Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Сигнал – материальный носитель информации, используемый для передачи сообщений в системе связи.
Сигнал, детерминированный или случайный, описывают математической моделью, функцией, характеризующей изменение параметров сигнала.
Альтернативой сигналу, который несёт полезную информацию, является шум — обычно случайная функция времени, взаимодействующая (например, путем сложения) с сигналом и искажающая его.
Типы сигналов:
Представление сигналов:
Есть два способа представления сигнала в зависимости от области определения: временной и частотный.
Параметры и характеристики сигналов:
Логарифмические отношения указанных выше величин:
Сигналы телефонирования представляют собой последовательности импульсов, отделённых друг от друга паузами.
Частотный спектр речевого сигнала достаточно широк, экспериментально установлено, что для передачи с удовлетворительной натуральностью и разборчивостью 90% слогов и 99% фраз можно ограничиться полосой частот 0,3…3,4 кГц.
Средняя мощность телефонного сигнала без учёта пауз:
.
Влияние пауз учитывается коэффициентом активности, который равен
для телефонного сигнала.
Средняя мощность телефонного сигнала с учётом пауз:
Поправка в 10 мкВт0 вводится для передачи служебных сигналов.
Максимальная мощность телефонного сигнала:
При определении помехи её приводят к эффективно воздействующей на слух взвешенной помехе.
Взвешение состоит в том, что на входе измерительного прибора (псофометра) устанавливается амплитудный корректор, АЧХ которого повторяет среднестатистическую характеристику чувствительной системы (ухо-телефон).
Снижение действующего напряжения помехи определяется псофометрическим коэффициентом для полосы частот ТЧ.
Средняя мощность такой помехи будет снижена в 1,77 раза (1,332).
В размерности псофометрических величин вводится буква п.
Экспериментально установлено, что качество приёма телефонного сигнала ещё достаточно при средней мощности помехи:
При определении пик-фактора и помехозащищённости сигнала телефонирования используют мощность без учёта пауз:
По формуле Шеннона потенциальный информационный объём телефонного сигнала:
Уровнем передачи в некоторой точке канала называется логарифмическое преобразование отношения энергетического параметра S к отсчетному значению этого же параметра S0. В общем случае правило преобразования определяется формулой:
– масштабный коэффициент.
Уровни передачи классифицирую по параметру S и по системе определения уровней.
По параметру S:
По системе определения:
В электросвязи нашли применения 2 единицы измерения уровней: Нп или дБ ().
В Нп: .
В дБ: ..
Переход от к :
– пересчётная поправка.
зависит от системы определения уровней. В системах с абсолютным и измерительным уровнями ,как правило .
Если , то .
Если известен уровень сигнала, то для определения мощности необходимо выполнить операцию потенцирования:
Если необходимо изменить размерность вычисляемого параметра на несколько порядков, то учитывают множитель перевода, суммируя или вычитая соответствующее количество порядков в показателе степени.
Если , то
Системы уровней передачи:
При получим
Знак уровня показывает, больше мощность 1мВт или меньше.
При .
Система абсолютных уровней является основной.
При рассмотрении процессов передачи сигналов по каналам и трактам в качестве удобно брать значение мощности на входе канала, тогда относительный уровень входного сигнала =0дБм, а уровни передачи в других точках канала или тракта по правилу относительных уровней покажут, какое усиление или затухание испытывает сигнал.
Параметры загрузки каналов определяются по отношению к точке канала или тракта, имеющей значение уровня передачи 0дБм. В этом случае уровни передачи определяются относительно точки нулевого относительного уровня (ТНОУ). Размерность единиц измерения в этом случае снабжается спец индексами: дБм0.
3) Измерительные уровни служат для определения уровней передачи с помощью измерительных приборов – указателей уровня.
К входу исследуемого канала подключается генератор испытательного сигнала с полностью определёнными параметрами (обычно это синусоидальный сигнал с частотой 800 или 1020 Гц). К выходу канала подключается измеритель уровней с входным сопротивлением, равным номинальному сопротивлению нагрузки.
Если подключаемый генератор обладает свойством нормального, то есть внутреннее сопротивление 600 Ом, развиваемая ЭДС 1,55 В, то измеренный на нагрузке уровень называется измерительным.
