Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Білет № 1
Переходная характеристика (ПХ) - зависимость от времени усилителя, на вход которого подан мгновенный скачок напряжения
- время нарастания от 0,1 до 0,9U
- время установления от 0,1 до 1U
- относительный выброс (6%)
Переходная характеристика (ПХ) - это временной метод оценки качества аналоговых электронных устройств (АЧХ и ФЧХ - частотный метод оценки).
ПХ, прежде всего, используют для оценки искажений формы прямоугольных импульсов при усилении.
Переходная характеристика обозначается h(t) и определяется переходными процессами в усилителе, что происходят в нем вследствии наличия реактивных элементов.
Расчет ПХ проводиться с помощь преобразования Лапласа.
()=- это изображение комплексного коэффициента передачи.
Для улучшения стабильности усиления, изменения входного и выходного сопротивлений, уровня линейных и нелинейных искажений, амплитудно-частотных, передаточных характеристик и других параметров вводят обратную связь. Обратной связью (ОС) в усилителях называют передачу выходного сигнала в его входную цепь. Цепь, по которой осуществляется передача сигнала ОС, называется цепью обратной связи. Петлей ОС называют замкнутый контур, включающий в себя цепь ОС и часть усилителя между точками ее подключения. Местной петлёй ОС (местной ОС) называют ОС, охватывающую отдельные каскады или часть усилителя. Общая ОС охватывает весь усилитель.
По способу введения напряжения ОС на вход усилителя обратная связь бывает:
-последовательной - напряжение ОС поступает последовательно с напряжением источника входного сигнала;
-параллельной - напряжение ОС поступает параллельно с напряжением источника входного сигнала;
-смешанной
Если напряжение совпадает по фазе со входным напряжением , то в точке сравнения происходит сложение сигналов и ОС называют положительной (ПОС). Если и противофазные (поворот фазы сигнала ), то в точке сравнения происходит их вычитание и ОС называют отрицательной (ООС).
Первый случай: - НЗЗ коэффициент передачи становится меньше единицы - возвратная разность(определяет глубину НЗЗ.
Второй случай: ,…, и другие (баланс фаз).
- ПЗЗ, коэфициэнт передачи усилителя с ПЗЗ становится больше единицы.
3)LC генераторы синусоидальных колебаний.
Данная группа генераторов предназначена для получения колебаний синусоидальной формы требуемой частоты. Их работа основана на принципе самовозбуждения усилителя, охваченного положительной обратной связью (рис.1.1). Коэффициент усиления и коэффициент передачи звена обратной связи приняты комплексными, т.е. учитывается их зависимость от частоты. При этом входным сигналом для усилителя в схеме рис.1.1 является часть его выходного напряжения, передаваемого звеном обратной связи
1.1 – Структурная схема генератора
Электрическая схема высокочастотного автогенератора гармонических колебаний с трансформаторной обратной связью показана на рис. 1. Эту схему принято называть классической. Основу генератора составляет резонансный усилитель с колебательным контуром LC, катушка которого индуктивно связана с катушкой обратной связи Lос, выполняющей роль четырехполюсника обратной связи. Величина взаимоиндукции между катушками равна М. Для обеспечения положительной обратной связи катушки L и Lос должны быть включены встречно (показано точками на рис. 1). При инженерных расчетах автогенератора может быть полезен тот факт, что величина коэффициента обратной связи γ ос численно равна коэффициенту связи kсв двух магнитно- связанных катушек L и Lос при величине взаимной индукции М: γ ос = kсв = M L L ос . Частично включенный колебательный контур LC последовательно включен в нагрузочную цепь биполярного транзистора p-n-p-типа c общим эмиттером.
Рис. 1 - Схема автогенератора с трансформаторной обратной связью
Резистор RЭ блокирован конденсатором CЭ для устранения отрицательной обратной связи по переменному току. Резисторы R2 , R1 обеспечивают необходимое начальное положение рабочей точки. Конденсатор Ср является разделительным. Фильтр Rф , Cф в цепи питания препятствует проникновению токов рабочих частот в источник питания, исключая тем самым возможность паразитных связей между каскадами устройства по цепям питания.
Рис. 2 - Смещение рабочей точки
Исходное положение рабочей точки А (рис. 2) на входной характеристике транзистора обеспечивает возможно большее значение крутизны транзистора S=β/ h 11 Э , необходимое для выполнения условия самовозбуждения S R экв γ ос > 1 , при этом в системе возникают автоколебания. По мере их роста начинается отсечка базового тока, что приводит к появлению постоянной составляющей тока, которая заряжает конденсатор Ср, смещая рабочую точку влево до тех пор (положение С), пока величина крутизны не снизится до значения, удовлетворяющего условию стационарного режима работы.
Несмотря на несинусоидальную форму тока в выходной цепи транзистора, форма Uвых близка к синусоидальной, так как контур хорошо фильтрует высшие гармоники. Поэтому в схемах высокочастотных генераторов обычно не применяют специальных методов регулирования выходного сигнала усилителя, а Uвых снимают непосредственно с контура.
В автогенераторе, собранном по схеме рис. 1, перемещение рабочей точки из положения А в положение С происходит автоматически, что обеспечивает ему два полезных качества:
- легкий и плавный запуск;
- высокий коэффициент полезного действия в стационарном режиме.
Билет №2
Технічними показниками підсилювача називається сукупність даних, що характеризують його властивості. До них відносяться:
1. Вхідні дані ().
ДВС може бути представлений джерелом ЕРС або джерелом струму.
Модель джерела ЕРС використовується у випадку підсилення
напруги (рис. 1.3).
Рис. 1.3
. (1.1)
Бажано, щоб , тоді .
Джерело струму використовується у випадку підсилення струму(рис. 1.4).
Рис. 1.4
. (1.2)
Бажано, щоб , тоді .
2. Вихідні дані ().
Модель вихідного кола представлена на рис. 1.5.
Рис. 1.5
Підсилений сигнал представлений залежним джерелом ( − коефіцієнт підсилення підсилювача в режимі холостого ходу, − вихідний опір підсилювача).
Для того щоб узгодити вихідне коло з навантаженням необхідно, щоб виконувались наступні умови:
3. Коефіцієнти підсилення.
Розрізняють такі коефіцієнти підсилення.
1) Коефіцієнт підсилення за напругою
, (1.3)
де − модуль коефіцієнта підсилення, − зсув фаз між вхідним та вихідним сигналом.
2) Коефіцієнт підсилення за струмом
, (1.4)
де .
3) Коефіцієнт підсилення за потужністю
. (1.5)
4. Амплітудно-частотна характеристика (АЧХ).
АЧХ – залежність модуля коефіцієнта підсилення від частоти (рис. 1.6).
Рис. 1.6
5. Фазово-частотна характеристика (ФЧХ).
ФЧХ – це залежність кута зсуву фаз між вхідним та вихідним сигналами від частоти (рис. 1.7).
Рис. 1.7
6. Амплітудна характеристика.
Амплітудна характеристика – це залежність амплітуди вихідного
сигналу від амплітуди вхідного сигналу (рис. 1.8).
Рис. 1.8
. (1.6)
Діапазон напруг вхідного сигналу, що підсилюються без спотворень характеризує динамічний діапазон підсилення .
Мінімум вхідного сигналу визначається рівнем власних шумів підсилювача, а максимум вхідного сигналу зумовлений переходом на нелінійну ділянку характеристик транзистора.
Двотактні підсилювачі з режимом роботи транзистора класу В характеризуються тим, що кожна з півхвиль синусоїди сигналу формується окремими транзисторами.
Робоча точка обирається на границі активної області на лінії відсічки.
На рисунках зобразимо сімейство вихідних характеристик та часові діаграми роботи такого П відповідно.
Потужність в кожному з транзисторів розсіюється лише в інтервалі провідності, за рахунок чого ККД зростає до 0,6-0,7.
Оскільки активна область в околі відсічки характеризується підвищеною не лінійністю, відбуваються нелінійні спотворення вихідного сигналу.
Як компромісний варіант, організовують режим роботи двох транзисторів класу АВ, коли робоча точка дещо
зміщується від області відсічки в активну область.
Це зменшує ККД до величини 0,45-0,5, але забезпечує прийнятний рівень нелінійних спотворень.
3)Багатокаскадний УПТ
Рисунок 43.1
Езм задає положення робочої точки. Перший транзистор підсилює за струмом з коефіцієнтом підсилення за струмом Другий транзистор і наступні теж з загальним емітером - підсилювачі струму.
, де n - число каскадів.
Інший вигляд ПСС - на однотипних транзисторах.
Рисунок 43.2
R1, R2 - для вибору робочої точки.
R7, R8 - резистори установки нуля (тобто замість них можна поставити потенціометр установки нуля).
Коефіцієнт передачі дільника R3, R4 , нехтуючи опором R4: .
Знайдемо коефіцієнт передачі одного каскаду. Скористуємося формулою .
Треба визначити .
Якщо другу формулу підставити в першу, то отримаємо наступний вираз:
.
Звичайно такий підсилювач працює на низьких частотах. Загальний коефіцієнт буде дорівнювати (для трьох каскадів): .
Білет №3
Рисунок 29.1
Рисунок 29.2
Падіння частотної характеристики протікає за рахунок .Введення ЗЗ за змінним і сталим струмом розширимо полосу пропускання.
Сбл - блокуюча ємність.
Якщо Се набуде значення 100 пФ, то АЧХ буде мати вигляд 3. Якщо зменьшити ємність Сє до сотень нФ, то можемо отримати АЧХ виду 4.
Якщо значення Сmin трохи збільшиться, то можливо отримати характеристику виду 5 - (Сopt). Криві 5, 6 виходять за рамки характеристики і через зміни характеристики НЗЗ ( за рахунок додаткових фазових зсувів) вносимо ланцюг Re, Се НЗЗ перетворюється в позитивну ЗЗ.
де a, m, n - складні формули див. Войшвило.
Copt визначають з цієї формули .При умові : m=a+n/2 ми один нуль сумістимо з одним із полюсів та:
.
Ця формула відповідає кривій 4 (при цьому добротність підсилювального каскаду залишається сталою і дорівнює площі під кривою). З цієї формули можна отримати Cemin.
Для знаходження Ceopt , необхідно використовувати критерій Брауде., m = 1 - звідси ми і отримаємо Copt.
Однокаскадний підсилювач за схемою зі спільним колектором (рис. 1.20) також називають «емітерний повторювач».
Рис. 1.20
Оскільки в даній схемі , то вона не може підсилювати за наругою (вихідна напруга майже повторює вхідну, звідси й назва «емітерний повторювач», оскільки вихідний сигнал знімається з емітера).
, .
Коефіцієнт підсилення за струмом за схемою зі СК більший, ніж за схемою зі СЕ: .
Характерні особливості данного підсилювача:
Такий підсилювач можна використовувати як узгоджувальний каскад.
Порівняльна таблиця основних параметрів однокаскадних підсилювачів:
Таблиця 1
|
Схема |
|||||
|
СЕ |
|||||
|
СБ |
|||||
|
СК |
Усилителями постоянного тока (УПТ) называются устройства, предназначенные для усиления медленно изменяющихся сигналов вплоть до нулевой частоты. На рис. 1 приведена АЧХ для усилителя постоянного тока. Отличительной особенностью УПТ является отсутствие разделительных элементов, предназначенных для отделения усилительных каскадов друг от друга, а также от источника сигнала и нагрузки по постоянному току.
Таким образом, для осуществления передачи сигналов частот, близких к нулю, в УПТ используется непосредственная (гальваническая) связь. Непосредственная связь может быть использована и в обычных усилителях переменного тока с целью уменьшения числа элементов, простоты реализации в интегральном исполнении, стабильности смещения и т. д. Однако такая связь вносит в усилитель ряд специфических особенностей, затрудняющих как его выполнение, так и эксплуатацию. Хорошо передавая медленные изменения сигнала, непосредственная связь затрудняет установку нужного режима покоя для каждого каскада и обусловливает нестабильность их работы.
При разработке УПТ приходится решать две основные проблемы: согласование потенциальных уровней в соседних каскадах и уменьшение дрейфа (нестабильности) выходного уровня напряжения или тока.
Однокаскадный ППС
Многокаскадный ППС
Білет№4
В области НЧ:
после упрощения , где коэф. передачи в области СЧ , - постоянная времени усилителя в области НЧ , где .
