит в пределах 103 …30106);
б) нулевое напряжение смещения нуля VOFF, т. е. при равенстве входных напряжений выходное напряжение равно нулю независимо от синфазного входного напряжения (у реальных ОУ VOFF, приведенное к входу, находится в пределах (1 мкВ ... 50 мВ);
в) нулевые входные токи по обоим входам (у реальных ОУ они лежат в пределах от сотых долей пА до единиц мкА);
г) нулевое выходное сопротивление (у реальных маломощных ОУ от десятков Ом до единиц кОм);
д) коэффициент усиления синфазного сигнала равен нулю;
е) мгновенный отклик на изменение входных сигналов (у реальных ОУ время установления выходного напряжения лежит в пределах от единиц нс до сотен мкс).
Операционный усилитель, предназначенный для универсального применения, из соображений устойчивости должен иметь такую же частотную характеристику, что и фильтр нижних частот первого порядка (инерционное звено), причем это требование должно удовлетворяться, по крайней мере, вплоть до частоты единичного усиления fT, т.е. частоты, при которой |KV| = 1. На рисунке представлена типичная логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ) скорректированного операционного усилителя.
Типичная ЛАЧХ операционного усилителя
В комплексной форме дифференциальный коэффициент усиления такого усилителя выражается формулой:
Иными словами, частота единичного усиления fT равна произведению коэффициента усиления на ширину полосы пропускания. Следует иметь в виду, что это утверждение справедливо только для усилителей с полной внутренней коррекцией.
Требования к реальному ОУ.
Для обеспечения достаточной устойчивости и выполнения математических операций над сигналами с высокой точностью реальный ОУ должен обладать следующими свойствами:
• высоким коэффициентом усиления по напряжению, в том числе и в области нулевых частот;
• малым напряжением смещения нуля;
• малыми входными токами по обоим входам;
• высокими входными сопротивлениями по обоим входам;
• низким выходным сопротивлением;
• амплитудно-частотной характеристикой с наклоном в области высоких частот —20 дБ/дек вплоть до частоты единичного усиления fT.
Из первого следует, что ОУ должен быть усилителем постоянного тока (УПТ) с высоким коэффициентом усиления по напряжению и, следовательно, содержать несколько каскадов усиления. Однако, как будет показано в дальнейшем, с ростом числа каскадов усиления увеличивается опасность нарушения устойчивости ОУ с обратными связями и усложняются цепи коррекции. Даже усилители всего лишь с тремя каскадами усиления напряжения (например, 140УД2, 153УД1, 551УД1) требуют столь сложных схем включения, что разработчики стараются избегать их применения. Чтобы уйти от многокаскадности, приходится использовать усилительные каскады с очень высоким коэффициентом усиления по напряжению. Большие трудности проектирования усилителей постоянного тока связаны также с обеспечением малого смещения нуля ОУ.
Смещение нуля ОУ проявляется в том, что при входном дифференциальном напряжении, равном нулю, выходное напряжение принимает некоторое значение, не равное нулю. Обычно определяют смещение нуля через приведенное ко входу напряжение смещения (или входное напряжение сдвига), под которым понимают такое дифференциальное напряжение VOFF которое нужно приложить к входу усилителя, чтобы его выходное напряжение стало равным нулю.
Смещение нуля, по сути, является аддитивной погрешностью выполнения математических операций ОУ над входными сигналами. Смещение нуля может иметь существенные температурный и временной дрейфы. Операционные усилители на дискретных транзисторах имели значительное смещение нуля, связанное с неидентичностью транзисторов. Только применение и усовершенствование интегральной технологии, позволившей изготавливать парные транзисторы дифференциального каскада в едином производственном цикле и на расстоянии нескольких микрон друг от друга, привело к существенному снижению смещения нуля и его временного и температурного дрейфов.
Блок-схема операционного усилителя, в большой мере удовлетворяющего требованиям, предъявляемым к ОУ, приведена на рисунке.
Схема дифференциального усилительного каскада
Первый каскад определяет важнейшие точностные параметры ОУ, такие, как напряжение смещения нуля, коэффициент ослабления синфазной составляющей входного напряжения, входные токи и входное сопротивление, поэтому.
