Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
1. Теоретичні відомості.
У трифазному мостовому випрямлячі (мал. 1, а) послідовно з'єднані дві трифазні випрямні групи: анодна VS2, VS4, VS6 і катодна VSI, VS3, VS5, кожна з який повторює роботу трифазної схеми із середньою крапкою. Отже, при такому ж значенні е.д.с. вторинної обмотки трансформатора Е2 і = 0, як і в трифазній схемі із середньою крапкою, дана схема має середнє випрямлену напругу Ud у два рази більшу, чи навпаки, при тім же значенні Ud значення Е2, буде в два рази менше E2 = 0,43U2.
При активному навантаженні (La = 0; Ld = 0; ra= 0) у мостовій схемі одночасно пропускають струми два тиристори: один — з найбільш високим потенціалом анода щодо середньої крапки трансформатора з катодної групи тиристорів, а іншої — з найбільш низьким потенціалом катода з анодної групи тиристорів. Так, наприклад при = 0 в інтервалі ( мал. 22.16, б) пропускають струм тиристори VSI і VS4, в інтервалі тиристори VSI і VS6, в інтервалі тиристори VS3 і VS6 і т.д.
Рис. 1. Трифазний мостовий симетричний випрямляч при активному навантаженні;
а — схема; б — часові діаграми струмів і напруг при = 0 .
Випрямлена напруга Ud в інтервалі визначиться різницею фазних е.д.с. еа й ев в інтервалі Ud = еа – ec і т.д. Таким чином, випрямлена напруга має шестифазні пульсації (m П= 6).
У мостовому випрямлячі немає змушеного намагнічування сердечника трансформатора, тому що струм у вторинній обмотці протікає за період двічі, причому, у протилежних напрямках.
Електричні параметри визначаються такими ж закономірностями, як і для трифазного випрямляча із середньою крапкою при зупинці м 2 = м П = 6, а також замість фазної е.д.с. Е 2m враховувати лінійну е.д.с. . Трифазна мостова схема в даний час знаходить найбільш
широке застосування внаслідок її гарних техніко-економічних
показників. З метою поліпшення форми кривої струму у вторинних обмотках трансформатора варто з'єднувати ці обмотки в «трикутник». При такіому з'єднанні струм у кожній обмотці протікає безупинно, вміст високих гармонійних складових відносно знижується.
З часових діаграм мал. 1, б видно, що кожен тиристор пропускає струм 60° у парі з одним тиристором, а 60° у парі з іншим. Наприклад, тиристор VS1 пропускає струм 60° у парі з VS4 і 60° у парі з VS6. Аналогічно й інші тиристори.
Рис. 2. Часові діаграми струмів і напруг трифазного мостового симетричного випрямляча при активно-індуктивному навантаженні (ra=0; La =0; Ld = ) a - у відсутності нульового діода; б - при наявності нульового діода.
При пуску випрямляча чи при переході його в режим переривчастих струмів і використанні одиночних імпульсів із шириною меншою 60° не може бути забезпечена працездатність схеми, тому що не можуть відкриватися одночасно два тиристори в анодній і катодній групах. У зв'язку з цим система керування повинна виробляти одиночні керуючі імпульси із шириною більшої 60° чи здвоєні короткі імпульси, що слідують друг за другом через 60°.
При активно-індуктивному навантаженні (Ld = , La = 0, rа = 0) струм у ланцюзі навантаження виходить ідеально згладженим, незмінним по величині і безупинними у всьому діапазоні регулювання (мал. 2, а). При >60° у кривої випрямленої напруги, побудованої як різниця випрямлених напруг катодної й анодної груп тиристорів, з'являються негативні ділянки. Середнє значення випрямленої напруги для всього діапазону регулювання визначається виразом
Uda = Ud0COS (1)
З виразу (1) - випливає, що граничний кут керування при Ld = дорівнює 90°.
Коефіцієнт потужності випрямляча при Ld = і La = 0
= (3cos )/
Коефіцієнт пульсацій визначається виразом (2):
Рис. 3. Трифазний мостовий несиметричний випрямляч:
1- схема; часові діаграми струмів і напруг; б - при активно-індуктивному навантаженню (rа =0; L а = 0; Ld = ) без нульового діода; з нульовим діодом.