Для полевого транзистора: , где . , - проводимость прямой передачи.
В области ВЧ:
, где – проводимость в усилители коллектора. После упрощения ():, - постоянная времени усилителя в области ВЧ.
, где
Чтобы расширить полосу пропускания необходимо уменьшить .
2. Регулятор коефіцієнту підсилення
Эсли все ключи разомкнуты :
-Эсли все ключи разомкнуты мы подали 4-разрядный код с 4-мя нулями (0)
-R2 уменшается при добавлении 1.
-Чем старше код тем менше
-Uвих.min – все ключи замкнуты (1111)
-Uвих.max – все ключи замкнуты (0000)
Может быть использована в цифровом двоичном преобразователе
В операційних підсилювачах коефіцієнт підсилення регулюється введенням зворотнього зв’язку. Існують операційні підсилювачі з інвертуванням сигналу, та без інвертування.
Коефіцієнт підсилення за напругою для підсилювача з інвертуванням:
Коефіцієнт підсилення за напругою для підсилювача без інвертування сигналу:
Отже
Таким чином, шляхом змінення опору зворотнього зв’язку можна регулювати коефіцієнт підсилення. Технічно це можна виконати встановивши в якості зворотнього зв’язку змінний опір, або інші елементи керування (наприклад реле).
3. Диференційальний і інтегруючий підсилювачі
Интегратор на операционном усилители.
Покажемо, що ця схема є інтегратором. Запишемо перший закон Кірхгофа для точки 1, нехтуючи вхідним струмом підсилювача. Та вважаючи його ідеальним: .
З урахуванням того, потенціал точки 1 дорівнює нулю (віртуальний нуль), отримаємо: . Отже одержимо: . Звідси випливає, що . Остаточно, переходячи від операторної форми запису до функцій часу, маємо: за нульових початкових умов. Що більша стала часу інтегратора , то менший коефіцієнт передачі інтегратора.
Дифференцирующий усилитель
Запишемо рівняння першого закону Кірхгофа аналогічно інтегратору, нехтуючи вхідним струмом підсилювача: .
Якщо , на виході одержимо , оскільки похідна від константи дорівнює нулю. Після подачі на вхід схеми лінійно зростаючої напруги на виході матимемо константу, пропорційну жорсткості вхідної напруги.
Білет№5
1. Аналіз підсилювального каскаду відео сигналу
2. УПТ з безпосереднім звязком.
R1 і R2 - необхідні для задання робочої точки.
Rh - складається з R3 і R4 призначений для установки нуля.
Розрахуємо Ібр:
U6ep визначається не лише струмом дільника, але і струмом емітера.
Розв'язуючи цю схему рівнянь, отримаємо:
Основна формула для розрахунку робочої точки на статичній характеристиці: звичайно R2 вибирають з умов щоб струм дільника, а не струм емітера визначав положення робочої точки. Підставимо R2 і користуючись формулою (*) , можна отримати вираз для R1.
Інший вигляд 3-каскадний ПСС - на однотипних транзисторах.
R1, R2 - для вибору робочої точки.
R7, R8 - резистори установки нуля (тобто замість них можна поставити потенціометр установки нуля).
Коефіцієнт передачі дільника R3, R4 , нехтуючи опором R4: .
Знайдемо коефіцієнт передачі одного каскаду. Скористуємося формулою .
Треба визначити .
Якщо другу формулу підставити в першу, то отримаємо наступний вираз:
.
Звичайно такий підсилювач працює на низьких частотах. Загальний коефіцієнт буде дорівнювати (для трьох каскадів): .
3. Паралельний балансний підсилювач
Білет №6
1. Аналіз попереднього підсилювача в області ВЧ
Падіння частотної характеристики протікає за рахунок .Введення ЗЗ за змінним і сталим струмом розширимо полосу пропускання.
Сбл - блокуюча ємність.
Якщо Се набуде значення 100 пФ, то АЧХ буде мати вигляд 3. Якщо зменьшити ємність Сє до сотень нФ, то можемо отримати АЧХ виду 4.
Якщо значення Сmin трохи збільшиться, то можливо отримати характеристику виду 5 - (Сopt). Криві 5, 6 виходять за рамки характеристики і через зміни характеристики НЗЗ ( за рахунок додаткових фазових зсувів) вносимо ланцюг Re, Се НЗЗ перетворюється в позитивну ЗЗ.
де a, m, n - складні формули див. Войшвило.
Copt визначають з цієї формули .При умові : m=a+n/2 ми один нуль сумістимо з одним із полюсів та:
.
Ця формула відповідає кривій 4 (при цьому добротність підсилювального каскаду залишається сталою і дорівнює площі під кривою). З цієї формули можна отримати Cemin.
Для знаходження Ceopt , необхідно використовувати критерій Брауде., m = 1 - звідси ми і отримаємо Copt.
2. Безтрансформаторний двотактний підсилювач потужності
Позбутися вхідного трансформатора можна за рахунок використання транзисторів різного типу провідності, а вихідного трансформатора – за рахунок перенесення навантаження в емітерне коло.
За рахунок застосування транзисторів з різним типом провідності вхідна напруга в залежності від полярності закриває один з транзисторів та відкриває інший.
Безтрансформаторна схема підсилювача потужності представлена на рис. 1.52.
Рис. 1.52
Узгодження низькоомного навантаження з вихідним опором транзисторів відбувається за рахунок перенесення навантаження в емітерне коло транзисторів. Тобто транзистори включені за схемою зі спільним колектором, вихідний опір транзистора малий.
Деяким недоліком схеми є наявність двох однакових джерел Е1 та Е2; позбутися цього недоліку можна в такій модифікації схеми:
Рис. 1.53
В усталеному режимі роботи конденсатор має постійну складову з позначеною полярністю та величиною , що забезпечує рівність напруг в навантаженні по півхвилях ( в максимумі).
3.Інтегратор на операційному підсилювачі
Покажемо, що ця схема є інтегратором. Запишемо перший закон Кірхгофа для точки 1, нехтуючи вхідним струмом підсилювача. Та вважаючи його ідеальним: .
З урахуванням того, потенціал точки 1 дорівнює нулю (віртуальний нуль), отримаємо: . Отже одержимо: . Звідси випливає, що . Остаточно, переходячи від операторної форми запису до функцій часу, маємо: за нульових початкових умов. Що більша стала часу інтегратора , то менший коефіцієнт передачі інтегратора.
Білет №7
АЧХ і ФЧХ транзистора в області НЧДляФЧХ: -формула для АЧХ ;
; при
ФЧХ в області НЧ:
Ці формули дозволяють за величинами та розрахувати граничні умови, на яких здійснюється ефективне підсилювання сигналу. Як зробити, щоб було, як можна більше, a як можна менше:
Для біполярного транзисторного підсилювача треба вибрати високочастотний транзистор. fв можна збільшити (особливо для польових транзисторів), якщо Rc(K) - зменшити - декілька розширюється полоса пропускання, але Ко - падає на ту ж саму величину.
Шпаруватість підсилювального каскаду визначається площиною прямокутника:
Тобто шпаруватість підсилювального каскаду не змінюється.
Ср - значно менше, ніж у біполярних транзисторів.
Рисунок 31.1
Частотні спотворення виникають в області низьких та високих частот. На рисунку показана еквівалентна схема каскаду, на якій транзистор з боку його виходу замінений генератором струму з внутрішньою провідністю а трансформатор – його спрощеною еквівалентною схемою, де - індуктивність первинної обмотки, - сумарна індуктивність розсіювання та - приведений до первинного кола опір навантаження.
На низьких частотах впливом індуктивності розсіювання та внутрішньої провідності можна знехтувати. Частотна характеристика буде визначатись повною провідністю навантаження
Зниження підсилення на вищих частотах визначається спільною дією частотних властивостей транзистора та індуктивності розсіювання, увімкненої послідовно з Щоб цей вплив був несуттєвий, повинна виконуватись умова : звідки :
L1 - індуктивність первинної обмотки;
L2 - сумарна індуктивність розсіювання ;
де - індуктивність розсіювання, приведена до первинної обмотки.
Rh - приведений до первинної обмотки струм навантаження.
Підставимо в цю формулу наступні позначення:
де Ко – коефіцієнт передачі в області середніх частот.
(нехтуючи ), - заданий в довіднику низькочастотний параметер.
Рисунок 31.2
.
Індуктивність первинної обмотки трансформатора впливає в області низьких частот (частотна характеристика буде мати спад в області НЧ). На високих частотах спад частотної характеристики обумовлений індуктивністю розсіювання.
Щоб отримати ширшу полосу пропускання необхідно Ів зменьшувати, а Ін збільшувати.
Щоб отримати більш строгі формули необхідно використовувати наступну схему заміщення трансформатора:
Рисунок 31.3
С1 - міжвиткова паразитна ємність первинної обмотки .
С2 - міжвиткова паразитна ємність вторинної обмотки.
Тобто на високих частотах буде ще впливати ємність С1. Міжвиткова ємність складає 10... 100 пФ. Для забезпечення fв та fн:
Якщо підставити значення та в ці формули, то отримаємо : Звідси ще можна сформулювати вимоги до Ls (для забезпечення необхідної полоси пропускання):
.
В генераторах этого типа баланс фаз достигается за счет специальной фазосдвигающей RC – цепи, устанавливаемой в цепи обратной связи. Схема простейшего RС-генератора на транзисторе приведена на рис.1.7.Трехзвенная RC-цепь на частоте квазирезонанса обеспечивает сдвиг фазы, равный 1800. Схема с общим эмиттером, на которой собран генератор, изменяет фазу сигнала на выходе по отношению ко входному также на 1800, т.е. суммарный фазовый сдвиг равен , за счет чего выполняется условие баланса фаз. При условии С1=С2=С3=С и R3=R4=RвхVT = R коэффициент передачи трехзвенной RC-цепи равен примерно 1/29, поэтому, если коэффициент усиления транзисторного каскада КU< 29 , в схеме возникают колебания с частотой
Рисунок 1.7 – RC-генератор на транзисторе
Не смотря на простоту схемы данный генератор находит ограниченное применение в практических устройствах. Это связано с тем, что коэффициент нелинейных искажение выходного напряжения может достигать 10% а стабильность частоты недостаточна. Следует отметить, что в схеме рис.1.7 можно в некоторых пределах изменять частоту генерации. Для этого последовательно с резистором R3 устанавливают переменное сопротивление.
Рисунок 1.8 – RC-генератор с мостом Вина
Білет №8
Рассмотрим схему усилитель с ОС
KOC=K/(1-Kβ)
Если Kβ =1 , то схема потеряет устойчивость и превратится в генератор.
Устойчивость генератора можно оценить с помощью АФХ или годографа Найкреста
Если годограф охватывает точку -1 , то усилитель неустойчивый.
Способы повышения устойчивости усилителей с обратными связями.
Наиболее часто применяемые цепи для предотвращения возбуждения усилителя
Используется на НЧ
Используется на ВЧ(если усилитель возбуждается на ВЧ)
При возбуждении на СЧ
Критерій Найквіста
Критерій Найквіста засновано на випромінюванні зворотньої різниці або зворотнього відношення підсилювачів, охоплених НЗЗ, причому критерій Найквіста використовується тільки для тих підсилювачів, які є стійкими при обірваному НЗЗ (відключенням НЗЗ - розімкнути підсилювач). Найквіст говорив, якщо розглядаючи зворотню різницю , можна побудувати годограф:
Рисунок 16
При зміні частоти від 0 до отримаємо наступну петлю годографа:
коефіцієнт зворотного зв'язку дорівнює нескінченності - підсилювач збуджується. Фаза на осі Rc для зворотнього відношення дорівнює нулю.
1) баланс амплітуд для критерія Найквіста записується у вигляді:
2) баланс фаз для критерія Найквіста:
так як
кр - частота, на якій здійснюється збудження
Ккр- показує який коефіцієнт необхідно вибрати для забезпечення баланса амплітуд. Можна визначити з умов
З можна визначити , а потім кр підставити у вираз:
Для визначення частоти самозбудження необхідно прирівняти до нуля уявну частину комплексного значення зворотного відношення. Далі значення кр необхідно підставити у вираз і з цього виразу визначимо Кп - коефіцієнт підсилювання, що призводить до самозбудження підсилювача.