Отклонение и от номинальных значений оценивается коэффициентом отражения:
или затуханием несогласованности:
Нестабильность оценивают по среднеквадратическому отклонению.
Для оценки фазовых искажения рассматривают характеристику группового времени прохождения (ГВП) или замедления (ГВЗ), которые являются производной ФЧХ.
АХ является также зависимость остаточного затухания от уровня измерительного сигнала на входе.
и затуханием нелинейности :
Чаще измеряют затухание нелинейности по гармоникам:
МСП – комплекс технических средств, обеспечивающих одновременную и независимую передачу инф-и от большого числа абонентов.
Обобщённая структурная схема МСП:
Первичные каналы с1(t),….,сN(t) от абонентов n-абонентов поступает на вход каналообразующего оборудования. С помощью модулятора М первичные сигналы преобразуются в канальный сигнал U1(t),…UN(t). На выходе сумматора образуется групповой сигнал Uг(t). Первичные сигналы не обладают свойством разделимости. Канальные сигналы имеют отличительные признаки, которые позволяют на приемной стороне отделить один канальный сигнал от другого. В передающей части оконечного пункта групповой сигнал преобразуется в линейный, который поступает в ЛС. При формировании линейного сигнала учитываются свойства конкретной ЛС. Прохождение сигнала по ЛС сопровождается искажением. Поэтому линейный тракт разделяют на отдельные участки (усилительные или регенерационные), в конце которых устанавливают обслуживаемые или необслуживаемые усилительные пункты (ОУП, НУП). В приемной части линейный сигнал преобразуется в групповой с помощью разделителей. Групповой сигнал разделяется на канальные, затем с помощью ДМ канальные сигналы преобразуются в первичные.
Структурная схема АСП:
АКП – аппаратура канального преобразования – обеспечивает преобразование 12 каналов ТЧ (0,3…3,4 кГц) в полосу частот ПГ (60,6…107,7 кГц) и обратное преобразование.
АПГК – аппаратура преобразования групп каналов. Пять ПГ преобразуются в ВГ (312,6…551,7 кГц), пять ВГ преобразуются в ТГ (812…2044 кГц). 3 ТГ преобразуются в ЧГ (8516…12388 кГц) и обратно.
АОСТ – аппаратура образования сетевых трактов – обеспечивает коммутацию ШП трактов, а также ввод контрольных частот (КЧ) на входе и подавление КЧ на выходе.
АС – аппаратура сопряжения – для формирования линейного спектра.
ОАЛТ – оконечная аппаратура линейного тракта – обеспечивает передачу группового линейного сигнала соответствующего уровня мощности, а также ввод на передаче и подавление на приёме токов линейных КЧ (ЛКЧ) – 16, 112 и 248 кГц.
ОЛТ – оборудование линейного тракта – НУП (необслуживаемые усилительные пункты), ОУП (обслуживаемые усилительные пункты).
АТМиТК – аппаратура телемеханики и телеконтроля – контроль работоспособности на расстоянии.
АДП – аппаратура дистанционного питания.
Стойки: СИП – индивидуального преобразования, СПП, СВП, СТП – 1, 2, 3 преобразования, СС – сопряжения, СЛУК – линейных усилителей и корректоров, СВКО – вводно-кабельного оборудования, СГО, СТМиТК, СДП, ССС – служебной связи.
Методы построения МСП с ЧРК:
В МСП с ЧРК используется передача АМ-сигнала с одной боковой полосой. Возможны 3 варианта построения МСП:
1) индивидуальный;
2) групповой;
3) смешанный.
Каналы двухстороннего действия необходимы для возможности осуществления телефонных разговоров.
Для организации 2х самостоятельных усилительных направлений линейные тракты строятся 4х-проводными однополосными, 2х-проводными двухполосными и 2х-проводными однополосными.
При 4-х проводном однополосном используются две двухпроводные цепи для передачи сигналов во встречных направлениях. По каждой из цепей сигналы передаются в одном и том же линейном спектре частот. Этот метод является основным для кабельных МСП.
При двухпроводном двухполосном построении используется одна двухпроводная цепь, по которой передача сигналов осуществляется в разных диапазонах частот. Разделение линейных спектров на оконечных и промежуточных станциях производится направляющими фильтрами, которые являются фильтрами НЧ и ВЧ с одной и той же частотой среза. Применяется для воздушных линий или однокоаксиальных кабелей.