Для поліпшення коефіцієнта потужності в схему вводять нульовий діод VD0, що вступає в роботу при > 60°, тобто коли крива миттєвих значень випрямленої напруги змінює знак (мал. 2, б). Через нульовий діод замикається струм навантаження. Напруга на навантаженні в період роботи нульового діода дорівнює нулю, а трансформатор знеструмлюється і тому струм у вторинній і первинній обмотках трансформатора має розривний характер (мал. 2, б). Нульовий діод запобігає можливість повернення в живильну мережу енергії, накопиченої в магнітному полі дроселя Ld, і тим самим, поліпшує коефіцієнт потужності випрямляча
Коефіцієнт пульсацій визначається виразом (3):
Трифазний мостовий керований випрямляч може бути виконаний і за несиметричною схемою (три тиристори VS1, VS2, VS3 і три діоди VD1, VD2, VD3, мал. 3, а). Несиметрична схема знаходить широке застосування у випрямлячах невеликої потужності. При роботі на активно-індуктивне навантаження і зміні кута керування крива випрямленої напруги буде мати вид показаний на мал. 3, б. При збільшенні кута в кривої випрямленої напруги Ud відмінність від симетричної мостової схеми негативні ділянки не з'являються. При переході позитивної напівхвилі напруги працюючого тиристора через нуль, наприклад VS1, вона продовжує проводити струм з діодом, що вступає в роботу, VD1 тієї ж фази. Ланцюг навантаження виявляється зашунтований одночасно провідний струм тиристором VS1 і діодом VD1 і напруга на навантаженні дорівнює нулю. Цей інтервал триває до вступу в роботу чергового тиристора VS2 (мал. 22.18, б). У кривої випрямленої напруги з'являються паузи від моменту переходу позитивної напівхвилі живильної напруги через нуль до вступу в роботу чергового тиристора. При тиристори виявляються
цілком замкненими, і напруга на навантаженні дорівнює нулю. Середнє значення випрямленої напруги для всього діапазону зміни кута керування визначається вираженням (4):
Особливістю роботи схеми при активно-індуктивному навантаженні в діапазоні кута керування ( ) є те, що при знятті сигналу керування не вдається забезпечити закриття всіх тиристорів. При знятті сигналу керування відбувається запирання двох тиристорів, а третій залишається відкритим за рахунок е.д.с. самоіндукції навантаження і через нього протікає струм навантаження. Це приводить до зниження діапазону регулювання напруги і погіршенню використання тиристорів по струму.
Для підвищення ефективності схеми в неї вводять нульовий діод VDo що шунтює навантаження. При наявності нульового вентиля VDo індуктивність навантаження розряджається через нього і не перешкоджає запиранню тиристорів. Це дозволяє реалізувати повний діапазон регулювання випрямленої напруги обумовленої виразом (4). Якщо кут керування , нульовий діод VDo увесь час замкнений і потреба в ньому відпадає. На мал. 3, в приведені часові діаграми струмів і напруг у схемі з нульовим діодом.
Основна (перша) гармоніка пульсацій випрямленої напруги має частоту
f (1) = 3f c , що є істотним недоліком схеми в порівнянні із симетричною. Коефіцієнт пульсацій випрямленої напруги по першій гармоніці для схеми без нульового діода і з нульовим діодом визначається відповідно виразом
При збільшенні кута керування збільшується коефіцієнт пульсацій. Тому несиметричні мостові схеми застосовують при невеликому діапазоні регулювання ( ). При активно-індуктивному навантаженні в діапазоні регулювання коефіцієнт зрушення несинусоїдальності і потужності визначаються
виразами
2.1.Вихiднi дані
1.Номiнальне, мiнiмальне, максимальне значення фазної напруги мережi живлення:
Е1 ном.= 110 В; Е1 min = 93,5 В; Е1 max = 126,5 В;
2.Частота мережi живлення:
fc = 1000 Гц
3.Номiнальне значення вихiдної напруги:
Ud ном. =220 В;
4.Дiапазон регулювання вихiдної напруги:
Ud min = 187 В; Ud max = 253В;
5.Максимальний i мiнiмальний струм навантаження випрямляча:
Id min =8 A; Id max = 12 А;
6.Амплiтуда основної гармонiки пульсацiї вихiдної напруги:
U(1) m ≤ 0,5 В;
7.Температура навколишнього середовища:
Тсº max = 323 К / +50ºС/ Тсº min = 233 К /-40 ºС/
2.2.Розрахунок силової частини випрямляча
1.Для пiдвищення коефiцiента потужностi i спрощення системи керування силову частину виконумо за мостовою несимметричною схемою, а трьома теристорами I нульовим дiодом. Для згладжування пульсацiї випрямленної напруги на виходi випрямляча використовуемо Г-подiбний LC-фільтр, застосування якого забеспечує жорстку зовнішню характеристику випрямляча, а також сприятливий режим роботи вентилів та трансформатора.