Баланс фаз:
Схема с общим стоком или истоковый повторитель (рис.5) аналогична схеме катодного повторителя на электронной лампе. Входное сопротивление каскада выше, а выходное - ниже, чем в случае схемы с общим истоком; коэффициент усиления по напряжению меньше единицы. Входной сигнал подается между затвором и стоком, а снимается между истоком и стоком. Переворот фазы отсутствует.
Истоковый повторитель может быть использован в качестве трансформатора сопротивлений для связи источника сигнала с высоким выходным сопротивлением и схемы с низким входным сопротивлением.
Сток внизу) – идет на землю
Рис 5. Включение полевого транзистора по схеме с общим стоком.
Коефіцієнт передачі за напругою (ЗЗ при цьому немає) де S-крутизна, Rbx у ПТ дорівнює. де C11I - вхідна ємність ПТ, котра включена між затвором і витоком, C 12I (прохідна ємність ) збільшується в (1+К) разів. Ємність монтажу - 20...30 пФ.
,
- вихідна провідність ПТ.
Неинвертирующее включение операционный усилитель (ОУ) ( рис.1 ) применяется в тех случаях, когда необходимо согласовывать маломощный источник сигнала, обладающий большим внутренним сопротивлением с низкоомной нагрузкой. В этой схеме фаза выходного сигнала повторяет фазу входного. Коэффициент передачи идеального ОУ в неинвертирующем включении определяется по формуле:
K=1+Roc/Rвх
Сравнительно низкое допустимое значение напряжения на входе и цепях питания, малые мощности сигналов на выходе сдерживают применение ОУ в электротехнической аппаратуре, цепях электропривода и управления электродвигателями, схемах дистанционного управления и т.д.
Кроме коэффициента усиления, усилители характеризуются чувствительностью, динамическими свойствами, величинами выходных и входных сопротивлений, коэффициентом полезного действия.
Білет №10
Польовий транзистор являє собою тонкий провідний канал з полупровідникового матеріалу, поперечний переріз якого змінюється під дією різниці потенціалів між каналом та ізольованим від нього електродом, який називається затвором. Під дією керуючої напруги, прикладеної до затвору, змінюється опір канала, а відповідно і струм, що протікає через канал.Еквівалентні параметри: ємність Сзі = від 5 до 15 пФ, Сзс = від 2 до 10пФ.Струм стікання має квадратичну залежність від Uзі, тому
З ростом частоти буде рости. При .
- змінюється для різних польових транзисторів; має значення від 0,1 до 5 мСм;
від 10 до50 мкСм- вихідна провідність;
росте при рості Іс.
Для потужних польових транзисторів мСм
При виконанні розрахунків транзисторних підсилювачів необхідно мати на увазі те , що цілий ряд параметрів суттєво залежить від робочого струму. На малюнку показана залежність параметрів і від струму колектора. При струмах, які не перевищують 5 мА, можна вважати , що їх величини приблизно прямо пропорційні величині робочого постійного струму. У довідниках завжди вказується струм, при якому заміряні параметри. При роботі транзисторів з іншою величиною струму необхідно провести перерахунок параметрів.
Від напруги на колекторі помітно залежить лише ємність Сбк , величина якої приблизно обернено пропорційна квадратному кореню з напруги для сплавних і кореню кубічному з напруги для дрейфових транзисторів.
Від робочої температури транзистора залежать лише крутизна провідності яка виявляється обернено пропорційною абсолютній температурі в градусах Кельвіна, та вхідна провідність яка обернено пропорційна приблизно квадрату абсолютної температури. Сбк залежить від напруги колектор-еміттер
АЧХ і ФЧХ транзистора в області НЧДляФЧХ: -формула для АЧХ ;
; при
ФЧХ в області НЧ:
Ці формули дозволяють за величинами та розрахувати граничні умови, на яких здійснюється ефективне підсилювання сигналу. Як зробити, щоб було, як можна більше, a як можна менше:
Для біполярного транзисторного підсилювача треба вибрати високочастотний транзистор. fв можна збільшити (особливо для польових транзисторів), якщо Rc(K) - зменшити - декілька розширюється полоса пропускання, але Ко - падає на ту ж саму величину.
Шпаруватість підсилювального каскаду визначається площиною прямокутника:
Тобто шпаруватість підсилювального каскаду не змінюється.
Ср - значно менше, ніж у біполярних транзисторів.
Что бы расширить область ВЧ нужно , а что бы расширить НЧ нужно увеличить , это уравнение справедливо если пронормировать коэфициент усиления.
Параллельного LC избирательного контура
АЧХ параллельного LC избирательного контура
Последовательный LC избирательного контура
АЧХ последовательный LC избирательного контура
Білет №11
Питання про стійкість підсилювачів з зворотнім зв’язком грає досить важливу роль. Справа в тому, що внаслідок фазових зрушень, що виникають як в самому підсилювачі, так і в колах зворотнього зв’язку, на деяких частотах зворотній зв’язок з негативного може перетворитися на позитивний та викликати паразитну генерацію (самозбудження).Щоб зробити висновок про те, чи є система, що досліджується стійкою, достатньо вивести її зі стану рівноваги та прослідкувати потім характер її руху. Якщо система буде віддалятись від стану рівноваги, то вона нестійка. Якщо ж з плином часу вона буде повертатись до стану рівноваги або буде залишатись в деякій його місцевості, то система є стійкою.Стійкість довільного підсилювача може бути оцінена по характеру перехідних процесів, що викликані будь-яким зовнішнім подразненням. Так як перехідні процеси у підсилювачах описуються диференційними рівняннями, то питання про стійкість підсилювача може бути з’ясоване в результаті дослідження розв’язку диференційного рівняння, що описує цей підсилювач.
Диференційне рівняння, яке описує поведінку підсилювача у загальному випадку
, де f (t) - збурене діяння, - сталі коефіцієнта.
Розв'яжемо це рівняння: - вимушена складова вихідної напруги, - вільна складова вихідної напруги. Розв'язання буде мати вигляд: - корні характеристичного рівняння.
- характеристичне рівняння. Для стійкості системи коливання будуть згасати, для нестійкої системи буде збуджувати. Якщо корені характеристичного рівняння негативні, буде згасати і системи стійка . Для того, щоб не розв'язувати характеристичне рівняння, використовують критеріі стійкості, які якісним способом дозволяють судити про стійкість системи.
Навіть після введення НЗЗ підсилювач може бути виведний зі стану рівноваги. Це відбувається на дуже назьких або високих частотах, які не входять в його робочий діапазон. ЗЗ є негативним лише в деякому вузькому діапазоні частот. При збіл. Чи зменш частоти відбуваються додаткові фазові зсуви.
З виразу для коеф підсил з ПЗЗ , звідки
Система не стійка при , тоді критерій не стійкості матиме вигляд:
Індуктивність Lk вводиться для корекції завалу АЧХ в обл. ВЧ, який обумовлений наявність внутрішньої шунтуючої ємності – колектор-база. При збіл частоти збільшується опір індуктивного елементу. Це компенсує спад напруги на навантаженні.
Компаратор (рос. компаратор, англ. comparator, нім. Komparator m) – це елемент порівняння, який широко використовується в системах контролю та автоматичного керування. Компаратори відносяться до елементів імпульсної техніки. [1] Компаратор, виконаний на базі операційного підсилювача (ОП), порівнює вимірювану напругу Uвх, яка подається на один із входів (переважно на інвертувальний), із опорною напругою (наперед заданою) Uоп, яка подана на інший вхід. Опорна напруга є незмінною в часі, додатно чи від'ємної полярності, а вхідна напруга — змінюється. Коли Uвх=Uоп вихідна напруга ОП змінює свій знак на протилежний (з U+вих.макс на U-вих.макс чи навпаки). Тому компаратор має ще назву «нуль-орган», оскільки зміна полярності вихідної напруги (перемикання) відбувається за умови, що uвх- Uоп=0, де Uоп — задана напруга.
Білет №12
6 форм запису рівнянь для 4-х полюсника
A-форма: U(.)1=AU(.)2+BI(.)2; I(.)1=CU(.)2+DI(.)2;
Y-форма: I(.)1=Y11 U(.)1 + Y12 U(.)2; I(.)2=Y21 U(.)1 + Y22 U(.)2;
Z-форма: U(.)1=Z11 I(.)1 + Z12 I(.)2; U(.)2=Z21 I(.)1 + Z22 I(.)2;
H-форма: U(.)1=H11 I(.)1 + H12 U(.)2; I(.)2=H21 I(.)1 + H22 U(.)2;
G-форма: I(.)1=G11 U(.)1 + G12 I(.)2; U(.)2=G21 U(.)1 + G22 I(.)2;
B-форма: U(.)2=B11 U(.)1 + B12 I(.)1; I(.)2=B21 U(.)1 + B22 I(.)1;
Для А форми додатні напрями для струсів і напруг(мал. А)., для Y, Z, H, G, - мал. б), для G – мал. в)
Вплив зворотного зв'язку на стабільність коефіцієнта підсилення підсилювача. Нехай модуль коефіцієнта підсилення підсилювача без 33 дорівнює к. Під дією дестабілізу- вальних факторів він змінюється на величину . Відповідно для підсилювача із 33 модуль коефіцієнта Підсилення дорівнюватиме і його зміна під дією тих самих дестабілі- зувальних факторів
Нестабільності модулів коефіцієнтів підсилення підсилювачів відповідно будуть визначатися такими співвідношеннями:
— для підсилювача без 33;
— для підсилювача з 33.
Установимо залежність між цими співвідношеннями. Для цього візьмемо похідну
Після перетворення одержимо
Поділивши обидві частини рівності на к^ і помноживши на сік, отримаємо
Переходячи від неск малих до кінцевих дістанемо
Отже, за позитивного ЗЗ нестабільність коеф підс збільшується, а за негативного — зменшується. Застосовуючи глибокі 33, можна забезпечити дуже високу стабільність коефіцієнта підсилення підсилювача.
Підсилювачі потужності без трансформаторів застосовують з метою зменшення габаритних розмірів і маси підсилювачів та поліпшення їхніх частотних характеристик. Однак при цьому істотно ускладнюються питання узгодження опору навантаження з вихідним опором транзисторного каскаду. Необхідно забезпечити за допомогою підбору тип транзистора, щоб його вихідний опір 1/Л22 приблизно дорівнював опору навантаження. Тому за низького опору навантаження потрібні потужні транзистори.
Схему з безпосереднім підключенням навантаження до виходу підсилювача потужності на однотипних р-п-р- чи п-р-н-транзисторах наведено на рис. 4.21, а, а з підключенням навантаження через конденсатор — на рис. 4.21, б.
Схеми потребують двох протифазних вхідних сигналів, які не підключені до загальної шини підсилювача. Це створює деяку технічну незручність і погіршує завадозахищеність схем на входах. Схема з безпосереднім підключенням навантаження потребує двох джерел живлення, які забезпечують потенціал точки 1, що дорівнює нулю (загальній шині), тоді як схема з підключенням навантаження через конденсатор С не вимагає потенціалу точки /, що дорівнює нулю (див. рис. 4.21, б), і вона живиться від одного джерела живлення.
Під дією вхідних сигналів один із транзисторів відкривається, інший — закривається, що забезпечує проходження струму через навантаження в одному чи в іншому (протилежному) напрямку. Рівність вихідних опорів транзисторів УТ1 і УТ2 опору навантаження забезпечує максимальну потужність у навантаженні.
Схеми підсилювачів потужності на різнотипних транзисторах, що дає змогу використовувати одне (спільне) джерело вхідного сигналу, наведено на рис. 4.22, а, б. На рис. 4.22, а наведено схему з безпосереднім підключенням навантаження, а на рис. 4.22, 6 — з підключенням навантаження через конденсатор. Недоліком цих схем є також низька завадо- захищеність, тому що джерело вхідного сигналу не може бути з'єднаним із загальною шиною підсилювача.
Докладніший опис різних схем підсилювачів потужності без трансформаторів наведено у спеціальній літературі.
Тут приведені всі приклади підсил класів АВ. В цьому класі кожний підсилювач підсилює одну півхвилю. Це дає можливість отимати вищий ККД і збільшити ефективність роботи.
Білет №13
13.1.Эквивалентная схема полевого транзистора.
Эквивалентная схема полевого транзистора.
Эквивалентная схема полевого транзистора, элементы которой выражены через у-параметры, приведен на рис. При таком подключении каждая из проводимости имеет физический смысл.