В одноканальных СП линейный тракт строится как двухпроводной однополосный. Передача сигналов в 2х направлениях производится в одной и той же полосе частот 0,3-3,4кГц, для разделения направлений передачи предусмотрены дифференциальные системы.
Канал ТЧ:
Канал ТЧ является единицей измерения емкости систем передачи и используется для передачи телефонных, факсимильных, телеграфных сигналов.
Такой канал включает в себя двухпроводное окончание и четырёхпроводной тракт. Удлинители в двухпроводном тракте имеют затухание 3,5 дБ и называются транзитными.
Дифференциальная система:
Четырёхпроводной канал состоит из двух каналов однонаправленного действия. в которых сигналы, проходя от передающих зажимов к приёмным, усиливаются и поступают в развязывающие устройства (РУ), обеспечивающие преобразование четырёхпроводного канала в двухпроводный.
Пути прохождения сигналов от линейных зажимов 1-1 РУ станции А к линейным зажимам 1-1 РУ станции Б, а также в противоположном направлении показаны сплошной и штриховой линиями. Затухание сигналов между линейными зажимами станций А и Б носит название остаточного затухания.
В качестве РУ в каналах широко используется дифференциальная система (ДС), выполненная на основе трансформатора со средней точкой.
Поскольку ДС является мостом, то встречные направления передачи включаются в диагонали моста (2-2, 4-4). К одному из плеч моста (1-1) подключается двухпроводная АЛ, а к другому (3-3) – балансное сопротивление для уравновешивания моста; тогда встречные направления передачи будут взаимно независимы. Когда ДС уравновешена, передача энергии между зажимами 2-2 и 4-4 отсутствует. ДС может быть симметричной (равноплечей) и несимметричной (неравноплечей).
Устойчивость двухсторонних каналов:
Основная трудность при организации перехода от четырёх- к двухпроводному каналу с помощью РУ состоит в появлении петли обратной связи, так как телефонный сигнал имеет спектр частот, и обеспечить однонаправленность на всех частотах сложно – возникает замкнутая цепь. Сигнал, попадая в двухпроводный канал, начинает циркулировать по петле ОС, что приводит к искажениям формы сигналов и в пределе – к самовозбуждению канала при выполнении условий Найквиста. Чтобы этого не произошло условия не должны быть выполнены, то есть:
Кроме того, введём понятие электрического эха, которое возникает при отражении сигнала от конца линии и возвращении его обратно. Человек слышит как бы эхо от своего голоса через 0,2 – 0,5 сек и ему кажется, что собеседник передразнивает его, из-за чего возникают межличностные конфликты. Эхо – это плохо, это нет.
Для организации по одной линии передачи большого числа каналов используют метод частотного разделения каналов (ЧРК), при котором сигналы от разных источников с помощью сигналов-переносчиков размещаются в непрерывающихся частотных пологах. Для этой цели можно использовать разные виды модуляции — амплитудную, частотную и фазовую. Для более эффективного использования линии передачи желательно в ее полосе частот разместить как можно больше каналов. Это означает, что спектр частот, отводимый для одного канального сигнала, должен быть как можно более узким.
Из перечисленных выше видов амплитудная модуляция характеризуется самым узким спектром модулированного сигнала. Её аналитическая запись имеет вид:
В системе передачи с ЧРК преобразуемый сигнал представляет собой сложное гармоническое колебание:
Спектр АМ колебаний будет состоять из несущей частоты и двух боковых полос, занимающих диапазон . При этом верхняя боковая преобразуется без инверсии, а нижняя боковая – инверсией. Частотный интервал между нижней и верхней боковыми полосами определяет абсолютную величину полосы расфильтровки .
Передача канального сигнала, содержащего несущее колебание и две боковые полосы частот, является нерациональной, так как ширина спектра этого сигнала в 2 раза с лишним больше, чем ширина спектра исходного (преобразуемого) сигнала . В то же время передача обеих боковых полос не обязательна, потому что они несут одинаковую информацию о преобразуемом сигнале. Несущее колебание вообще не содержит полезной информации, хотя основная мощность AM сигнала приходится на несущее колебание. Например, при глубине амплитудной модуляции m=0,2 мощность несущего колебания в 100 раз больше, чем мощность боковых полос. Следовательно, передающее устройство должно развивать на выходе линии передачи мощность, большая часть которой расходуется бесполезно.