Для гальванічного розв’язування системи керування і силової частини застосовується оптоелектронні теристори. Часові діаграми випрямленої напруги і струмів у вентилях при роботі випрямляча на RL- навантаження і кутах керування , , .
При побудові діаграм припускаємо, що трансформатор і вентилі – ідеальні, індуктивність дроселя фільтра Ф.
2.Коєфіцієнт зміни напруги живлення:
а
в=
3.Активний опір і індуктивність трансформатора:
де - розрахункові коефіцієнти, що залежать від схеми випрямляча, характеру навчання і способу з’єднання обмоток трансформатора.
Для трифазного мостового випрямляча, який працює на RL-навантаження:
При з’єднанні обмоток
Зірка/зірка, трикутник/зірка -
- число стержнів трансформатора, на яких розміщенні обмотки;
- максимальна індукція в осерді трансформатора.
При використанні стрічкових осердь і холоднокатаних сталей при габаритній потужності трансформатора до 2500 максимальну індукцію беруть Тл, при Гц.
4. Падіння напруги на активному опорі трансформатора при мінімальному і максимальному струмі навантаження:
5.Витрати випрямленої напруги , зумовлені комутацією, при мінімальному і максимальному струмі навантаження:
6.Орієнтовно падіння напруги на активному опорі дроселя фільтра при мінімальному і максимальному навантаженні:
де - активний опір обмотки дроселя.
У діапазоні потужності в навантаженні Вт в процесі попереднього розрахунку можна прийняти:
при
де - номінальний опір навантаження випрямляча.
Менші значення беруть при більших значення потужності в
навантаженні. В даному прикладі
Приймаємо
7. Максимальне середнє значення випрямленої напруги з урахуванням втрат напруги на елементах:
де Uт, Uд - середнє значення прямого падіння напруги на тиристорі та діоді випрямляча.
У процесі попереднього розрахунку падіння напруги на тиристорі і діоді беремо . Після вибору вентилів значення Uт , Uд слід уточнити.
8. Мінімальна, номінальна і максимальна напруги вторинної обмотки трансформатора:
де - мінімальний кут регулювання. Який забезпечує роботу випрямляча на крутій ділянці регулювальної характеристики:
9. Мінімальне середнє значення випрямленої напруги на виході випрямляча /на вході фільтра/:
10. Максимальний кут керування
11. Середнє значення випрямленої напруги на вході фільтра і кут керування у номінальному режимі роботи:
12. Середнє значення випрямленої напруги на вході фільтра і кут керування в режимі, відповідному мінімальній напрузі на навантаженні і максимальному струмовому навантаженню нульового вентиля:
13. Середній струм тиристорів і діодів випрямляча в режимі максимального навантаження /режим / при і наявності нульового вентиля:
14. Діюче значення струму тиристорів і діодів випрямляча у режимі максимального навантаження:
15. Середнє і діюче значення струму нульового вентиля в режимі:
:
16. Зворотна напруга на вентилях випрямляча:
Виходячи з розрахункових даних з довідника, вибираємо:
а) оптроні тиристори типу ТО 125-10-5 з параметрами ; ; ; ; ; ;
; ; ;
б) діоди типу ВЧ2-160-5 з параметрами:
; ; ; .