Параметры полевого транзистора.
Входная проводимость определяется проводимостью участка затвор - исток уЗИ. = у11 + у12 ; выходная проводимость - проводимость участка сток - исток уСИ = у22 + у21 ; функции передачи - крутизной вольт-амперной характеристики S = у21 - у12 ; функция обратной передачи - проходной проводимостью уЗС = у12 . Эти параметры применяются за первичные параметры полевого транзистора, используемого в качестве четырехполюсника. Если первичные параметры четырехполюсника для схем с общим истоком определены, то можно рассчитать параметры для любой другой схемы включения полевого транзистора.
Начальный ток стока IС.нач - ток стока при напряжении между затвором и истоком, равном нулю и напряжении на стоке, равном или превышающим напряжение насыщения. Остаточный ток стока IС.ост - ток стока при напряжении между затвором и истоком, превышающем напряжение отсечки. Ток утечки затвора IЗ.ут - ток затвора при заданном напряжении между затвором и остальными выводами, замкнутыми между собой. Обратный ток перехода затвор - сток IЗСО - ток, протекающий в цепи затвор - сток при заданном обратном напряжении между затвором и стоком и разомкнутыми остальными выводами. Обратный ток перехода затвор - исток I ЗИО - ток, протекающий в цепи затвор - исток при заданном обратном напряжении между затвором и истоком и разомкнутыми остальными выводами.
Напряжение отсечки полевого транзистора UЗИ.отс - напряжение между затвором и истоком транзистора с р -п переходом или изолированным затвором, работающего в режиме обеднения, при котором ток стока достигает заданного низкого значения. Пороговое напряжение полевого транзистора UЗИ.пор - напряжение между затвором и истоком транзистора с изолированным затвором, работающего в режиме обогащения, при котором ток стока достигает заданного низкого значения.
Крутизна характеристик полевого транзистора S - отношение изменения тока стока к изменению напряжения на затворе при коротком замыкании по переменному току на выходе транзистора в схеме с общим истоком.
Входная емкость полевого транзистора С11и - емкость между затвором и истоком при коротком замыкании по переменному току на выходе в схеме с общим истоком. Выходная емкость полевого транзистора С22и - емкость между стоком и истоком при коротком замыкании по переменному току на входе в схеме с общим истоком. Проходная емкость полевого транзистора C12и - емкость между затвором и стоком при коротком замыкании по переменному току на входе в схеме с общим истоком. Емкость затвор -сток СЗСО - емкость между затвором и стоком при разомкнутых по переменному току остальных выводах. Емкость затвор - исток СЗИО емкость между затвором и истоком при разомкнутых по переменному току остальных выводах.
Коэффициент усиления по мощности Кур - отношение мощности на выходе полевого транзистора к мощности на входе при определенной частоте и схеме включения.
13.2. Є чотири види НЗЗ: послідовна, паралельна, послідовно-паралельна, паралельно-послідовна.
1) паралельний ЗЗ
а
2) послідовний ЗЗ
б
3) послідовно-паралельний ЗЗ
в
4) паралельно-послідовний ЗЗ
г
Рисунок 18.1
Легко побачити, що тільки паралельна та послідовна схеми дозволяють отримати загальну точку з’єднання для входу та виходу.У змішанних схемах один з елементів не буде мати загальної точки. Виходом із цих труднощів може бути розв’язування кіл за допомогою трансформаторів.
Схемы
В підсилювачах з НЗЗ за конструктивним розумінням має бути загальний затискач для входу і виходу сигналів. Вхідний затискач присутній тільки в Υ- і Z-схемах. Для отримання вхідного затискача в Η-і D-схемах необхідно, щоб Ζ1 і Z2 дорівнювали нулю відповідно. Практично це розв'язується наступним чином:
Рисунок 19.1
1) Паралельний зворотній зв'язок за напругою:
А б
Рисунок 19.2
Коефіцієнт передачі підсилювача без зворотнього зв'язку:
.
Коефіцієнт підсилення зворотнього зв'язку: .
Петльовий коефіцієнт підсилювача:
. . .
Зворотня різниця : ,
визначає, наскільки поліпшуються параметри схеми (коефіцієнт гармонік).
,
розрахований в режимі холостого ходу напруги.
Холостий хід джерела сигналу:
. . .
Ці формули справедливі для випадку: Yзз << Yвх , причому Yвх зростає в F разів з введенням зворотнього зв'язку.
2) Послідовний зворотній зв'язок за струмом:
А б
Рисунок 19.3
Тут зворотній зв’язок створюється опором Rос, увімкненим послідовно в коло емітера або катода. Елементи Rе або Rк, Ск використовують для забезпечення температурної стабілізації режиму роботи транзистора. Резистори Rе та Rк створюють зворотній зв’язок лише для постійної складової струму. Чотирьохполюсник зворотнього зв’язку виражений в двополюсник що увімкнений послідовно по відношенню до вхідних і вихідних затискачів та загального електрода підсилюючого елемента (емітера чи катоду).
Хоч послідовний зворотній зв’язок здійснюється досить легко, він не охоплює коло навантаження і не усуває нестабільність та спотворення, що він вносить. Ця обставина враховується тим, що провідність навантаження входить у вираз коефіцієнта , на якому у відповідності з формулою не розповсюджується стабілізуюча дія зворотнього зв’язку. Так як в провідність навантаження входить частотно-залежна та нестабільна вхідна провідність наступного каскаду, загальний результат буде гіршим, ніж при паралельному зворотньому зв’язку. Крім того, збільшений вхідний опір каскаду з послідовним зворотнім зв’язком погіршить роботу і попереднього каскаду, створюючи для нього умови, близькі до режиму холостого ходу.
Опір дільника R1 і R2, а також Ср1 слід відносити до опору джерела сигналів, а Ср2 відносять до вихідного опору . - коефіцієнт підсилювання без ЗЗ - коефіцієнт підсилювання зі ЗЗ.
- коротке замикання джерела сигналу.
.
Ці формули виведені при умові, що або
3) Зміщений зворотній зв'язок Н-типу (послідовно-паралельна).
- коефіцієнт підсилення ЗЗ ;
4) Змішаний зворотній зв’язок (паралельно-послідовна) D-типу:
де ;
Глибина 33 для змішаної схеми паралельно-послідовного типу залежить від опорного джерела сигналу і опору навантаження - буде розширюватись.
13.3 Транзисторний режекторний фільтр
1.На графике там де 2 впадины то впадины при передаче черно белого!
Без них – цветного.
2.Схема управления режекторным фильтром:
- на вход подается +5 В
-транзистор открылся-перемычка
«0» - черно-белая передача
«1» - цветная передача ( режекторный фильтр выключен)
Білет №14
14 1.Класифікація підсилювальних каскадів
Рисунок 1.1
Підсилювач перетворює напругу джерела живлення чи струм навантаження, який змінюється за законом вхідного сигналу , що має вид підсилювального сигналу.
1 За видом підсилюваного сигналу підсилювачі розподіляються на:
2 За частотним діапазоном:
- підсилювачі оптичних сигналів (ПОС).
3 За типом підсилювального елементу:
4 За виглядом конструкції:
5 За областю застосування:
6 За ефектом підсилювання:
7 За особливостями схеми:
- зв'язки між каскадами (трансформаторні, безпосередні);
- ВЧ та НЧ корекція;
- одно- та двотактні;
- балансні;
- фазоінверсні
Якщо підсилювач складається з кількох каскадів, то їх класифікують за видом міжкаскадного зв'язку:
1.підсилювачі з гальванічним зв'язком
2.підсилювачі з резестивно-ємнісним міжкаскадним зв’язком
3.підсилювачі з індуктивним зв'язком
14 2.УПТ з модулятором та Демодулятором.
Застосування балансних схем і стабілізація джерел живлення дозволяють знизити дрейф нуля ППС прямого посилення до величини, в кращому разі 10 мкВ / год. Тому для посилення сигналів меншою застосовується ППС з перетворенням (ППС МДМ - підсилювачі постійного струму типу «модулятор демодулятор»), структурна схема якого представлена на малюнку 6.9.
6.9. Структурна схема ППС з перетворенням
На вхід модулятора крім повільно мінливої напруги сигналу надходить ще й сигнал від генератора. Зазвичай це синусоїдальний сигнал (Uг = Uт sin (t + )), частота якого повинна бути значно вище верхньої частоти вхідного сигналу. У модуляторі відбувається зміна (модуляція) одного з параметрів сигналу генератора відповідно до вхідним сигналом. Якщо змінюється амплітуда (Uт), то має місце так звана амплітудна модуляція, якщо частота (), - то частотна, якщо фаза (), - то фазова. Може бути використана і комплексна модуляція, наприклад, амплітудно-фазова або інша. У результаті модуляції інформація про вхідному сигналі переходить на результуючий (промодульованих) високочастотний сигнал, який надходить на вхід підсилювача змінної напруги. На малюнку 6.10 наведені графіки сигналів у вузлових точках підсилювача: вхідного (Uвх), генератора (Uг) і сигналу на виході модулятора (Uм) при використанні амплітудної модуляції. Як видно з графіків, огинає вихідного сигналу модулятора, в цьому випадку, змінюється відповідно до вхідним сигналом.
Малюнок 6.10. Тимчасові діаграми ППС з перетворенням.
У схемі використовується підсилювач змінного струму який забезпечує збільшення амплітуди сигналу Uм в К раз. У демодулятора відбувається процес зворотний модуляції: з високочастотного промодульованих сигналу виділяється його низькочастотна складова, яка тепер виявляється посиленою. Подача на демодулятор (в радіотехніці його часто називають детектором) також сигналу генератора дозволяє підвищити ефективність процесу демодуляції.
Дрейф нуля ППС з перетворенням визначається фактично тільки дрейфом модулятора, тому, що підсилювач змінного напруги практично не має дрейфу, а дрейфом демодулятора можна знехтувати, тому що на його вхід подається порівняно велика напруга, що значно перевищує напругу можливих перешкод. На ріс.6.6, б наведено тимчасові діаграми, що характеризують роботу схеми ППС.
ППС типу МДМ виконуються зазвичай у вигляді закінчених інтегральних схем, що мають у своєму складі всі необхідні блоки.
14 3.Cхеми порівняння на операційному підсилювачі
Компаратор (рос. компаратор, англ. comparator, нім. Komparator m) – це елемент порівняння, який широко використовується в системах контролю та автоматичного керування. Компаратори відносяться до елементів імпульсної техніки. [1] Компаратор, виконаний на базі операційного підсилювача (ОП), порівнює вимірювану напругу Uвх, яка подається на один із входів (переважно на інвертувальний), із опорною напругою (наперед заданою) Uоп, яка подана на інший вхід. Опорна напруга є незмінною в часі, додатно чи від'ємної полярності, а вхідна напруга — змінюється. Коли Uвх=Uоп вихідна напруга ОП змінює свій знак на протилежний (з U+вих.макс на U-вих.макс чи навпаки). Тому компаратор має ще назву «нуль-орган», оскільки зміна полярності вихідної напруги (перемикання) відбувається за умови, що uвх- Uоп=0, де Uоп — задана напруга.
Білет №15
15 1. Модель Біполярного транзистору, побудованого з використанням Y-параметрів
Вигляді чотирьохполюсника
Рисунок 3.1
визначається по методу короткого замикання . - вхідна провідність транзистора .- провідність зворотної передачи.- провідність прямої передачи . - вихідна провідність транзистора .
2 Еквівалентна схема транзистора
Рисунок 3.2
3 У вигляді матриц:
ВЧ параметри: ;НЧ параметри : .Для z - та h - параметрів отримаємо аналогічні формули .
4 Фізична модель БТ
Рисунок 3.3
Вхідна провідність чотирьохполюсника:
у цій формулі - стала часу транзистора, котра визначає частотні властивості.
Запишем матрицу провідності для ВЧ: =
Для перевірки: = lim .
Параметри: для германійових транзисторів: rб =40... 100 Ом, для НЧ Сбк=40...50 пФ;
для кремнійових транзисторів :rб =100.. .300 Ом, для ВЧ Сбк=3...10 пФ.
frp=fвh21e; frp=fв, якщо h21e=l.
15 2. ВЧ корекція АЧХ за допомогою індуктивності.
Призначена для підвищення площі підсилення та верхньої границі частоти.
а) Схема індуктивної колекторної корекції. Ілюструється
Мал.4.