В современных системах передачи с ЧРК используют метод передачи одной боковой полосы (ОБП) частот без несущей. Основным способом получения ОБП является использование фильтрового преобразователя частоты, состоящего из модулятора М, с помощью которого осуществляется амплитудная модуляция преобразуемого сигнала и подавляется несущее колебание и полосового фильтра ПФ, который выделяет верхнюю (или нижнюю) боковую полосу частот.
В некоторых малоканальных системах передачи с ЧРК для получения ОБП используется фазоразностная схема, которая позволяет существенно упростить преобразовательное оборудование. Однако из-за недостаточного подавления одной из боковых полос при использовании фазоразностного метода на канальный сигнал в линейном спектре отводится полоса в 2 раза больше, чем при фильтровом методе формирования ОБП. Так, при организации канала ТЧ с учетом защитных полос в линейном спектре на него отводится при фильтровом методе формирования ОБП полоса 4 кГц, а при фазоразностном – 8 кГц.
Важной технической задачей при построении систем передачи с ЧРК и передачей ОБП является необходимость восстановления несущего колебания на приемной станции. Частота восстановленного колебания должна с требуемой точностью совпадать с частотой несущей на передающей станции. Эта задача решается путем соответствующего построения генераторного оборудования оконечных станций систем передачи с ЧРК.
Группообразование:
При построении МСП с ЧРК по групповому методу используется многократное преобразование частоты. Первичные сигналы несколько раз преобразовываются по частям прежде, чем передаются в линию. В соответствии с рекомендациями МСЭ принято следующие стандартные группообразования в МСП:
- Первичная группа (ПГ) объединяет 12 каналов ТЧ
- ВГ формируется путем объединения 5ПГ
- ТГ формируется путем объединения 5ВГ
- ЧГ формируется путем объединения 3ТГ.
Полосы частот каждой группы выбираются так, чтобы их абсолютная и относительная ширина были, как можно уже.
Абсолютная ширина спектра частот ПГ определяется полосой частот канала ТЧ (0,3 – 3,4 кГц).
Расстояние между несущими соседних каналов равно 4 кГц интервал 0,9 кГц. Между соседними каналами интервал необходим для обеспечения требуемой крутизны нарастания затухания фильтров при переходе от полосы пропускания к полосе задерживания.
Ширина спектра ПГ составляет 48 кГц. В качестве компромисса был выбран спектр ПГ 60-108 кГц. Абсолютная ширина спектра ВГ составляет 240 кГц. Общая полоса частот ВГ 312 – 552 кГц. ТГ занимает спектр 812 – 2044 кГц. Между 60-ю канальными группами введены частотные промежутки 8 кГц, которые необходимы для обеспечения задачи выделения в 60-ти канальных групп на промежуточных станциях. ЧГ занимает полосу частот 8516 – 12388 кГц. Между 300-т канальными группами введены частотные промежутки 88 кГц, для тех же целей, что и в ТГ.
Методы формирования спектров групп каналов:
Используется несколько способов формирования спектра ПГ: - с одной ступенью преобразования; - с 2-я индивидуальными ступенями преобразования; - с одной ступенью индивидуального и с одной ступенью группового преобразования.
При формировании спектра частот ПГ с использованием 1-й ступени преобразования, получение 12-ти различных по частоте канальных сигналов осуществляется индивидуальным преобразованием с несущими частотами 108, 104, 100,…, 68, 64 кГц. Выделение полезных (нижних) боковых полос и подавление побочных продуктов преобразований производится с помощью 12-ти канальных ПФ. Т. о. 12-ть первичных сигналов переносятся в спектре частот 60,6 – 107,7 кГц – спектр частот ПГ. (аппаратура К60).
При формировании спектра ПГ с помощью 2-х ступеней индивидуального преобразования, 1-е преобразование осуществляется во всех каналах с использованием одинаковой несущей, пример 200 кГц. После преобразования канальные ПФ выделяют одну и ту полосу частот 200,3-203,4 кГц. Второе преобразование выполняется в каждом канале с помощью разных несущих частот – 308, 304, 300,…, 264 кГц. Т.к. в первой ступени преобразования сигналы были перенесены в область высоких частот, то после второй ступени преобразования полезные и подавляемые боковые полосы находятся друг от друга на значительном расстоянии. Это позволяет использовать один общий ФНЧ для выделения требуемой полосы частот 60-108 кГц.