Коэффициент усиления дифференциальных входных напряжений каскада приблизительно определяется выражением
Для того чтобы определить коэффициент усиления синфазного сигнала, на оба входа дифференциального усилителя нужно подать одно и то же напряжение VIN. В этом случае оба транзистора со своими коллекторными нагрузками включены по существу параллельно. Через резистор RE протекают оба эмиттерных тока. Поэтому
Коэффициент ослабления синфазного сигнала (КОСС) — важный параметр операционного усилителя, характеризующий его точность при дифференциальном включении. КОСС численно равен отношению синфазного входного напряжения к дифференциальному входному напряжению, вызывающим одно и то же приращение выходного напряжения ОУ. Измеряется обычно в дБ.
Улучшить параметры дифференциального усилителя в принципе можно простым увеличением сопротивлений резисторов RC и RE, но при этом уменьшится ток покоя транзисторов и как следствие, ухудшится температурная и временная стабильность усилителя. Более эффективный путь улучшения характеристик усилителя состоит в замене резисторов источниками тока, обладающими высоким динамическим сопротивлением при достаточно
Схемы токовых зеркал
Отсюда
где 3 — коэффициент усиления тока базы транзистора VT3, т. е. погрешность равенства входного и выходного токов в 3 раз меньше, чем в схеме на рисунке. Токовое зеркало было впервые использовано в качестве нагрузки входного дифференциального каскада в усилителях А741 и LM101.
Использование токовых зеркал в качестве динамической нагрузки дифференциального каскада и в качестве источника тока в цепи эмиттеров позволяет получить коэффициент усиления входного дифференциального напряжения на одном каскаде свыше 5000 (при условии, что нагрузка на выходе усилителя отсутствует) и КОСС свыше 105 (100 дБ). Выпускаются усилители, например А776 (отечественный аналог — 140УД12), у которых в схеме почти нет резисторов, а динамические нагрузки и источники стабильного тока представляют собой систему токовых зеркал, ток которых устанавливается одним внешним резистором.
Огромное динамическое сопротивление токового зеркала RD как коллекторной нагрузки, увеличивая усиление, заметно ухудшает частотные свойства дифференциального каскада, так как постоянная времени паразитной отрицательной обратной связи, обусловленной емкостью коллекторного перехода CСB, пропорциональна этому сопротивлению. Частотные свойства каскада аналогичны частотным свойствам фильтра нижних частот первого порядка, т. е. каскад имеет частотную характеристику передачи малого сигнала вида
Эффект Миллера состоит в том, что в инвертирующем усилительном каскаде малая емкость между входом и выходом (между базой и коллектором каскада с общим эмиттером) динамически увеличивается за счет усиления схемы по напряжению, что эквивалентно включению между входом каскада и общей точкой конденсатора с емкостью.
Для улучшения частотных свойств дифференциальных усилителей необходимо устранить влияние эффекта Миллера. Эта задача решается путем стабилизации либо потенциала коллектора транзистора, на базу которого поступает входной сигнал, либо потенциала базы транзистора, в цепь коллектора которого включена нагрузка. Оба варианта представлены на рисунке.
Составные каскады с улучшенными частотными свойствами:
а — схема стабилизации потенциала коллектора входного транзистора;
б — схема стабилизации потенциала базы выходного транзистора
На рисунке а) приведена так называемая каскодная схема. Здесь каскад с общим эмиттером на транзисторе VT1 управляет каскадом с общей базой на транзисторе VT2. Потенциал коллектора транзистора VT1 фиксируется практически на уровне EOF. Поэтому обратной связи по напряжению коллектора нет. Ток коллектора транзистора VT2 практически равен току коллектора транзистора VT1, поэтому усиление по напряжению каскодной схемы такое же, что и в схеме с общим эмиттером. Поскольку потенциал базы транзистора VT2 фиксирован, эффект Миллера не проявляется. Эта схема применена Р. Видларом в конструкции ОУ повышенной точности LM108 (отечественный аналог — 140УД14).