Суть принципу роботи цієї схеми заключається в тому, що індуктивність , ввімкнена по змінному струму паралельно ємності навантаження , створює з ним паралельний коливальний контур. Його резонансна частота вибором величини підбирається вище . В результаті шунтуюча дія ємності навантаження буде сказуватись в даній схемі на більш високих ділянках ніж в схемі некоректуючого підсилення, а значення верхньої граничної частоти () переміщується в область більш високих частот.Без- без корекції, З- з коррекцією
0
без корекції
з корекцією
Мал.5
Переваги даної схеми корекції являється її простота та значне збільшення (в 1,7 рази) площі підсилення.
Недолік схеми заключається в наявності в ній котушки індуктивності, яку неможливо виготовити з використанням інтегральної технології. Одним з можливих варіантів вирішення цієї проблеми є заміна котушки індуктивності без індуктивною схемою, маючою вхідний опір індуктивного характеру.
15 3. Операційні підсилювачі та їх характеристики
Коефіцієнт підсилення за напругою:
Розрізняють коефіцієнт підсилення для ОП з одним входом Ку = Кпідс = U(t)/e(t) для лінійної характеристики ОП, де U(t) – вих, e(t) – вх.
для диференційних ОП – Ку = відношення зміни вих. Напруги до зміни диф. напруги на інверсному та не інверсному виходах ОП.
Статичний коефіцієнт підсилення:
Ку0 – коефіцієнт підсилення на нульовій частоті.
Динамічний коефіцієнт підсилення:
Ку (р) на частотах ≠ 0
В ОП від’ємний зв’язок сприяє стабілізації коефіцієнту підсилення.
Вхідний опір ОП
Rвх(rвх), розрізняють:
Rвх для ОП з одним входом Rвх = Uвх/iвх = e/iвх
Rвх для дифір. ОП, яке ділиться на складові:
1. Rвх диф = ед/Δівх – відношення напруги між входами до зміни вхідного струму, тобто це опір з боку одного з входів в той час як інший вхід – заземлений.
Rвх – вхідний опір широфазного сигналу. Rвх сф. = есф/Δівх – відношення приросту вхідної напруги, до зміни вхідного струму. Δівх – визначаеться як середне арифметичне інверсного та ненів. входів. Ідеальний ОП повинен мати Rвх – мах. ОП із зворотнім зв’язком = вхідному опору ланцюга зворотного зв’язку.
Вихідний опір ОП Rвих
ОП для навантаження, яке підключається до виходу, являє собою генератор напруги. Внутрішній опір цього генератора еквівалентний внутрішньому опору вихідного опору ОП. Ідеально Rвих = 0.
Вих. опір інтегрального ОП складає сотні Ом, але від’ємний зв’язок зменшує цей опір в (1+Ку*β) – разів, β – коефіцієнт зворотного зв’язку. Це дозволяє забезпечити малі методичні похибки при побудові каскадних схем.
Напруга змішення ОП
Змішення шума оцінюють напругою, яку необхідно прикласти до одного із входів ОП, щоб напруга на виході = 0.
Очевидно причиною зміщення постійної складової вхідн. Каскаду ОП є різниця напруги база-емітер вхідних транзисторів і проход. вхідних струмів через опір джерела сигналу і ланцюга зворотного зв’язку.
Вхідний опір ОП.
Струми у вхідних ланцюгах ОП обумовлені базовими струмами змішення вхідн. біполярних транзисторів (50мА-%50мкА).
Дрейф нуля.
В процесі роботи напруга на виході ОП може самостійно змінюватися при постійній вхідній напрузі. Дрейф”0” містить складову, яка повільно змінюється і складову, яка містить випадкові високочастотні сигнали. Ці шуми можна відобразити, вони не такі шкідливі. Одним з проявів температурного дрейфу є дрейф програвання ОП.
Частотні характеристики ОП
Зміна коеф. Підсилення від частоти характеризується:
- коефіцієнтом підсилення на частотах f=0 та f=1кГц
- зміною частоти f одиничного підсилення, тобто такі частоти на якій Ку = 1 без наявності звор. звьязку (f = 0.5-30МГц). Частотні х-ки розглядають , побудувавши АЧХ.
Білет №16
Б-16 1.Побудова амплітудної характеристики підсилювача.
По виду АЧХ усилители можно разделить на несколько классов.
Усилители постоянного тока: fН = 0Гц , fВ = (1033 - 1088) Гц;
Усилители звуковой частоты: fН = 20 Гц, fВ = (15 - 20) · 10Гц;
Усилители высокой частоты: fН = 20*103 Гц, fВ = (200 - 300) · 1033 Гц.
Узкополосные (избирательные) усилители. Отличительной особенностью последних является то , что они , практически, усиливают одну гармонику из всего спектра частот сигнала и у них отношение верхней и нижней граничных частот составляет:
Рисунок 1. 2- АЧХ усилителя
Амплитудная характеристика усилителя отражает особенности изменения величины выходного сигнала при изменении входного. Как видно из рис. 1.3 выходное напряжение не равно нулю (UВЫХmin) при отсутствии входного напряжения. Это обусловлено внутренними шумами усилителя, за счет чего ограничивается минимальное значение входного напряжения, которое может быть подано на вход усилителя и определяет его чувствительность:
Значительное увеличение входного напряжения(точка 3) приводит к тому, что амплитудная характеристика становится нелинейной и дальнейшее нарастание выходного напряжения прекращается (точка 5). Это связано с насыщением каскадов усилителя . Допустимым считается такое значение входного напряжения, при котором выходное напряжение не превышает UВЫХmax , которое, как видно из рис.1.3, располагается на границе линейного участка амплитудной характеристики. Амплитудная характеристика определяет динамический диапазон усилителя:
Иногда для удобства динамический диапазон вычисляют в децибеллах, как:
Рисунок 1. 3 - Амплитудная характеристика усилителя
Коэффициент нелинейных искажений (коэффициент гармоник) усилителя определяет степень искажения формы синусоидального сигнала в процессе усиления. Искажения сигнала означают, что в его спектре наряду с основной (первой) гармоникой появляются гармоники более высоких порядков. Исходя из этого, коэффициент нелинейных искажений может быть найден , как:
где Ui – напряжение гармоники с номером i>1. Нетрудно увидеть, что при отсутствии в выходном сигнале высших гармоник , КГ = 0, т.е. синусоидальный сигнал со входа на выход передается без искажений . Входное и выходное сопротивление оказывают довольно ощутимое влияние на работу усилителя. При усилении изменяющихся или переменных сигналов сопротивления могут быть найдены как:
На постоянном токе эти параметры могут быть определены по упрощенным формулам
При определении входного и выходного сопротивлений необходимо помнить, что в ряде случаев они могут иметь комплексный характер за счет реактивных элементов схемы. В этом случае могут возникнуть значительные частотные искажения сигнала, особенно в диапазоне высоких частот. Усиление сотовой связи: усилитель сотового сигнала gsm
Б-16 2. Розрахунок тривалості фронту і величини сколу імпульсу відеопідсилювача
Відеопідсилювальні вихідні каскади працюють на електроннопроміневій трубці, або на відхилених пластинах з високим вхідним опором. Тому напруга на виході більше. В якості вихідних каскадів знаходять застосування каскади схеми, збудованих за схемою ЗЕ-ЗБ.
В якості вихідних каскадів відеопідсилювачів використовують підсилювачі на резисторах або схеми з високочастотною корекцією. Їх відмінною особливістю є практично чисто ємнісний характер навантаження. Активна складова визначається лише опором колекторного резистора Розглянемо передачу імпульсу відео підсилювачем, малюнок В
Малюнок 7.7
Знаючи , можна порахувати наступні параметри:
Рисунок 7.8
2 Тривалість фронта (час фронта), час встановлення:
3 Відкол імпульса:
Якщо розкласти в ряд Тейлора, то отримаємо
Ті ж самі формули можна виразити через верхні та нижні частоти:
Рисунок 7.9
Б-16 3.Простий ОП на транзисторах (балансний підсилювач)
Балансні ППС будуються на основі чотириплечого моста з паралельним балансом, схема якого наведена на рис. 4.3.
Рис. 4.3 - Чотириплечий міст
Напруга на виході мосту не залежить від змін напруги живлення чи від пропорційних змін параметрів плечей.
На рис. 4.4 зображена найпростіша схема балансного підсилювача.
Рис. 4.4 - Балансний підсилювач
Він складається з двох каскадів на транзисторах VTI і VT2. Причому параметри елементів обох каскадів повинні бути практично однаковими (в тому числі і транзисторів, що досить важко виконати).
Підсилювач являє собою чотириплсчий міст, де роль резистора R1 виконує Rk1, R2 - опір транзистора VT1 R4 - опір транзистора VT2.
Якщо вхідний сигнал відсутній, напруга на навантаженні дорівнює нулю (коли схема абсолютно симетрична). Дрейф нуля практично у 20 - 30 разів менший, ніж у підсилювача з безпосередніми зв'язками, оскільки визначається різницею І0К1 та І0К2.
За наявності вхідного сигналу з полярністю, що вказана на рис. 4.4, транзистор VT1 трохи відкривається, його колекторний струм зростає, а транзистор VT2 пропорційно закривається і його колекторний струм зменшується. Внаслідок цього на навантаженні Rh з'являється напруга розбалансу .
Недоліком такого ППС є наявність значного ВЗЗ, зумовленого великими значеннями R1 і R2. Виключити цей недолік дозволяє схемо-технічне рішення, наведене на рис. 4.5.
Рис. 4.5 - Вилучення впливу ВЗЗ у балансному підсилювачі
Таким чином, відносні зміни струмів емітерів під дією вхідного сигналу взаємно компенсуються, виключаючи ВЗЗ за підсилюваним сигналом. ВЗЗ за постійним струмом залишається.
R0, крім того, що вирівнює потенціали емітерів, як і в попередній схемі, у даному разі ще й забезпечує балансування схеми при незначних відхиленнях параметрів елементів
Білет №17
17.1 Генератори синусоїдальних коливань
Схему LC -генератора з контуром у колі колектора зображено на рисунку. Конденсатор Сб призначено для шунтування за змінним струмом точки 1, щоб напруга зворотного зв' язку без втрат на R2 передавалася переходові база — емітер транзистора. Елементи Re, Rф, R1 і R2 забезпечують необхідний коефіцієнт температурної нестабільності схеми.
Для ємнісної триточки , а для індуктивної .
17.2 Емітерна ВЧ корекція підсилювача.
В ланцюг емітера вмикається ланцюг RC частотно-залежної НЗЗ, яка діє тільки в області нижніх та середніх частот, зменшуючи в цих областях напругу на величину напруги НЗЗ. При цьому зменшується і коефіцієнт підсилення в ОНЧ та ОСЧ. В області верхніх частот (ОВЧ) НЗЗ зникає, бо величина ємності С вибрана таким чином , що її опір в ОВЧ було на багато менше опору R, а напруга зворотного зв’язку - близька до нуля. В результаті коефіцієнт підсилення підсилювача в ОВЧ зростає порівняно з його значенням в ОНУ та ОСУ, а нерівномірність АЧХ не більше заданої в більш широкій полосі частот.
Недоліком даної схеми є зменшення за рахунок НЗЗ коефіцієнта підсилення (порівняно зі схемою без корекції) в ОНЧ та ОСЧ. Але цей недолік можна компенсувати, ввімкнувши додатковий каскад підсилення.
Схема
Графіки залежностей
17.3 Схема суматора
Схема суматора з інвертуванням
Рис. 2.8
. (2.13)
Зазначене співвідношення між вхідними та вихідними напругами діє лише на лінійній ділянці амплітудної характеристики операційного підсилювача (рис. 2.9).
Рис. 2.9
Е – амплітуда джерела живлення операційного підсилювача
, (2.14)
де .
.
.
Схема суматора без інвертування
Схема даного суматора зображена на рис. 2.10.
Рис. 2.10
. (2.15)
Коефіцієнт передачі за всіма входами неінвертуючої схеми однаковий, що є недоліком. Він не залежить від величини опору , якщо його величина лежить в межах .
Білет №18
18.1 Аналіз попереднього підсилювача в області НЧ
Нижняя граничная частота (либо спад плоской вершины импульса) усилителя определяется влиянием разделительных и блокировочных емкостей.