17. Потужність статичних втрат у тиристорі:
18. Потужність статичних втрат у діоді:
19. Потужність статичних втрат у нульовому вентилі:
20. Згідно з визначеними значеннями потужності втрат у вентилях і заданою температурою навколишнього середовища обчислюємо площі тепловідводних радіаторів. Для охолодження використовуємо ребристі односторонні радіатори при природному охолодженні.
21. Площа тепловідного радіатора для тиристора:
де - коефіцієнт тепловіддачі, який залежить від конструкції, матеріалу і ступеня воронування тепловідводу.
При природному охолоджені і нормальному тиску ; для воронованого ребристого алюмінієвого тепловідводу ; - максимальна робоча температура переходу, яка для надійності вибирається на 10...20 меншою ніж ; – тепловий опір між корпусом і тепловідводом, величина якого залежить від чистоти обробки поверхні, наявності мащення прокладок і зусилля, яке притискує вентиль до тепловідводу, міститься в межах 0,1...1,0 ; приймаємо . Для зменшення теплового контактного опору поверхні вентиля і радіатора в місці контакту змащують теплопровідною пастою КТП-8.
22. Площа радіатора для діода:
23. Площа радіатора для нульового діода:
24. Пряме падіння напруги на транзисторі і діоді:
25. Розрахунок згладжувального фільтра. Коефіцієнт пульсації з основної гармоніки на вході фільтра максимальний у режимі , а також при куті керування з графіка для .
26. Коефіцієнт пульсації випрямленої напруги на навантаженні з основної гармоніки:
27. Коефіцієнт згладжування фільтра:
28. Добуток LC при цьому вважаємо, що коефіцієнт передачі фільтром постійної складової випрямленої напруги дорівнює одиниці:
де =3 – число пульсацій випрямленої напруги за період мережі живлення; - кутова частота мережі живлення.
29. Індуктивність дроселя за умови дістання індуктивної реакції фільтра у заданому діапазоні зміни струму навантаження:
З урахуванням знайденого значення L та максимального струму навантаження вибираємо два стандартні дроселі типу Д136-0.0003-12.5 , та Д151-0.0006-12.5, які з’єднуємо послідовно. Дроселі мають такі параметри: струм підмагнічування Іпід=12,5 А;активний опір обмоток Rдр=0,029 Ом; діапазон робочих частот 50...5000 Гц.
30. Ємність фільтра:
31. Робоча напруга конденсатора з урахуванням можливих перенапруг при вмиканні випрямляча до мережі і скидання навантаження:
При виборі конденсатора необхідно урахувати: потрібну ємність, робочу напругу, діапазон робочих температур, допустиму амплітуду змінної складової, діапазон робочих частот конденсатора, технологічний і температурний розкид ємності.
Вибираємо 2 електролітичні конденсатори типу К75-30-750В-4мкФ, та К75-30-750В-6мкФ. Згідно з технічними умовами даний конденсатор має такі параметри: діапазон робочих температур (-40 0С...+70 0С), допустима амплітуда пульсації на частоті 1000 Гц та t0=+70 0С дорівнює
(1000 Гц)=14 В; у діапазоні частот 50 Гц...50кГц допустима амплітуда змінної складової визначається так:
,
де K,n – коефіцієнти, залежні від частоти пульсації і температури навколишнього середовища відповідно. Так, при згідно з ТУ n=0,8; коефіцієнт пульсації .
Оскільки згідно з технічним завданням амплітуда пульсації вихідної напруги , нерівність , виконується, тому конденсатор буде працювати у межах вимог технічних умов.
32. Установлена ємність фільтра з урахуванням можливого відхилення від номінального значення на -20%:
Внаслідок можливого відхилення на -20% ємність конденсатора може дорівнювати
Таким чином, у заданому діапазоні температур розраховане значення ємності С=10 мкФ буде забезпечено.
33. Перевіримо параметри фільтру на відсутність резонансу на частоті основної гармоніки пульсацій. Резонансна частота фільтра:
Оскільки резонанс відсутній.