В схеме на рисунке б) эмиттерный повторитель управляет каскадом с общей базой. Потенциал колектора транзистора VT1 и потенциал базы транзистора VT2 зафиксированы, поэтому эффект Миллера отсутствует. Такое включение использовали практически в одно время Р. Видлар в ОУ LM101 и Д. Фуллагар (один из основателей фирмы Maxim Integrated Product) в ОУ А741.
Стандартная схема операционного усилителя.
Операционные усилители универсального применения должны обеспечивать значительно больший дифференциальный коэффициент усиления, чем способен дать один каскад. Поэтому они строятся в основном по двухкаскадной схеме. Упрощенная схема «классического» двухкаскадного ОУ А741 (полная схема включает 24 транзистора) приведена на рисунке.
Упрощенная схема двухкаскадного ОУ Д741
Входной каскад выполнен по схеме дифференциального усилителя на p-n-p транзисторах VT1 и VT2. В качестве нагрузки использовано токовое зеркало на p-n-p транзисторах VT3 и VT4. Для выходного тока входного каскада, следовательно, можно записать следующее соотношение:
Благодаря тому, что выходным сигналом дифференциального каскада является разностный ток, синфазные изменения коллекторных токов входных транзисторов взаимно компенсируются, что значительно ослабляет синфазные входные сигналы.
Источник тока эмиттеров выполнен на транзисторе VT9, который также представляет собой половину токового зеркала (на упрощенной схеме вторая половина не показана). Вторую ступень усиления образует каскад с общим эмиттером на транзисторе vt6. Он имеет в качестве нагрузки источник тока на транзисторе VT10. Для повышения входного сопротивления этого каскада на его входе включен эмиттерный повторитель на транзисторе VT5. Внутренний конденсатор СK обеспечивает операционному усилителю приемлемую частотную характеристику.
Выходной каскад представляет собой двухтактный эмиттерный повторитель на комплементарных транзисторах VT7, VT8. Напряжение на участке цепи из двух последовательных диодов, включенных в прямом направлении, обеспечивает небольшой начальный ток покоя этих транзисторов (режим класса АВ), что позволяет устранить переходные искажения сигнала. Такая схема обеспечивает симметрию выходного сопротивления ОУ при различной полярности выходного напряжения. Как правило, выходной каскад включает цепи защиты от короткого замыкания выхода.
Схема замещения операционного усилителя.
При построении высокоточных схем на ОУ необходимо учитывать влияние неидеальности усилителя на характеристики схемы. Для этого удобно представить усилитель схемой замещения, содержащей существенные элементы неидеальности. Полная схема замещения ОУ для малых медленных изменений сигналов представлена на рисунке.
Схема замещения реального операционного усилителя для малых сигналов и схема неинвертирующего усилителя с учетом собственных сопротивлений ОУ
У операционных усилителей с биполярными транзисторами на входе динамическое входное сопротивление для дифференциального сигнала rD составляет несколько МОм, а динамическое входное сопротивление для синфазного сигнала rIN — несколько ГОм. Вариации входных токов, обусловленные этими динамическими сопротивлениями, имеют величину порядка нескольких нА. Существенно большие значения имеют постоянные токи, протекающие через входы операционного усилителя и определяемые смещением транзисторов дифференциального каскада. Для универсальных ОУ входные токи находятся в пределах 10 нА...2 мкА, а для усилителей с входными каскадами, выполненными на полевых транзисторах, они составляют доли нА.
Входное сопротивление схемы.
Благодаря наличию обратной связи к сопротивлению rD приложено очень малое напряжение
Эта величина даже для операционных усилителей с биполярными транзисторами величина входного сопротивления на входах превышает 109 Ом. Следует, однако, помнить, что речь идет исключительно о динамическом сопротивлении; это значит, что изменения входного тока малы, тогда как среднее значение входного тока может принимать несравненно большие значения.
Выходное сопротивление схемы.