Требуемое значение постоянной времени для разделительных и блокировочных цепей усилителя определяется из следующих соотношений:
(для ШУ),
(для ИУ),
где и - доля частотных искажений в области НЧ и спада плоской вершины импульса, распределенных на разделительные и блокировочные цепи - длительность импульса.
Номинал разделительных емкостей можно определить из соотношения:
(6.1)
где - эквивалентное сопротивление, стоящее слева от разделительного конденсатора ( обычно это каскада либо (для ОЭ));
- эквивалентное сопротивление, стоящее справа от разделительного конденсатора ( обычно это каскада либо ).
Номинал блокировочных емкостей в цепях эмиттеров приближенно определяются как:
(6.2)
При наличии в рассчитываемых каскадах ООС следует в выражениях (6.1) и (6.2) подставлять значения и c учетом влияния на них данной ООС.
Возможно использование фильтрующей цепи для коррекции спада плоской вершины импульса. При этом рекомендуется брать , подъем вершины импульса (не более 20%) можно определить из соотношения:
При наличии в каскаде НЧ коррекции следует избегать применения коллекторной ( коллекторно-эмиттерной ) схемы термостабилизации из-за возможного снижения эффекта коррекции (вследствие влияния параллельной ООС по напряжению, действующей при этом в каскаде).
18.2 Вплив НЗЗ на коефіцієнт гармонік
Амплитудная характеристика представляет зависимость амплитуды
выходного напряжения от амплитуды входного напряжения. При ООС по
напряжению последовательного вида, действующих на входах и выходах
усилителя и цепи ОС, можно записать (рис. 1):
Рис. 1
способ подключения цепи обратной связи к усилителюOC по напряжению последовательного вида
Uвх = U1 + Uос,
где Uвых = f(U1) – амплитудная характеристика цепи без ОС,
Uoc = βu ocUвых – амплитудная характеристика цепи ОС линейная, если
цепь ОС состоит только из пассивных элементов.
Uвых = f(Uвх) – амплитудная характеристика усилителя с ОС.
Соотношение позволяет графически найти амплитудную характеристику
усилителя с ОС по амплитудной характеристике усилителя без ОС. Для этого
на одном графике, представленном на рис. 6, строятся амплитудные
характеристики усилителя без ОС (сплошная линия) и цепи с ОС (пунктирная
линия). Затем задаются значениями Uoc = βu ocUвых и находят
соответствующие значения Uвх = U1 + Uос.
Повторяя эту процедуру многократно, по точкам получаем искомую
амплитудную характеристику усилителя с ОС (штрихпунктирная линия). Как
видно из рисунка, амплитудная характеристика усилителя с ОС получается
суммированием линейной характеристики цепи ОС с нелинейной
характеристикой усилителя без ОС. Суммарная характеристика имеет
существенно большую линейность. Это позволяет при тех же значениях
выходного напряжения обеспечить меньший уровень нелинейных искажений.
Приближенную количественную оценку влияния ОС на нелинейные
искажения можно найти в предположении, что сам усилитель линеен, а
нелинейные искажения обусловлены действием внешнего источника гармоник,
амплитуда которых определяется только уровнем выходного напряжения. В
этом случае нелинейные искажения уменьшаются обратной связью во столько
раз, во сколько раз падает при введении ОС усиление устройства:
Ku ос = Ku /(1+ βосKu ) .
Приближенность такого рассмотрения состоит в том, что не учитывается
вторичное искажение сигнала гармоник при прохождении по контуру ОС.
Такие же выводы можно сделать о влиянии ОС на любой источник шумов,
фона и т.д. Если источник находится в цепи усилителя, охваченного ООС, то
эффект от его действия на выходе усилителя уменьшается в F = (1+ βocKu ) раз.
18.3 Методи розширення смуги пропускання підсилювача
Відхилення нормованої частотної характеристики від одиничного рівня на якійсь робочій частоті можна розглядати, як відносну нестабільність підсилення, викликану зміною робочої частоти. Негативний зворотній зв’язок зменьшує цю нестабільність приблизно в разів. В результаті , відхилення частотної характеристики підсилювача з зворотнім зв’язком від одиничного рівня зменьшується. Частотна характеристика стане більш рівномірною, та смуга пропускання розшириться
якщо без точки, то ланцюг зворотнього зв’язку складається з резисторів.
Введення зворотного зв'язку (ЗЗ) збільшує полосу пропускання в Fo разів. Добротність підсилювального каскаду з введенням НЗЗ не змінюється.
Білет №19
19.1 Модель БТ з використання чотириполюсника
У вигляді чотирьохполюсника
визначається по методу короткого замикання.
- вхідна провідність транзистора .
- провідність зворотної передачи.
- провідність прямої передачи .
- вихідна провідність транзистора .
19.2 Однотактні підсилювачі потужності
Схема однотактного ПП зображена на рис. 1.41.
Рис. 1.41
Розпишемо призначення елементів схеми.
1) Трансформатор призначений для узгодження вихідного опору транзисторного каскаду з опором навантаження.
Розглянемо дві схеми:
Рис. 1.42 Рис. 1.43
Для схеми на рис. 1.42 максимальна потужність буде досягатися при .
.
За наявності трансформатора, опір навантаження перераховується, визначається співвідношення: , де .
За умови ідеального узгодження .
2) Резистор призначений для фіксації потенціалу бази транзистора:
3) Ланцюг ЕЕ утворює коло температурної стабілізації. Зі збільшенням температури вхідна та вихідна ВАХ транзистора змінюється таким чином:
Рис. 1.44
Якщо температура збільшується, то збільшується струм колектора та емітера, а зменшується. Якщо напруга зменшується, то базовий струм зменшується.
Таким чином завдяки фіксації потенціалу бази та наявності при зміні температури, струм колектора залишається майже незмінним. У цьому і полягає явище температурної стабілізації. шунтує за змінним струмом, не змінюючи коефіцієнта підсилення.
4) Аналогічно, ланцюг утворює фільтр нижніх частот.
. (1.37)
Якщо температура збільшується за рахунок ВАХ, то .
За змінним струмом шунтує , не знижуючи коефіцієнта підсилення.
Іншим способом забезпечення температурної незалежності характеристик транзистора є температурна компенсація – це використання елементів, опір яких залежить від температури. Найпростіший варіант, це в якості використати термістор, опір якого падає з підвищенням температури.
При збільшені температури .
19.3 Схема масштабного підсилювача потужності
Билет №20
1. АЧХ і ФЧХ підсилювача потужності Частотні характеристики
АЧХ. Залежність модуля коефіцієнта підсилювання від частоти називається амплітудно-частотною характеристикою. Для спрощення її називають частотною характеристикою. Зазвичай частотні характеристики нормують відносно підсилення на середніх частотах .
Однією з умов неспотвореного відтворення сигналів є рівномірна передача всіх його спектральних складових. Нерівномірність частотної характеристики свідчить про неоднакове їх підсилення підсилювачем. В результаті сигнал на виході буде спотвореним. Ці спотворення називають частотними. Припустима нерівномірність визначається коефіцієнтом частотних спотворень М, який показує у скільки разів допускається відхилення підсилення окремих складових спектру на різних частотах.
Для ПНЧ fн = 20...50 Гц, fн = 20...30 кГц.
Коефіцієнт частотних спотворень:
ФЧХ. Залежність фазових зсувів у підсилювачі від частоти називається фазо-частотною або простіше – фазовою характеристикою. Як відомо, другою умовою неспотвореного відтворення сигналів є пропорційність фазових зсувів частоті спектральних складових. Відхилення їх від лінійної залежності (від прямої пропорційності) призводить до спотворення сигналів, які носять назву фазових.
Рисунок 2.3
Графо-аналітичний метод.
Рисунок 2.4
Для ідеального підсилювача фазовий зсув свідчить про те, що є затримання сигнала
Коефіцієнт передачі визначається нахилом амплітудної характеристики (АХ):К==;
2. Нелінійні спотворення в підсилювачах потужності
В транзисторних підсилювачах на загальний рівень нелінійних спотворень впливає нелінійність як вихідних, так і вхідних динамічних характеристик. Оцінку нелінійних спотворень можна вивести за допомогою наскрізної динамічної характеристики, яка враховує вплив нелінійності на вході та на виході каскаду.
Нарисуємо вихідну ВАХ:
Рисунок 32.1
Вертикальна лінія - статична ΒΑΧ .
Похила лінія - динамічна ΒΑΧ.
Нарисуємо вхідну ΒΑΧ:
Рисунок 32.2
Маючи ці дві характеристики можна побудувати перехідну характеристику транзистора:
a
б
Рисунок 32.3
Rc – опір джерела сигналу.
Іпр – струм в ланцюгу колектора попереднього підсилювача.
.
Найменьший коефіцієнт гармонік дає середня крива R’’c (тобто найменьша з кривих). У схемі є оптимальний опір джерела сигналу (Rн=Rc), при якому коефіцієнт гармонік мінімальний.
Для розрахунку коефіцієнта гармонік використаємо метод п'яти ординат. Для цього між точками 1 і 5 ділянка розбивається на чотири рівних відрізка.
Рисунок 32.4
При наявності Rс - опору джерела сигналів, вдається частково компенсувати нелінійністю вхідного ланцюга транзистора і нелінійністю, яка внесена вихідним ланцюгом транзистора. При відомих струмах колектора Ік1 та Ік5 , можна розрахувати струм наступних гармонік:
Двотактовий підсилювач потужності
Для отримання більших потужностей, високого ККД та більш ефективного використання транзисторів (або ламп) застосовують спеціальні двотактові підсилювачі, здатні працювати в енергетично більш вигідних режимах класів В і АВ.
1) Схема підсилювача потужності з трансформаторним входом:
аб
Рисунок 32.5
R1 і R2 необхідні для початкового зміщення на базу (зміщується робоча точка і є можливість перейти до режиму АВ). VT1 - транзистор прямої провідності відкривається, a VT2 - буде закриватись.
В двотактових схемах при ідентичних транзисторах, сталі складові струмів Ік1 та Ік2 , та всі парні гармоніки компенсують один одного. Побудуємо графічним способом залежність потоку осередя трансформатора: Ф(r). Верхній частині кривої відповідає характеристика (амплітуда) першого транзистора, нижній -- другого транзистора
Рисунок 32.6
3. Схема Дарлінгтона
Рисунок 25.1
Коефіцієнт передачі за струмом дорівнює добутку коефіцієнтів передачі відповідних транзисторів.
- коефіцієнт передачі за струмом для схеми СЗЕ і ;
- вхідний опір транзисторної cхеми СЗЕ і .
Щоб взяти цю формулу необхідно в схему емітерного повторювача (СЗК) замість емітерного опору включити
Билет №21
1. Диференційальний і інтегруючий підсилювачі
Интегратор на операционном усилители.
Покажемо, що ця схема є інтегратором. Запишемо перший закон Кірхгофа для точки 1, нехтуючи вхідним струмом підсилювача. Та вважаючи його ідеальним: .
З урахуванням того, потенціал точки 1 дорівнює нулю (віртуальний нуль), отримаємо: . Отже одержимо: . Звідси випливає, що . Остаточно, переходячи від операторної форми запису до функцій часу, маємо: за нульових початкових умов. Що більша стала часу інтегратора , то менший коефіцієнт передачі інтегратора.
Дифференцирующий усилитель
Запишемо рівняння першого закону Кірхгофа аналогічно інтегратору, нехтуючи вхідним струмом підсилювача: .
Якщо , на виході одержимо , оскільки похідна від константи дорівнює нулю. Після подачі на вхід схеми лінійно зростаючої напруги на виході матимемо константу, пропорційну жорсткості вхідної напруги.
2.Нелінійні спотворення в підсилювачах потужності
В транзисторних підсилювачах на загальний рівень нелінійних спотворень впливає нелінійність як вихідних, так і вхідних динамічних характеристик. Оцінку нелінійних спотворень можна вивести за допомогою наскрізної динамічної характеристики, яка враховує вплив нелінійності на вході та на виході каскаду.
Нарисуємо вихідну ВАХ:
Рисунок 32.1
Вертикальна лінія - статична ΒΑΧ .
Похила лінія - динамічна ΒΑΧ.
Нарисуємо вхідну ΒΑΧ:
Рисунок 32.2
Маючи ці дві характеристики можна побудувати перехідну характеристику транзистора:
A б
Рисунок 32.3
Rc – опір джерела сигналу.