При формировании спектра ПГ с помощью индивидуальной и групповой ступени преобразования используется 3-х канальные предгруппы. Каждая 3-х канальная группа формируется путем индивидуального преобразования исходных сигналов с несущими 12, 16, 20 кГц. Выделение полезной (верхней) боковой полосы осуществляется ПФ. Таким образом 3-х канальная группа занимает полосу частот 12,3-23,4 кГц. Для получения спектра частот ПГ каждая из 4-х 3-х канальных предгрупп подается на групповое преобразование с несущими 120, 108, 96, 84 кГц. После преобразования ПФ выделяет нижнюю боковую полосу частот. Введение 3-х канальных групп позволяет использовать для выделения полезных боковых полос достаточно дешевые LC-фильтры.
Спектр ВГ в зависимости от выбранных значений несущих частот может быть основным или инверсным. Он формируется с использованием 1-й ступени группового преобразования. Основной спектр ВГ организуется с помощью несущих частот 420, 468, 516, 564, 612 кГц. Инверсный – 252, 300, 348, 396, 444 кГц. Полезные боковые при формировании основного спектра – нижние, а инверсного – верхнего, выделяются ПФ, на LC- элементах.
На рисунке индивидуальный (а) и групповой (б) методы формирования спектров.
При выборе граничных частот линейного спектра необходимо учитывать тип направляющей среды. В системах с МСП используется коаксиальный кабель, нижняя граничная частота линейного спектра выбирается из условия обеспечения высокой защищённости от внешних помех. Верхняя граничная частота определяется канальностью МСП. Однако для более простых реализаций усилителей следует уменьшать ширину линейного спектра. (К1920: 312-8544 кГц, К5400: 4332-31084кГц).
Особенностью конструкции симметричных кабелей являются значительные переходные влияния между парами. Для обеспечения необходимой помехозащищённости от влияний на ближнем конце магистрали на симметричных кабелях строятся 2х-кабельными.
Взаимное влияние на дальний конец ограничивает верхнюю частоту линейного спектра. Поскольку эти влияния растут с увеличением частоты, то обеспечить требуемое значение защищенностей на частотах свыше 260кГц трудно, поэтому верхняя граничная частота линейного спектра в МСП с использованием симметричного кабеля принята равной 252кГц. Нижняя частота 12кГц, поскольку на более низких частотах становится значительной кривизна частотной характеристики затухания кабеля, а также возникают трудности с коррекцией НЧ сигнала.
По воздушным ЛС из цветного металла сигналы передаются в спектре до 150кГц, на стальных проводах до 31кГц.
Для КК ограничением частоты снизу является частота 60 кГц, на более низких КК не используется. Верхняя частота определяется лишь шириной спектра передаваемого сигнала и ограничена проблемами с АЧХ системы передачи – трудности обеспечения её линейности во всей полосе частот.
Для организации 2х самостоятельных усилительных направлений линейные тракты строятся 4х-проводными однополосными, 2х-проводными двухполосными и 2х-проводными однополосными.
При 4-х проводном однополосном используются две двухпроводные цепи для передачи сигналов во встречных направлениях. По каждой из цепей сигналы передаются в одном и том же линейном спектре частот. Этот метод является основным для кабельных МСП.
При двухпроводном двухполосном построении используется одна двухпроводная цепь, по которой передача сигналов осуществляется в разных диапазонах частот. Разделение линейных спектров на оконечных и промежуточных станциях производится направляющими фильтрами, которые являются фильтрами НЧ и ВЧ с одной и той же частотой среза. Применяется для воздушных линий или однокоаксиальных кабелей.
В одноканальных СП линейный тракт строится как двухпроводной однополосный. Передача сигналов в 2х направлениях производится в одной и той же полосе частот 0,3-3,4кГц, для разделения направлений передачи предусмотрены дифференциальные системы.
Основную часть оборудования оконечных станций АСП любого типа составляет КОА, с помощью которой осуществляется формирование стандартных групповых сигналов (групп каналов). Поэтому современные АСП с ЧРК разработаны таким образом, что преобразовательное оборудование унифицировано и является типовым для всех систем.