34. Уточнюємо мінімальну, номінальну і максимальну напругу фази вторинної обмотки:
35. Діюче значення струму у фазі вторинної обмотки трансформатора в режимі максимальної струмової віддачі:
36. Розрахункове значення струму первинної обмотки (без урахування ХХ трансформатора):
37. Розрахункова потужність вторинної та первинної обмоток трансформатора:
38. Типова потужність трансформатора:
Величини , , , , , , а також максимальні значення індукції в осерді Використовуються як вихідні данні для розрахунку трансформатора згідно з відповідною методикою.
39. Визначимо коефіцієнт потужності схеми при мінімальному і максимальному кутах регулювання. Оскілки , то при мінімальному значенні визначаємо:
Через те, що то при максимальному значенні визначаємо коефіцієнт потужності:
2.3 Система керування випрямлячем.
Система керування (СК) випрямлячем призначена:
а) для формування керуючих імпульсів вимагаємої амплітуди і тривалості;
б) для синхронізації керуючих імпульсів з напівперіодами фазних напруг;
в) для розподілу керуючих імпульсів по трьох каналах відповідно до числа фаз випрямляча.
Принципова схема триканальної системи керування, в якій реалізовано метод «вертикального керування» [1], наведена на схемі. Як базові елементи при побудові схеми використані операційні підсилювачі загального призначення .
Часові діаграми, що пояснюють роботу першого каналу формування імпульсів керування тиристора фази А, наведені на рис 3.7.
Синусоїдальна напруга фази А () , яку знімають з додаткової обмотки (синхронізуючої) силового трансформатора TV1, надходить на вхід синхронізатора, зібраного за схемою симетричного двостороннього обмежника напруги на діодах VD1 та VD2. У зв’язку з не лінійністю вольт амперної характеристики діодів на виході синхронізатора формується трапецеїдальна напруга з амплітудою , яка дорівнює падінню напруги на відкритому діоді і тривалістю фронту (рис. 3.7).
Вихідна напруга обмежника синхронізує роботу генератора пилкоподібної напруги (ГПН), зібраного на операційному підсилювачі ДАІ. Запуск ГПН здійснюється у момент переходу синхронізуючої напруги через нуль,тому імпульси керування фаз А, В, С зсунуті між собою на кут 120. На виході генератора формується пилкоподібна напруга (рис. 3.7), період якої дорівнює періоду силової напруги, а амплітуда визначається сталою ланцюга інтегрування С1, R2. Резистор R4 стабілізує роботу інтегратора за постійним струмом. З виходу ГПН пилкоподібна напруга надходить на інвертуючий вхід компаратора ДА2, на неінвертуючий вхід подається напруга керування (рис 3.7). У момент рівності вказаних напруг компаратор перемикається з одного насиченого стану в протилежний, внаслідок чого на виході формується послідовність різнополярних імпульсів з частотою мережі живлення. Позитивний імпульс вихідної напруги компаратора через обмежуючий резистор R7 надходить до ланцюга бази транзистора VT1. Який виконує функції вихідного підсилювача потужності. При відмиканні транзистора в його колекторному ланцюзі протікає імпульс струму керування тиристора VS1 з амплітудою (рис. 3.7). Під дією світодіод оптрона випромінює світовий імпульс і переводить силовий тиристор фази А у ввімкнений стан. Для обмежування амплітуди керуючого струму вмикається резистор R8. В інтервалі часу, коли вихідна напруга компаратора негативна, транзистор VT1 зачинений.
2.4. Розрахунок синхронізуючого приладу і генератора напруги.
1. Як діоди двостороннього обмежника вибираємо діоди типу Д223А з параметрами :
- допустимий струм ;
- допустима зворотна напруга ;
- діапазон робочих температур 213 К … 392 К.
Використанні діоди повинні мати малий диференціальний опір у відкритому стані. Подальший розрахунок обмежника виконується при таких допущеннях: а) діоди VD1, VD2 мають ідентичні параметри; б) диференціальний опір відкритого діода дорівнює нулю, тобто напруга на ньому не залежить від прямого струму і дорівнює пороговій напрузі діода; в) амплітуда синхронізуючої напруги значно більша напруги обмежника , ,; г) вхідні струми операційного підсилювача і зворотні струми діодів VD1, VD2 дорівнюють нулю.