Іпр – струм в ланцюгу колектора попереднього підсилювача.
.
Найменьший коефіцієнт гармонік дає середня крива R’’c (тобто найменьша з кривих). У схемі є оптимальний опір джерела сигналу (Rн=Rc), при якому коефіцієнт гармонік мінімальний.
Для розрахунку коефіцієнта гармонік використаємо метод п'яти ординат. Для цього між точками 1 і 5 ділянка розбивається на чотири рівних відрізка.
Рисунок 32.4
При наявності Rс - опору джерела сигналів, вдається частково компенсувати нелінійністю вхідного ланцюга транзистора і нелінійністю, яка внесена вихідним ланцюгом транзистора. При відомих струмах колектора Ік1 та Ік5 , можна розрахувати струм наступних гармонік:
Двотактовий підсилювач потужності
Для отримання більших потужностей, високого ККД та більш ефективного використання транзисторів (або ламп) застосовують спеціальні двотактові підсилювачі, здатні працювати в енергетично більш вигідних режимах класів В і АВ.
1) Схема підсилювача потужності з трансформаторним входом:
аб
Рисунок 32.5
R1 і R2 необхідні для початкового зміщення на базу (зміщується робоча точка і є можливість перейти до режиму АВ). VT1 - транзистор прямої провідності відкривається, a VT2 - буде закриватись.
В двотактових схемах при ідентичних транзисторах, сталі складові струмів Ік1 та Ік2 , та всі парні гармоніки компенсують один одного. Побудуємо графічним способом залежність потоку осередя трансформатора: Ф(r). Верхній частині кривої відповідає характеристика (амплітуда) першого транзистора, нижній -- другого транзистора
Рисунок 32.6
3.Схема захисту операційних підсилювачів
2 диода что бы не попадало большое напряжение на вход.
Билет №22
1. Метод підвищення стабільності коефіцієнту підсилення
Небезпека нестійкої роботи підсилювачів виникає при обхваті загальною петлею оберненого зв’язку декількох каскадів. Але такий зворотній зв’язок дає кращі результати з точки зору зменшення всіх видів спотворень. Нерідко, якщо навіть умова стійкості і не порушена, підсилювач з зворотнім зв’язком виявляється дуже близьким до нестійкого стану. Інакше кажучи, він має низький запас стійкості.
Стійка робота підсилювачів може порушуватись також і внаслідок впливу паразитного зворотнього зв’язку. Основними шляхами виникнення паразитного оберненого зв’язку є: електрична та магнітна взаємоіндукціі між вхідними та вихідними проводами всього підсилювача або його окремих каскадів, зв’язок між каскадами через загальні кола живлення, зворотній зв’язок через прохідні ємності та провідності підсилюючих елементів, що використовуються. Найбільш радикальним засобом боротьби з паразитними зворотнійми зв’язками є знаходження та усунення шляхів їх виникнення. Це досягається раціональним використанням монтажу, екрануванням, захистом кіл живлення розв’язуючими фільтрами. Іноді для цієї мети застосовуються спеціально підібрані кола зворотнього зв’язку, що називаються колами нейтралізації.
Засоби підвищення стійкості підсилювачів зі ЗЗ зводяться до того, що у ланцюг зворотнього зв'язку ми вводимо коректируючі ланцюги: поперед всього RC ланцюги.
Рисунок 17.1
Якщо , тоді коефіцієнт передачі буде зменшуватися. Цей дільник діє в області НЧ – корегує годограф. Якщо годограф Найквіста охоплює крапку – 1- не НЧ, ланцюг зворотнього зв’язку не є НЧ, і в ланцюг зворотнього зв'язку необхідно вводити корегуючий ланцюг, тоді годограф приймає наступний вигляд.
Рисунок 17.2
Використовуючи цей ланцюг ми штучно зменьшили коефіцієнт підсилювання в області НЧ.
Рисунок 17.3
Якщо (випадок високих частот) , коефіцієнт передачі другого дільника також буде зменьшуватись. Це також призводить до того, що годограф Найквіста не буде охоплювати цю точку. При проектуванні підсилювачів необхідно, щоб зворотнє відношення та його годограф не заходив в чергову область (корені характеристичного рівняння не повинні знаходитись ближче до умовної вісі, ніж показано на малюнку).
2. Вплив НЗЗ на смугу частот підсилювача.
Что бы расширить область ВЧ нужно , а что бы расширить НЧ нужно увеличить , это уравнение справедливо если пронормировать коэфициент усиления.
3. Широтно-імпульсний модулятор
Широтно-імпульсна модуляція – зміна тривалості імпульсу у відповідності із модулюючою напругою при фіксованому періоді повторення імпульсу.
Будується широтно-імпульсний модулятор на основі включення таймера в одновібраторному режимі при подачі на 5-й вхід модулюючої напруги.
Схема та часові діаграми роботи широтно-імпульсного модулятора на ІТ зображені на рис. 3.20 та 3.21 відповідно.
Рис. 3.20 Рис. 3.21
Оскільки порогова напруга безпосередньо задається модулюючою напругою, то тривалість імпульсу на виході таймера буде залежати від неї. Знайдемо цю функціональну залежність:
;;
Для малих .
Таким чином, при малих − модуляційна характеристика (залежність тривалості імпульсу від величини модулюючої напруги) має лінійний характер.
Билет №23
1. Стійкість підсилювачів з НЗЗ
Питання про стійкість підсилювачів з зворотнім зв’язком грає досить важливу роль. Справа в тому, що внаслідок фазових зрушень, що виникають як в самому підсилювачі, так і в колах зворотнього зв’язку, на деяких частотах зворотній зв’язок з негативного може перетворитися на позитивний та викликати паразитну генерацію (самозбудження).Щоб зробити висновок про те, чи є система, що досліджується стійкою, достатньо вивести її зі стану рівноваги та прослідкувати потім характер її руху. Якщо система буде віддалятись від стану рівноваги, то вона нестійка. Якщо ж з плином часу вона буде повертатись до стану рівноваги або буде залишатись в деякій його місцевості, то система є стійкою.Стійкість довільного підсилювача може бути оцінена по характеру перехідних процесів, що викликані будь-яким зовнішнім подразненням. Так як перехідні процеси у підсилювачах описуються диференційними рівняннями, то питання про стійкість підсилювача може бути з’ясоване в результаті дослідження розв’язку диференційного рівняння, що описує цей підсилювач.
Диференційне рівняння, яке описує поведінку підсилювача у загальному випадку
, де f (t) - збурене діяння, - сталі коефіцієнта.
Розв'яжемо це рівняння: - вимушена складова вихідної напруги, - вільна складова вихідної напруги. Розв'язання буде мати вигляд: - корні характеристичного рівняння.
- характеристичне рівняння. Для стійкості системи коливання будуть згасати, для нестійкої системи буде збуджувати. Якщо корені характеристичного рівняння негативні, буде згасати і системи стійка . Для того, щоб не розв'язувати характеристичне рівняння, використовують критеріі стійкості, які якісним способом дозволяють судити про стійкість системи.
Критерій Найквіста засновано на випромінюванні зворотньої різниці або зворотнього відношення підсилювачів, охоплених НЗЗ, причому критерій Найквіста використовується тільки для тих підсилювачів, які є стійкими при обірваному НЗЗ (відключенням НЗЗ - розімкнути підсилювач). Найквіст говорив, якщо розглядаючи зворотню різницю , можна побудувати годограф:
При зміні частоти від 0 до отримаємо наступну петлю годографа:
коефіцієнт зворотного зв'язку дорівнює нескінченності - підсилювач збуджується. Фаза на осі Rc для зворотнього відношення дорівнює нулю.
1) баланс амплітуд для критерія Найквіста записується у вигляді:
2) баланс фаз для критерія Найквіста:
так як
кр - частота, на якій здійснюється збудження
Ккр- показує який коефіцієнт необхідно вибрати для забезпечення баланса амплітуд. Можна визначити з умов
З можна визначити , а потім кр підставити у вираз:
Для визначення частоти самозбудження необхідно прирівняти до нуля уявну частину комплексного значення зворотного відношення. Далі значення кр необхідно підставити у вираз і з цього виразу визначимо Кп - коефіцієнт підсилювання, що призводить до самозбудження підсилювача.
Баланс фаз:
2. ВЧ корекція АЧХ за допомогою індуктивності
На мал. зображений фрагмент схеми, в якій реалізована високочастотна корекція. Із зростанням частоти результуючий опір колекторного навантаження збільшується і забезпечує відносне збільшення коефіцієнта передачі на високих частотах.
За допомогою додаткових елементів створюється частотозалежне навантаження для активного елемента каскаду, що призводить до компенсації зміни коефіцієнта передачі некоректованого каскаду в певній частині полоси пропускання (В данному випадку на ВЧ). Верхня частота підсилювача може бути визначена із співвідношення fв=0,35/tф де tф - протяжність фронту імпульсу визначена між рівнями 0,1-0,9 амплітудного значення сигналу.
3. Схеми суматорів
Билет №24
1. Коефіцієнт підсилення попереднього підсилювача на транзисторі з ЗЕ
Попередній підсилювач
Мінус такої схеми полягає в тому, що вона інвертує сигнал.
Де
2. Регулятор коефіцієнта підсилення на операційному підсилювачі.
В операційних підсилювачах коефіцієнт підсилення регулюється введенням зворотнього зв’язку. Існують операційні підсилювачі з інвертуванням сигналу, та без інвертування.
Коефіцієнт підсилення за напругою для підсилювача з інвертуванням:
Коефіцієнт підсилення за напругою для підсилювача без інвертування сигналу:
Отже
Таким чином, шляхом змінення опору зворотнього зв’язку можна регулювати коефіцієнт підсилення. Технічно це можна виконати встановивши в якості зворотнього зв’язку змінний опір, або інші елементи керування (наприклад реле).
3. Тригер Шмидта
Триггер Шмидта - это специфический вид триггера, имеющего один вход и один выход. Такой триггер Еще называют нессиметричным. В триггере Шмидта переход из одного устойчивого состояния в другое осуществляется при определенных уровнях входного напряжения, называемых пороговыми уровнями.
Если на вход триггера Шмидта подавать нарастающее напряжение , то при некотором уровне этого напряжения в определенный момент времени напряжение на выходе скачком переходит из состояния 0 в состояние 1. Если уменьшать напряжение на входе до некоторого напряжения в определенный момент времени напряжение на выходе скачком переходит из состояния 1 в состояние 0. Явление несовпадения этих двух уровней называется гистерезисом. Триггер Шмидта, в отличие от других триггеров, не обладает памятью и используется для формирования прямоугольных импульсов из напряжения произвольной формы
Простейшая структура триггера Шмитта — это два последовательно подключенных инвертора, охваченные резистивной обратной связью. Скорость нарастания выходного сигнала не зависит от скорости нарастания входного сигнала, для данной технической реализации является величиной постоянной.
Білет№25
1) Схеми генераторів трикутної та пилкоподібної напруги
Схема генератора пилкоподібної напруги на ОП зображена на рис. 3.11, часові діаграми його роботи – на рис. 3.12.
Рис. 3.11 Рис. 3.12
. (3.16)
Схема керується імпульсами тривалістю позитивної полярності, за його відсутності на неінвертуючому вході позитивна напруга обмежена, на інвертуючому вході напруга прямо зміщеного діода, тому
Схема перебуває у цьому стані до приходу запускаючого імпульсу конденсатора , зарядженого до напруги , в момент t1 надходить імпульс запуску, діод VD1 заряджається, напруга між входами операційного підсилювача близька до 0, а тому напруга .
Конденсатор С розряджається постійним струмом за законом . (3.17)
Тривалість запускаючого імпульсу не може перевищувати величини t0, за якої вихідна напруга досягне від’ємної напруги насичення. Величина t0
вибирається з умови:
(3.18)
Після закінчення імпульсу управління в момент t2 діод VD1 відкривається і конденсатор заряджається через відкритий діод зі сталою часу .
Перехідний процес заряду конденсатора закінчується за час відновлення
. (3.19)
2) УПТ з модулятором та демодулятором
Применение балансных схем и стабилизация источников питания позволяют снизить дрейф нуля УПТ прямого усиления до величины, в лучшем случае 10 мкВ/час. Поэтому для усиления сигналов меньшей применяется УПТ с преобразованием (УПТ МДМ – усилители постоянного тока типа «модулятор демодулятор»), структурная схема которого представлена на рисунке 6.9.