Реальные операционные усилители довольно далеки от идеала в отношении выходного сопротивления. Так, рассмотренный выше ОУ типа А741 имеет rOUT порядка 1 кОм. Однако благодаря отрицательной обратной связи по напряжению динамическое выходное сопротивление схемы на ОУ существенно уменьшается. Физически это объясняется тем, что при снижении выходного напряжения схемы, вызванном падением напряжения на rOUT при подключении нагрузки, снижается и напряжение обратной связи, что приводит к увеличению дифференциального входного напряжения и, как следствие, к возрастанию выходного напряжения практически до исходного значения.
Подтвердим сказанное расчетом. Выходное сопротивление операционного усилителя, не охваченного обратной связью, определяется выражением
Для усилителя, охваченного обратной связью, в соответствии со схемой последнего рисунка, эта формула принимает вид
При работе усилителя, охваченного обратной связью, величина VD не остается постоянной, а изменяется на величину
Для усилителя с линейной передаточной характеристикой изменение выходного напряжения составляет
Коррекция частотной характеристики.
Вследствие наличия паразитных емкостей и многокаскадной структуры ОУ по своим частотным свойствам аналогичен фильтру нижних частот высокого порядка. Системы такого рода, имеющие большой коэффициент усиления, при наличии обратной связи склонны к самовозбуждению (потере устойчивости). Это проявляется в том, что даже при отсутствии сигнала на входе системы на ее выходе могут возникать стационарные или прерывистые колебания относительно большой амплитуды, вплоть до полного размаха выходного напряжения. В результате схема, спроектированная, казалось бы, по всем правилам радиотехники, оказывается неработоспособной. Вопрос этот чрезвычайно важен, поэтому остановимся на нем подробнее.
Поведение ОУ в переходных процессах при малых изменениях сигналов можно математически описать линейным дифференциальным уравнением. Преобразование этого уравнения по Лапласу дает возможность представить отношение переменных величин на входе и выходе усилителя в удобной алгебраической форме
причем на практике в данном случае всегда п > т. Нули полинома в числителе называются нулями передаточной функции, а нули полинома в знаменателе — ее полюсами. Из теории систем автоматического управления известно, что устойчивость системы с обратной связью (в нашем случае усилителя) определяется расположением на комплексной плоскости корней характеристического уравнения
Если все без исключения корни уравнения располагаются в левой полуплоскости — усилитель с обратной связью устойчив. Если хотя бы один из корней этого уравнения находится в правой полуплоскости — усилитель неустойчив.
Подставив в первоначальную формулу s=j, получим частотную характеристику усилителя
Частотные характеристики ОУ.
Наиболее удобно исследовать устойчивость усилителей по диаграммам Боде, на которых амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики изображаются асимптотически в логарифмическом масштабе, и называются соответственно ЛАЧХ и ЛФЧХ. Эти характеристики легко определяются экспериментально и позволяют достаточно просто и наглядно судить об устойчивости конкретного ОУ и осуществить подбор корректирующих цепей. Типичные асимптотические ЛАЧХ и ЛФЧХ ОУ без частотной коррекции в функции циклической частоты f=/2 приведены на рисунке.
Типичные логарифмические амплитудно-частотная и
фазо-частотная характеристики некорректированного ОУ
Асимптотической называется характеристика, образованная соединенными отрезками касательных, проведенных к точной ЛАЧХ с наклоном, кратным 20 дБ/дек. Асимптотическая ЛАЧХ позволяет легко определить полюса и нули передаточной функции усилителя, которые находятся в точках пересечения асимптот.
Как для инвертирующего, так и для неинвертирующего включения ОУ при резистивной обратной связи коэффициент передачи звена обратной связи определяется формулой
Согласно предыдущим выражениям, между и коэффициентом усиления входного сигнала К для схемы с идеальным ОУ существует следующая взаимосвязь:
В соответствии с логарифмическим вариантом критерия Найквиста для минимально-фазовых систем, к которым можно отнести ОУ с отрицательной обратной связью, усилитель будет устойчив, если для логарифмических частотных характеристик разомкнутой петли обратной связи выполнено условие
Для минимально-фазовых систем вид ЛАЧХ однозначно определяет вид ЛФЧХ. Поэтому для суждения об устойчивости усилителя достаточно иметь перед глазами только ЛАЧХ.