2. Задаємось прямим струмом через діоди обмежника при максимальній напрузі мережі , згідно з статичною вольт-амперною характеристикою діода для визначимо пряме падіння напруги на діоді: .
3. Визначимо діюче і амплітудне значення синхронізуючої напруги, близької до прямокутної, необхідно, щоб амплітуда синусоїдальної напруги вибиралася за умовою: тоді , діюче значення напруги
4. Вихідний опір обмежника
Вибираємо стандартний резистор згідно з номіналом та потужністю: Тип – С2-33-0.125-560 Ом±5%.
5. Амплітуда прямого струму через діоди обмежника при максимальній напрузі мережі:
6. Діюче значення струму в обмотці синхронізації при максимальній напрузі мережі:
Діюче значення і використовується при розрахунку синхронізуючого трансформатора.
7. Розрахунок інтегратора ДАІ. Як підсилюючий елемент використовуємо операційний підсилювач К 140УД7 з параметрами:
- напруга живлення ;
- максимальна вхідна напруга ;
- вихідна напруга ;
- вихідний струм
- коефіцієнт підсилення за напругою ;
- діапазон робочих температур 233К … 358К
8. Стала інтегрування СІ R2 інтегратора згідно з формулою
;
Де ; - тривалість фронту вихідної напруги обмежника. При виконанні умови кут знаходиться в межах . Приймаємо .
Для забезпечення режиму лінійного інтегрування задаємося амплітудою напруги на виході інтегратора ДАІ за умовою де мінімальна вхідна напруга мікросхеми 140УД7 ; беремо , тоді
;
9. Розрахуємо резистор R2 за умови, що , зумовлене вхідним струмом ОП, становить , тобто , тоді
;
Вибираємо стандартний резистор типу С2-33-0.125-100к±5%.
10. Ємність інтегруючого конденсатора:
;
Для здобуття шуканої ємності вибираємо стандартний конденсатор ємністю 30 нФ типу КМ.
11. З метою стабілізації режиму роботи за постійним струмом інтегратор охоплений негативним зворотним зв’язком через резистор R4, величина якого визначається виразом , тоді . Вибираємо стандартний резистор типу С2-33-0.125-100к±5%.
12. Для забезпечення похибки інтегрування, зумовленої вхідним струмом мікросхеми, розраховуємо резистор R3, опір якого вибираємо за умовою:
;
Вибираємо стандартний резистор типу С2-33-0.125-10к±5%
2.5 Розрахунок компаратора напруги.
1. Визначаємо опір резисторів R5, R6. оскільки амплітуда пилкоподібної напруги
Um =1,5В, то, згідно з міркуванням, наведеним в пункті п.10 підрозділ 3.4.1,
Приймаємо:
Вибираємо стандартний резистор з опором 13 кOм. Опір навантаження мікросхеми ДАІ: , отже, мікросхема за струмом не перевантажена.
2. Ємність розподілювального конденсатора С2, який не пропускає постійну складову вихідної напруги інтегратора, що виникає через зміщення „нуля” операційного підсилювача, а також через неідентичність параметрів діодів VD1, VD2 на вході компаратора. Ємність конденсатора вибираємо за умовою:
де
,
- період синхронізуючої напруги.
Приймаємо
Вибираємо стандартній конденсатор ємністю 30 нФ.
2.6 Розрахунок вихідного підсилювача
1. Максимальний струм колектора транзистора Ik.max =Iкер =150 мА , де Iкер – Імпульсний відмикаючий струм керування оптронного тиристора.
2. Максимальна напруга на колекторі зачиненого транзистора
Параметри транзистора VT1 повинні задовольняти умову
,
де - струм колектора зачиненого транзистора /оптрона/. Вибираємо транзистор КТ630Е з параметрами: =1 А, =60 В. Допустима зворотна напруга емітер-база = 6 В, статичний коефіцієнт передачі за струмом =160...480, струм колектора зачиненого транзистора =1*10 А, межова частота підсилення Гц. Максимально допустима потужність розсіювання на колекторі =0,8 Вт.