По функциональному назначению в составе КОА можно выделить оборудование индивидуального и группового преобразования.
Аппаратура индивидуального преобразования служит для преобразования 12 КТЧ в полосу частот стандартной ПГ на передаче и обратного преобразования на приеме. Размещается на соответствующих стойках (СИП), которые выпускаются в различных вариантах. На отечественной сети связи используются три типа аппаратуры индивидуального преобразования: СИП-60, СИП-240(ВСК) и СИП-300.
Для АСП с небольшим числом каналов используется СИП-60. Оборудование СИП-60 обеспечивает формирование 5-ти стандартных ПГ на передающей стороне и соответственно 60-ти КТЧ- на приемной. Структурная схема одного из каналов СИП-60 показана на рис. 4.25. Схемы остальных каналов аналогичны, отличия заключаются в значениях несущих частот и полосах пропускания канальных фильтров.
Тракт передачи СИП-60.
ПГ формируется одной ступенью ПЧ. Преобразователи частоты строятся по параллельной балансной схеме на диодах. Магнитострикционный (кварцевый) ПФ выделяет НБП. Согласованное включение ПЧ, сопротивление нагрузки которого должно быть большим, с полосовым фильтром, входное сопротивление которого мало, осуществляется с помощью несимметричного удлинителя. Выходы всех 12 канальных фильтров включены параллельно. Для компенсации реактивных составляющих сопротивлений фильтров 1-го и 12-го каналов параллельно включены корректирующие контуры с резонансными частотами 54,5 и 120,3 кГц.
В процессе эксплуатации под действием дестабилизирующих факторов могут измениться параметры аппаратуры ПГ. Это приводит к нестабильности величины остаточного затухания в каналах. Стабилизация остаточного затухания осуществляется с помощью автоматической регулировки уровня (АРУ). Для уменьшения погрешности установки остаточного затухания в различных каналах ПГ контрольная частота (КЧ) выбрана равной 84,14 кГц, она используется как опорная частота для системы АРУ и располагается ровно посредине первичной группы. КЧ вводится в тракт передачи через неравноплечую дифференциальную систему (ДС), на второй вход которой подаются сигналы вещания. Последние передаются в полосе частот 84…96 или 88…96 кГц, т.е. в полосе частот 4…6 или 4…5 каналов соответственно.
Объединенные в ДС сигналы КЧ и вещания поступают на другую неравноплечую ДС, на второй вход которой подаются сигналы всех 12-ти каналов. Такое включение позволяет избежать взаимного влияния между перечисленными сигналами. Для исключения возможной перегрузки групповых устройств на входе тракта передачи включен амплитудный ограничитель (АО). Удлинитель, включенный на выходе полосовых фильтров создает для них активную нагрузку. Требуемый режим работы ПЧ задается с помощью переменного удлинителя на его входе. Общее затухание элементов тракта передачи таково, что при подаче на вход тракта измерительного уровня -13 дБм на выходе будет уровень -39 дБм.
Тракт приема СИП-60
Удлинители тракта приема по назначению аналогичны удлинителям тракта передачи. Компенсирующие контуры, ПЧ и ПФ каналов тракта приема идентичны соответствующим элементам тракта передачи. Фильтр нижних частот (ФНЧ) с частотой среза 3,4 кГц отделяет полезный сигнал от побочных продуктов преобразования. Усилитель НЧ компенсирует затухание , вносимое элементами тракта приема, и обеспечивает на выходе тракта стандартный уровень +4 дБм. Регулировку уровня обеспечивает регулятор усиления, включенный на входе УНЧ. В цепь отрицательной обратной связи (ООС) УНЧ включен корректирующий контур (КК), устраняющий искажения АЧХ канала. На входе и выходе приемной части СИП-60 устанавливаются стандартные уровни, соответственно -5 дБм и +4 дБм. Входное и выходное сопротивления со стороны индивидуального тракта равны 600 Ом, а со стороны группового – 135 Ом.