Для устойчивости усилителя с обратной связью необходимо и достаточно, чтобы точная ЛАЧХ петли регулирования пересекала ось частот с наклоном меньшим (по абсолютной величине), чем 40 дБ/дек.
При резистивной обратной связи ЛФЧХ петлевого усиления совпадает с ЛФЧХ усилителя, а ЛАЧХ петли проходит на 20lg(l/) ниже ЛАЧХ усилителя, так что частота среза fСР соответствует точке пересечения графика ЛАЧХ усилителя с горизонтальной прямой, проведенной на 20lg(l/) выше оси частот. На диаграмме видно, что при больших значениях К (и соответственно малых ) условие выполняется, причем имеется достаточный запас устойчивости по фазе. Однако, при К < 200 ОУс частотными характеристиками, такими, как на предыдущем рисунке, теряет устойчивость.
Степень устойчивости, а также мера затухания переходных процессов приближенно определяется запасом устойчивости по фазе . Под этой величиной понимается дополнительный до 180° угол к фазовому запаздыванию на критической частоте:
Переходные характеристики ОУ, охваченного обратной связью
На этом рисунке представлены типичные графики переходных функций (реакций на единичный скачок входного напряжения) операционного усилителя, включенного по схеме неинвертирующего повторителя при различных запасах устойчивости по фазе а (45°, 65° и 90°).
По диаграмме Боде разомкнутого ОУ можно непосредственно определить, какая величина затухания окажется у схемы усилителя с заданным значением . Для иллюстрации на рисунке приведен пример оценки запаса устойчивости для петлевого усиления 1/ = 8000. При этом из диаграммы находим fСР = 100 кГц и = 65°. Как видно из этого рисунка, в этом случае переходный процесс практически не имеет колебаний, заметных при запасе по фазе 45°. В случае более глубокой обратной связи величина быстро уменьшается и при 1/ = 200 достигает нуля.
Внешняя частотная коррекция.
Полная частотная коррекция операционного усилителя гарантирует достаточный запас устойчивости по фазе для резистивной отрицательной обратной связи с любыми параметрами. Однако, как уже отмечалось, этот способ плох тем, что ширина полосы пропускания усилителя, охваченного обратной связью, обратно пропорциональна общему коэффициенту усиления схемы К. Смысл этого соотношения наглядно пояснен на рисунке.
Зависимость полосы пропускания от коэффициента усиления
при подстраиваемой частотной коррекции
При менее глубокой обратной связи для стабилизации усилителя достаточно было бы меньшего снижения усиления в области средних и высоких частот, так как в этом случае точка достигается при . Как видно из рисунка, при 1/ = 10 ширину полосы пропускания ОУ без обратной связи можно безболезненно увеличить с 10 до 100 Гц уменьшением СК. с 30 до 3 пФ. При этом полоса пропускания усилителя с обратной связью возрастет со 100 кГц до 1 МГц.
Для того чтобы можно было осуществить подобные изменения частотной коррекции, выпускаются операционные усилители, у которых отсутствует встроенный корректирующий конденсатор, а вместо этого выведены соответствующие точки схемы (например в ОУ 153УД6, 140УД14) для подключения внешней цепи коррекции. В других вариантах, например, в ОУ 544УД2, осуществляется неполная частотная коррекция с уменьшенным значением корректирующей емкости. Для подключения дополнительного конденсатора (в случаях, когда надо обеспечить устойчивость при значениях , близких к единице) также имеются соответствующие выводы. В паспортных данных некоторых типов ОУ указываются минимальные значения коэффициентов усиления ОУ в неинвертирующем включении, при которых усилитель сохраняет устойчивость. Например, для ОУ AD840 это значение составляет 10, для ОРА605 — 50 и т. д. Некоторые фирмы выпускают усилители с одинаковой схемотехникой, но отличающиеся наличием или отсутствием встроенного корректирующего конденсатора. Например, ОУ типа ОР27 и ОР37 (отечественные аналоги соответственно 140УД25А...Г и 140УД26А...Г). Первый из них имеет встроенный корректирующий конденсатор, частоту единичного усиления fT = 8 МГц, максимальную скорость нарастания 2,8 В/мкс и работает устойчиво вплоть до 100% обратной связи. ОУ типа ОР37 не имеет корректирующего конденсатора. Его частота единичного усиления fT = 60 МГц, скорость нарастания 17 В/мкс. Он работает устойчиво, если коэффициент усиления входного сигнала более пяти.