3. Опір обмежуючого резистора R8 у ланцюзі керування оптрона:
де -падіння напруги відкритому транзисторі при струмі =0,1А, яке визначається згідно з вихідними статичними характеристиками, =2,5 В – імпульсна відмикаючи напруга керування тиристора. Вибираємо стандартний резистор з опором 120 Ом.
4.Ефективне значення колекторного струму транзистора при мінімальному куті керування
5. Втрати потужності у резисторі R8:
Вибираємо резистор типу С2-33 потужністю 2 Вт: С2-33-0,5-205%.
6. Задаємося коефіцієнтом насичення транзистора VT1: b=1,2…1,5, тоді потрібна амплітуда відмикаючого струму в ланцюзі бази:
Здобуте значення струму має задовольнити умову , де - допустимий вихідний струм операційного підсилювача. Для мікросхеми 14ОУД7, =1,6 mA. Якщо , то для узгодження вихідного опору компаратора з вхідним опором підсилювача потужності використовують емітер ний повторював, розрахунок якого виконюють згідно з відомими методиками.
7. Опір обмежуючого резистора у ланцюзі бази:
,
де =0,65 В – напруга поміж емітером і базою насиченого транзистора , яка визначається згідно з вихідними статичними характеристиками при . Вибираємо стандартний резистор з опором 1,6 кОм типу С2-33.
8. Максимальна зворотна напруга на базі транзистора , отже, додаткових заходів по обмежуванню зворотної напруги не треба.
9. Втрати потужності у транзисторі в інтервалі його відкритого стану при мінімальному куті керування :
Втратами потужності на перемикання і втратами у транзисторі в зачиненому стані можна нехтувати, якщо урахувати низьку частоту перемикання. Оскільки <, то транзистор за потужністю вибрано правильно.
10. Мінімальна тривалість керую.чого імпульсу тиристора при максимальному куті керування :
.
Оскільки >=с, то у всьому діапазоні зміни надійне включення тиристора буде забезпечене.
Система керування живиться від допоміжного стабілізуючого джерела живлення. Яке виробляє двополярну напругу 6,3В з сумарною нестабільністю не гірше 1% і коефіцієнтом пульсації не більше 1%. Для живлення допоміжного джерела напруги використовується або окремий малопотужний трансформатор, підключений до мережі, або додаткова обмотка силового трансформатора VT1.
3. Висновки
В даній курсовій роботі був розрахований трифазний керований випрямляч. Керованим називається випрямляч, який окрім випрямлення змінної напруги одночасно регулює середнє значення випрямленої напруги. У керованому випрямлячі некеровані вентилі замінені керованими вентилями – тиристорами.
Регулювання здійснюється шляхом затримання відмикання тиристора в межах півперіоду сітьової напруги, де кут затримування відмикання тиристора називається кутом керування .
Також був розрахований діапазон регулювання, елементи схеми випрямляча. Для зміщення керуючих імпульсів на кут і розподілу сигналів керування на відповідні тиристори необхідна система керування випрямлячем.
Під час розрахунків було визначено номінали елементів схеми, параметри їх робочого режиму, найважливіші енергетичні і якісні показники пристрою.
На підставі розрахункових даних із довідників було вибрано стандартні елементи (напівпровідникові прилади,резистори,конденсатори, мікросхеми та ін.) З метою уніфікації і підвищення технологічності пристрою допускається використовувати стандартні моточні вузли – трансформатори, дроселі, фільтри, застосування яких не повинно погіршувати енергетичні, якісні та економічні показники. Коли трансформатор і дросель не можна вибрати з числа стандартних, слід виконати електричний розрахунок.
5. Література
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
3
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
4
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
ата
Арк.
5
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
6
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
7
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
8
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
9
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
10
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
11
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
12
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
13
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
14
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
15
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
16
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
17
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
18
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Змн.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
19
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
20
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
21
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ
Зм.
Арк.
№ докум.
Підпис
Дата
Арк.
25
КР.ОМ-52.18.001.01 ПЗ ПЗ