В системах с большим числом каналов используется стойка индивидуального преобразования СИП-300. СИП-300 содержит оборудование для преобразования 300 КТЧ в полосы 25 стандартных ПГ и обратного преобразования на приеме. Разновидностью СИП-300 являются варианты СИП-ГО-252 и СИП-ГО-252-ГЗ. На стойке СИП-ГО-252 устанавливается аппаратура для формирования спектров 21 стандартной ПГ (252 канала) и генераторное оборудование (ГО). ГО служит для формирования всех необходимых несущих частот и обеспечивает ими данную стойку и четыре стойки СИП-300. Если на этой же стойке расположен и задающий генератор, то к ее наименованию добавляют ГЗ.
В СИП-300 спектр ПГ, как и в СИП-60, формируется с помощью одной ступени ПЧ. Упрощенная структурная схема СИП-300 показана на рис. 4.26.
Тракт передачи СИП-300
ПЧ выполнены по активной балансной схеме на транзисторах. ПГ формируется одной ступенью ПЧ. Магнитострикционные (электромеханические) канальные ПФ выделяют НБП. Уровень сигнала на входе фильтра, исключающий его перегрузку, устанавливается удлинителем. Параллельное соединение 12 канальных ПФ осуществляется через развязывающее устройство. Каждый из 12 фильтров подключен к усилителю (ОУ) через резистор, номинал которого (135 или 150 Ом) равен выходному сопротивлению канального фильтра. Входное сопротивление усилителя мало (менее 3 Ом). Поэтому любые два фильтра соединены между собой как бы через удлинитель с затуханием 40 дБ и их взаимное влияние исключается.
Ток КЧ 84,14 кГц подается на вход этого же усилителя. Переменный удлинитель на выходе усилителя позволяет при эксплуатации изменять уровень на выходе тракта на 2 дБ.
В СИП-300 обеспечивается возможность объединения трех (4…6) или двух (4…5) каналов ТЧ для организации канала звукового вещания (ЗВ). Передача сигналов взаимодействия производится на частоте 2100 Гц.
Тракт приема СИП-300
На входе приемного тракта включен режекторный фильтр 84,14 кГц, подавляющий сигнал КЧ. УНЧ охвачен цепью ООС, включающей два резонансных контура (КК). Данная схема позволяет выполнять коррекцию АЧХ канала. В УНЧ предусмотрена плавная регулировка уровня выходного сигнала в пределах ±4 дБ. В СИП-300 функции ФНЧ (см. рис. 4.25) выполняет УНЧ. Назначение и реализация остальных элементов тракта приема аналогично соответствующим элементам тракта передачи. Стандартные измерительные уровни в трактах СИП-300 показаны на рис. 4.26.
Оборудование СИП-60 и СИП-300 используются в АСП с ЧРК, в которых передача сигналов сигнализации производится в пределах рабочей полосы частот канала ТЧ. Однако на местных и внутризоновых сетях сигнальная (вызывная) частота вынесена за пределы полосы КТЧ. Для ее передачи необходимо иметь так называемый вынесенный сигнальный канал (ВСК). Возможностью организации такого канала обладает аппаратура СИП-240 (ВСК).
Генераторное оборудование системы передачи размещается на стойке СУГО (Стойка унифицированного генераторного оборудования) и предназначено для получения индивидуальных и групповых несущих частот и контрольных частот.
Предусмотрена возможность работы стойки от собственного задающего генератора 128 КГц или от внешнего задающего генератора (СГУЧ).
Образование индивидуальных несущих:
Индивидуальные несущие частоты образуются с помощью гармонического генератора ГГ-4. В блоке делителя частоты ДЧ-128/4;12 получаются токи с частотой 4 и 12 КГц. В ГГ-4 формируется импульс, богатый гармониками, кратными частоте 4 КГц. С помощью фильтров ФИНЧ из спектра ГГ-4 выделяются ИНЧ 64, 68, 72, 76, 80, 84, 88, 92, 96, 100 и 104 КГц. ИНЧ 108 КГц выделяется из спектра ГГ-12, что позволяет значительно уменьшить помехи в тракте этой ИНЧ, что необходимо потому, что эта частота участвует в получении несущей частоты третичной группы на стойке СУГО-2.
Необходимый уровень ИНЧ на выходах стойки СУГО-1 обеспечивают усилители УИНЧ.
Образование групповых несущих:
Формирование групповых несущих частот проходит аналогично формированию индивидуальных несущих. Все групповые несущие выделяются соответствующими ФГН из спектра ГГ-12 и усиливаются УГН.