В комплексе мероприятий по обеспечению устойчивости схемы с операционным усилителем (особенно быстродействующим) важное место занимает его правильный монтаж. Проводники, соединяющие резисторы обратной связи с инвертирующим входом усилителя, должны иметь минимальную длину. При невыполнении этого правила на входе ОУ образуется паразитная емкость, которая при наличии близлежащих площадок или слоев заземления может составлять 0,4 пф на миллиметр проводника. Эта емкость совместно с резисторами обратной связи образует дополнительное инерционное звено в петле обратной связи, уменьшающее запас устойчивости по фазе. Некоторую компенсацию этого эффекта дает включение форсирующего конденсатора СФ равной емкости между выходом ОУ и инвертирующим входом, см. рисунок.
Компенсация фазового запаздывания, вносимого входной паразитной ёмкостью ОУ
Скорость нарастания.
Наряду со снижением полосы пропускания усилителя частотная коррекция с включением конденсатора СК (см. стандартную схему ОУ) дает еще один нежелательный эффект: существенно снижается скорость нарастания выходного напряжения. Максимальное значение скорости нарастания определяется в основном скоростью заряда корректирующего конденсатора:
Максимальный выходной ток дифференциального каскада равен току источника в цепи эмиттеров транзисторов VT1 и VT2. Принимая его равным 20 мкА, найдем для емкости корректирующего конденсатора СК = 30 пФ:
Вследствие относительной малости этой величины при быстрых изменениях выходного напряжения возникают характерные искажения сигнала, которые не могут быть устранены путем введения отрицательной обратной связи. Их называют динамическими искажениями. Если входной сигнал усилителя синусоида, то чем больше ее амплитуда, тем при меньшей частоте появляются динамические искажения.
Компенсация емкостной нагрузки.
Если ОУ работает на емкостную нагрузку (например, на несогласованный ВЧ-кабель), то последняя вместе с выходным сопротивлением усилителя образует фильтр нижних частот, который вносит дополнительное фазовое запаздывание выходного напряжения (образует дополнительный полюс передаточной функции усилителя). Все это уменьшает запас устойчивости по фазе, и схема усилителя может самовозбуждаться уже при незначительной величине нагрузочной емкости, т. е. система теряет устойчивость и переходит в режим генерации колебаний. Порой достаточно коснуться выхода усилителя щупом осциллографа, чтобы усилитель начал самовозбуждаться. Для устранения этого явления в цепь обратной связи включается дополнительный форсирующий конденсатор СФ.
Компенсация емкостной нагрузки включением:
а — форсирующего конденсатора СФ, б — последовательной цепи RКСК параллельно выходу
В этом случае цепь обратной связи представляет собой интегро-дифференцирующее фазоопережающее звено, создающее в окрестности частоты среза положительный фазовый сдвиг, компенсирующий запаздывание, вносимое емкостью нагрузки. Недостаток этого решения — при значительных выходных токах снижается динамический диапазон выходного напряжения за счет падения напряжения на резисторе RФ.
Вместо этого можно включить параллельно выходу последовательную цепочку RКСК. В области высоких частот эта цепь ведет себя как резистор, шунтируя емкость нагрузки Сl и тем самым уменьшая порождаемое ею фазовое запаздывание (а зачастую и петлевое усиление). Рекомендуется выбирать Ск = (5...10) Сl и RК = (0.3...0.7)rOUT.
Многие современные модели ОУ разрабатываются с учетом возможности работы на емкостную нагрузку. Например, ОУ AD820 обеспечивает устойчивую работу со 100% обратной связью на нагрузку емкостью до 350 пФ. С ростом усиления К схемы и соответственно с уменьшением петлевого усиления КV допустимая величина емкости нагрузки возрастает. На следующем рисунке приведена зависимость минимально-необходимой величины 1/ от емкости нагрузки при 20°-м запасе устойчивости по фазе для ОУ AD820.