На вход модулятора кроме медленно меняющегося напряжения сигнала поступает еще и сигнал от генератора. Обычно это синусоидальный сигнал (Uг = Uт sin (t + )), частота которого должна быть значительно выше верхней частоты входного сигнала. В модуляторе происходит изменение (модуляция) одного из параметров сигнала генератора в соответствии с входным сигналом. Если изменяется амплитуда (Uт), то имеет место так называемая амплитудная модуляция, если частота (), – то частотная, если фаза (), – то фазовая. Может быть использована и комплексная модуляция, например, амплитудно-фазовая или иная. В результате модуляции информация о входном сигнале переходит на результирующий (промодулированный) высокочастотный сигнал, который поступает на вход усилителя переменного напряжения. На рисунке 6.109 приведены графики сигналов в узловых точках усилителя: входного (Uвх),генератора (Uг) и сигнала на выходе модулятора (Uм) при использовании амплитудной модуляции. Как видно из графиков, огибающая выходного сигнала модулятора, в этом случае, изменяется в соответствии с входным сигналом.
Рисунок 6.10. Временные диаграммы УПТ с преобразованием
В схеме используется усилитель переменного тока который обеспечивает увеличение амплитуды сигнала Uм в К раз. В демодуляторе происходит процесс обратный модуляции: из высокочастотного промодулированного сигнала выделяется его низкочастотная составляющая, которая теперь оказывается усиленной. Подача на демодулятор (в радиотехнике его часто называют детектором) также сигнала генератора позволяет повысить эффективность процесса демодуляции.
Дрейф нуля УПТ с преобразованием определяется фактически только дрейфом модулятора, потому, что усилитель переменного напряжения практически не имеет дрейфа, а дрейфом демодулятора можно пренебречь, так как на его вход подается сравнительно большое напряжение, значительно превышающее напряжение возможных помех. На рис.6.6,б приведены временные диаграммы, характеризующие работу схемы УПТ.
УПТ типа МДМ выполняются обычно в виде законченных интегральных схем, имеющих в своем составе все необходимые блоки.
3) Схеми порівняння на ОП
Інтегратор та диференціатор на ОП
Якщо в якості та інвертуючої схеми застосувати динамічні ланки з певними зображеннями за Лапласом, отримаємо електронний пристрій, який реалізує певні передавальні функції. Зокрема якщо:
, , то ,
а це є передавальна функція інтегратора зі сталою часу , тобто вхідна та вихідна напруги пов’язані співвідношенням:
, (2.16)
де – умовний час,
.
Часові діаграми роботи для інтегратора:
Рис. 2.11
Схема інтегратора має наступний вигляд:
Рис. 2.12
Якщо R і C поміняти місцями отримаємо схему диференціатора.
, .
.
. (2.17)
Схема диференціатора матиме вигляд:
Рис. 2.13
Билет №26
1)Підсилювач з неінвертуючим входом на ОП
Рис. 2.5
Будемо вважати, що відомо, тоді визначимо напругу :
. (2.6)
, .
Оскільки , то . (2.7)
Коефіцієнт підсилення за напругою неінвертуючої схеми:
. (2.8)
Модуль коефіцієнта передачі неінвертуючої схеми на одиницю перевищує модуль коефіцієнта передачі інвертуючої схеми.
Неінвертуюча схема повторює фазу вхідного сигналу:
Рис. 2.6
. (2.9)
,
. (2.10)
Для оптимального узгодження джерела вхідного сигналу з вхідним опором неінвертуючої схеми за потужністю має виконуватись співвідношення:
.
Але на практиці це часто не виконується (на генератор неможливо впливати), тому доводиться впливати на схему.
Якщо , то включають додатковий опір (рис. 2.5):
; (2.11)
якщо , включають додатковий опір :
. (2.12)
2) Розрахунок тривалості фронту і величини сколу імпульсу відео підсилювача
Відеопідсилювальні вихідні каскади працюють на електроннопроміневій трубці, або на відхилених пластинах з високим вхідним опором. Тому напруга на виході більше. В якості вихідних каскадів знаходять застосування каскади схеми, збудованих за схемою ЗЕ-ЗБ.
В якості вихідних каскадів відеопідсилювачів використовують підсилювачі на резисторах або схеми з високочастотною корекцією. Їх відмінною особливістю є практично чисто ємнісний характер навантаження. Активна складова визначається лише опором колекторного резистора Розглянемо передачу імпульсу відео підсилювачем, малюнок В
Малюнок 7.7
Знаючи , можна порахувати наступні параметри:
Рисунок 7.8
2 Тривалість фронта (час фронта), час встановлення:
3 Відкол імпульса:
Якщо розкласти в ряд Тейлора, то отримаємо
Ті ж самі формули можна виразити через верхні та нижні частоти:
3) Простий ОП на транзисторах (балансний підсилювач)
Використовують, якщо необхідно отримати дві синусоїдальні напруги симетричні і з зсувом одна відносно другої: 180 Re не шунтовані ємністю і використовує функції для НЗ по змінному і постійного струму. Підбираючи Rhз, добиваються ідентичності першої і другої амплітуди на виході.
В цій схемі висока температурна стабільність положення робочої точки.
Білет №27
1) Підвищення стійкості підсилювачів з НЗЗ
Навіть після ведення НЗЗ у підсилювач він може стати нестійким, тобто відбувається його самозбудження і він переходить у генераторний режим роботи. Звичайно це відбувається на дуже низьких або високих частотах, які не входять у його робочий діапазон частот. Для запобіганню цьому явищу потрібно забезпечувати усталену роботу підсилювача.
Зворотній зв'язок є чисто негативним лише в деякому вузькому діапазоні частот. Для підсилювачів низької частоти (звукової) це середні частоти. У разі збільшення чи зменшення частоти виникають додаткові фазові зсуви в підсилювачі, що може призвести до того, що підсилювач стає позитивним, а це у свою чергу призводить до нестійкої роботи підсилювача.
Засоби підвищення стійкості підсилювачів зі ЗЗ зводяться до того, що у ланцюг зворотнього зв'язку ми вводимо коректируючі ланцюги: поперед всього RC ланцюги.
Рисунок 17.1
Якщо , тоді коефіцієнт передачі буде зменшуватися. Цей дільник діє в області НЧ – корегує годограф. Якщо годограф Найквіста охоплює крапку – 1- не НЧ, ланцюг зворотнього зв’язку не є НЧ, і в ланцюг зворотнього зв'язку необхідно вводити корегуючий ланцюг, тоді годограф приймає наступний вигляд.
Використовуючи цей ланцюг ми штучно зменьшили коефіцієнт підсилювання в області НЧ.
Рисунок 17.3
Якщо (випадок високих частот) , коефіцієнт передачі другого дільника також буде зменьшуватись. Це також призводить до того, що годограф Найквіста не буде охоплювати цю точку. При проектуванні підсилювачів необхідно, щоб зворотнє відношення та його годограф не заходив в чергову область (корені характеристичного рівняння не повинні знаходитись ближче до умовної вісі, ніж показано на малюнку).
2) ВЧ корекція АЧХ за допомогою індуктивності
Індуктивність Lk вводиться для корекції завалу АЧХ в обл. ВЧ, який обумовлений наявність внутрішньої шунтуючої ємності – колектор-база. При збіл частоти збільшується опір індуктивного елементу. Це компенсує спад напруги на навантаженні
3) Схеми суматорів
Схема суматора з інвертуванням
Рис. 2.8
. (2.13)
Зазначене співвідношення між вхідними та вихідними напругами діє лише на лінійній ділянці амплітудної характеристики операційного підсилювача (рис. 2.9).
Рис. 2.9
Е – амплітуда джерела живлення операційного підсилювача
, (2.14)
де .
.
.
Схема суматора без інвертування
Схема даного суматора зображена на рис. 2.10.
Рис. 2.10
. (2.15)
Коефіцієнт передачі за всіма входами неінвертуючої схеми однаковий, що є недоліком. Він не залежить від величини опору , якщо його величина лежить в межах .
Билет №1
-Перехідна характеристика підсилювального каскаду
-Зворотні зв’язки підсилювальних каскадах
-ЛС-генератори синусоїдальних коливань
Билет №2
-Основні параметри підсилювальних каскадів
-Коефіціент корисної діх підсилювача в режимі В
-Багатокаскадний УПТ
Билет №3
-АЧХ і ФЧХ попереднього підсилювача в області ВЧ
-Схема підсилювача із загальним колектором
-Підсилювачі постійного струму
Билет №4
-Коефіціент підсилення попереднього підсилювача на транзисторі з ЗЕ
-Регулятор коефіцієнта підсилення
-Диференціальний і інтегруючий підсилювач
Билет №5
-Аналіз підсилювального каскаду відео сигналу
-УПТ з безпосереднім зв’язком
-Паралельний балансний підсилювач
Билет №6
-Аналіз попереднього підсилювача в області ВЧ
-Безтрансформаторний двотактний підсилювач потужності
-Інтегратор на операційному підсилювачі
Билет №7
-Визначеня верхньої та нижньої частоти транзисторного підсилювача через постійні часу
-Частотні спотворення підсилювача
-Генератори типу ЕРЦЕ
Билет №8
-Стійкість підсилювачів з ЗЗ, корегуючи ЕРЦЕ-кола
-Схема із загальним витоком
-Що не інвертує підсилювач
Билет №10
-Модель польового транзистора
-Вплив НЗЗ на смугу пропускання частот підсилювача
-Виборчі підсилювачі
Билет №11
-Стійкість підсилювачів з НЗЗ
-ВЧ корекція АЧХ за допомогою індуктивності
-Схеми порівняння
Билет №12
-Чотирьохполюсник
-Вплив НЗЗ на стабільність коефіцієнта підсилення
-Підсилювачі потужності з без трансформаторним виходомщо працює в режимі класу АВ
Билет №13
-Модель польового транзистора, побудована з використанням У-параметрів
-Види НЗЗ та їх особливості
-Транзисторний режекторний фільтр
Билет №14
-Класифікація підсилювальних каскадів
-УПТ з модулятором та демодулятором
-Схеми порівняння на операційному підсилювачі
Билет №15
-Модель біполярного транзистора, побудованого з використанням У-параметрів
-ВЧ корекція АЧХ за допомогою індуктивності
-Операційні підсилювачі та їх характеристики
Билет №16
-Побудова амплітудної характеристики підсилювача
-Розрахунок тривалості фронту і величини сколу імпульсу відео підсилювача
-Простий ОП на транзисторах(балансний підсилювач)
Билет №17
-ЛС-генератори синусоїдальних коливань
-Емітерна ВЧ корекція підсилювача
-Схема суматора
Билет №18
-Аналіз попередніх підсилювачів в області НЧ
-Вплив НЗЗ на коефіціент гармонік
-Методи розширення смуги пропускання підсилювачів
Билет №19
-Модель біполярного транзистора з використанням чотириполюсника
-Однотактні підсилювачі потужності
-Схема масштабного підсилювача
Билет №20
-АЧХ,ФЧХ підсилювача напруги
-Нелінійні спотворення в підсилювачах потужності
-Схема Дарлінгтона
Билет №21
-Інтегруючий та диференціруючий підсилювач
-Нелінійні спотворення в підсилювачах потужності
-Схема захисту операційних підсилювачів
Билет №22
-Метод підищення стабільності коефіцієнта підсилення
-Вплив НЗЗ на смугу пропускання частот підсилювача
-Широтно-імпульсний модулятор
Билет №23
-Стійкість підсилювачів з НЗЗ
-ВЧ корекція АЧХ за допомогою індуктивності
-Схеми суматорів
Билет №24
-Коефіціент підсилення попереднього підсилювача на транзисторі з ЗЕ
-Регулятор коефіцієнта підсилення на операційному підсилювачі
-Тригер Шмідта
Билет №25
-Схеми генераторів трикутної та пилкоподібної(на транзисторі) напруги
-УПТ з модулятором та демодулятором
-Схеми порівняння на операційному підсилювачі
Билет №26
-Підсилювач з неінвертуючим входом на ОП
-Розрахунок тривалості фронту і величини сколу імпульсу відео підсилювача
-Простий ОП на транзисторах (балансний підсилювач)
Билет №27
-Підвищення стійкості підсилювачів з НЗЗ
-ВЧ корекція АЧХ за допомогою індуктивності
-Схема суматорів