Зависимость минимально необходимой величины 1/ от емкости нагрузки для ОУ AD820
Недавно фирма National Semiconductor начала выпуск ОУ LM8272, который может устойчиво работать на нагрузку неограниченной емкости. Увеличение емкости нагрузки сказывается только на уменьшении скорости нарастания выходного напряжения. Если, например, при емкости 10 пФ скорость нарастания достигает 20 В/мкс, то подключение к выходу усилителя конденсатора емкостью 0,02 мкФ снижает этот показатель до 4 В/мкс.
Шумы операционных усилителей, накладываясь на полезный сигнал, обуславливают аддитивную погрешность в измерительных системах и помехи в аудио- и видеоустройствах. Необходимо различать шумы, пришедшие в усилитель с входными сигналами (внешние шумы) и собственные шумы усилителей (внутренние шумы). С первыми можно бороться схемотехническими и конструктивными средствами, например усреднением и другими видами фильтрации, экранированием, рациональным расположением элементов на плате и созданием связей, компенсирующих паразитные емкостные и индуктивные связи. Внутренние шумы уменьшают преимущественно путем использования малошумящих усилителей.
Обычно под термином «внутренний шум» подразумевают мешающий сигнал, порождаемый теми или иными физическими явлениями (чаще всего тепловыми) в компонентах электронного устройства. Шум характеризуется своим частотным спектром, распределением амплитуд и источником происхождения.
Основные виды шума в электронных схемах: тепловой, дробовый и фликкер-шум.
Тепловой шум. Такой шум генерирует на своих выводах любой резистор. Тепловой шум имеет нормальное распределение и равномерный частотный спектр, т. е. он является гауссовым «белым» шумом. Действующее (среднеквадратичное) напряжение теплового шума в незамкнутой цепи, порожденное сопротивлением R, находящимся при температуре Т, выражается формулой
Например, резистор сопротивлением 10 кОм при комнатной температуре генерирует в полосе частот 10 кГц тепловой шум с действующим напряжением 1,27мкВ.
Дробовый шум. Электрический ток представляет собой движение дискретных зарядов. Число зарядов, проходящих через некоторое сечение проводящей среды в единицу времени (т. е. ток), колеблется (флуктуирует) вокруг некоторого среднего значения и носит статистический характер. Действующее значение флуктуирующего тока определяется формулой
Приведенная выше формула для дробового шума выведена в предположении, что создающие ток носители заряда действуют независимо друг от друга. Это справедливо, когда заряды преодолевают некоторый барьер, например, p-п-переход, где заряды перемещаются за счет диффузии, но это не так, если ток распространяется в металлическом проводнике, где между зарядами существует тесная связь. Поэтому ток в простой резистивной схеме имеет намного меньшую шумовую составляющую, чем это предсказывает формула.
Фликкер-шум (шум 1/f). Этот шум, называемый также мерцающим, имеет частотный спектр, примерно описываемый зависимостью 1/f (постоянная мощность на декаду частоты). Иногда шум с таким спектром называют розовым шумом (в отличии от белого шума с равномерным спектром). В ОУ этот шум вызывается флюктуирующим захватом зарядов ловушками, образуемыми неоднородностями структуры полупроводника. Наиболее важное значение имеет фликкер-шум в области низких частот, где его амплитудный спектр может значительно превосходить спектр шумов иной природы. На следующем рисунке приведен график амплитудного спектра напряжения шума прецизионного ОУ AD707, приведенного к его входу.
График амплитудного спектра напряжения шума ОУ AD707
Для усилителей с периодической компенсацией дрейфа характерно отсутствие шумовой составляющей вида 1/f Как следствие, в области очень низких частот ОУ этого типа (в целом более шумные) генерируют меньший шум, чем малошумящие прецизионные ОУ без компенсации дрейфа. Например, ОУ AD707 имеет в полосе частот 0,1...10 Гц напряжение шума от пика до пика 0,24мкВ (п-п), а ОУ AD8571 с периодической компенсацией дрейфа в той же полосе — 1,04 мкВ (п-п). Но уже в полосе 0,0001...0,01 Гц напряжение шума ОУ AD8571 составляет всего 33 нВ (п-п) по сравнению с 118 нB(n-n) y AD707.
В конечном счете все эти шумовые компоненты обусловливают определенное напряжение шума на выходе ОУ. Спектральная плотность этого напряжения, приведенного ко входу, определяется формулой
Как правило, в технических характеристиках (спецификации) усилителей приводят следующие шумовые параметры: спектральную плотность входного напряжения шума еN спектральную плотность входного тока шума in и размах входного напряжения шума от пика до пика EN_п-п в полосе частот 0,1...10 Гц, т. е. там, где наиболее сильно проявляется фликкер-шум.
К малошумящим, как правило, относят усилители, у которых еN не превышает 10 нВ/Гц1/2. Для малошумящих усилителей на биполярных транзисторах характерны значительные входные токи и токи потребления. Например, один из лучших в своем классе ОУ AD797 при типичных еN = 0,9 нВ/Гц1/2, in = 2 пА/Гц1/2 на частоте 1 кГц, EN_п-п = 50 нВ в полосе частот 0,1...10 Гц, имеет входной ток 250 нА, а ток потребления — 8,5 мА. В то же время микромощные усилители, потребляющие от источника ток менее 10 мкА, как правило, сильно шумят (TLC1078, типичное значение еN = 68 нВ/Гц1/2). На рисунке приведена осциллограмма входного шума усилителя AD797 в полосе 0,1...10 Гц.
Осциллограмма входного шума ОУ AD797 в полосе 0.1...10 Гц
Полевые транзисторы имеют значительно меньшие уровни шумов, чем биполярные, прежде всего из-за малого уровня входной токовой шумовой составляющей in. Для полевых транзисторов характерны несколько физических механизмов генерации шума. Прежде всего, в выходной цепи полевого транзистора, выведенного в область насыщения тока стока, действует тепловой шум. Источником шума в этом случае является сопротивление канала транзистора.
Тепловой ток шума пропорционален крутизне S переходной характеристики прибора
Флуктуации тока в канале при прохождении носителями заряда потенциального барьера управляющего р-n-перехода порождают дробовые шумы. Дробовая составляющая входного шумового тока определяется током утечки затвора Iз.ут.
В полевых приборах, как и в биполярных, генерируется фликкер-шум вида 1/f. Этот вид шумов вызывается возмущениями потока носителей вблизи раздела поверхностей полупроводника и изолятора. Уровень шумов вида 1/f для транзисторов с управляющим р-n-переходом значительно меньше, чем для МОП-приборов.
Операционные усилители с полевыми транзисторами на входе имеют чаще всего большие шумовые напряжения, но меньшие шумовые токи, чем биполярные ОУ того же класса. Это дает им преимущество при усилении сигналов источников с высоким внутренним сопротивлением.
Динамические параметры ОУ.
рые из этих параметров рассмотрены выше.
Время установления tуст отсчитывается по переходной характеристике от момента подачи на вход ОУ ступеньки входного напряжения до момента, когда в последний раз станет справедливым равенство
где — допустимое отклонение (ошибка) выходного сигнала от установившегося значения.
Переходная характеристика ОУ
Мощностная полоса пропускания ОУ определяется по виду амплитудно-частотной характеристики, снятой при максимально возможной амплитуде неискаженного выходного сигнала. Методика ее определения заключается в следующем: вначале на низких частотах устанавливают такую амплитуду сигнала от генератора гармонических колебаний, чтобы амплитуда выходного сигнала Vout_max немного не доходила до уровня ограничения (границы насыщения усилителя). Затем увеличивают частоту входного сигнала. Мощностная полоса пропускания соответствует значению частоты fp, на которой Vout станет равным 0,707 от первоначального значения. Величина мощностной полосы пропускания непосредственно связана со скоростью нарастания и поэтому снижается при увеличении емкости корректирующего конденсатора.