Образование контрольных частот:
Токи групповых контрольных частот 84,14 КГц и 411,86 КГц получаются в результате преобразования токов ИНЧ 76 КГц и ГНЧ 420 КГц соответственно частотой кварцевого генератора 8,14 КГц (Г-8,14).
Токи линейных контрольных частот 16 и 112 КГц образуются от генератора гармоник ГГ-4 и выделяются соответствующими фильтрами.
Ток линейной контрольной частоты 248 КГц образуется путем выделения фильтром ПФ-124 частоты 124 КГц, которая затем удваивается.
11. Принципы построения МСП с ВРК. Преимущества ЦСП перед АСП. Иерархия ЦСП
Основа построения всех МСП с ВРК является теорема дискретизации Котельникова, в соответствии с которой непрерывный первичный сигнал a(t) с ограниченной шириной спектра может быть передан с помощью последовательности импульсов, промодулированных по какому либо параметру.
В СП с ВРК передают сообщения, модулируя один из четырех параметров. В зависимости от модулируемого параметра различают виды модуляции: АИМ, ШИМ, ЧИМ, ФИМ. Сигналы АИМ разделяются на рода: сигнал первого (АИМ1) и сигнал второго (АИМ2).
Функционирование МСП с ВРК связано с разбиением времени передачи на циклы длительностью, равной периоду дискретизации. Каждый цикл N-канальной ЦСП разбивается на N канальных интервалов. В течение каждого КИ передается информация соответствующего канала.
Структурная схема МСП с ВРК: в первичном сигнале с частотой Fд вырабатывается множество отсчетов, соответствующих мгновенным значениям Сi(t). Модулятор М i-го канала вырабатывает последовательности сигналов, содержащих информацию об отсчетах.
Мультиплексирование осуществляется с помощью коммутатора на передающей стороне, который последовательно подключает каждый входной канал на определенный временной интервал необходимый для посылки отсчета сигнала в данном канале. Сформированный поток от разных каналов поступает в канал связи. На приемной стороне сигнал демультиплексируется, с помощью аналогичного коммутатора, и ФНЧ выделяют отдельные отсчеты и распределяют по соответствующим каналам. Важно то, что коммутаторы на передающей и на приемной станции должны работать синхронно.
В качестве канальных сигналов широко применяются АИМ-сигналы, однако групповой АИМ-сигнал сложно передавать по линии из-за искажения формы импульсов. Это обстоятельство явилось одной из причин разработки ЦСП с ИКМ.
С помощью АЦП каждому импульсу группового сигнала ставится в соответствие кодовая комбинация, длительность которой равна длительности КИ. В результате на выходе АЦП формируется групповой АИМ-сигнал в виде цифрового потока.
На приемной стороне с помощью ЦАП ИКМ-сигнал преобразуется в АИМ, после чего происходит его разделение на канальные сигналы и демодуляция.
В соответствии с рекомендацией МСЭ принято Fд=8кГц, m=8.
Преимущества перед АСП:
1)высокая помехоустойчивость
2)слабая зависимость качества передачи от длины ЛС
3)стабильность параметров канала ЦСП
4)эффективность использования пропускной способности каналов для передачи дискретных сигналов
5)возможность построения цифровой сети связи
6)высокие технико-экономические показатели
Иерархия ЦСП:
В рекомендации МКТТ представлено несколько типов плезиохронной цифровой иерархий ЦСП с ИКМ: европейская, североамериканская и японская. Плезиохронная (европейская) иерархия: коэффициент объединения на всех уровнях равен 4.
1) Первый уровень: базовая ЦСП ИКМ-30, цифровой поток Е1 = 2048 кбит/сек
(также существует субпервичная ЦСП ИКМ-15).
2) Второй уровень: ЦСП ИКМ-120, цифровой поток Е2 = 8448 кбит/сек = 2048*4+256.
3) Третий уровень: ЦСП ИКМ-480, цифровой поток Е3 = 34368 кбит/сек = 8448*4+576.
4) Четвертый уровень: ЦСП ИКМ-1920, цифровой поток Е4 = 139264 кбит/сек = 34368*4+1792.
Синхронная цифровая иерархия (SDH): обеспечивает набор стандартных скоростей. Базовый уровень скорости STM-1 (синхронный транспортный модуль STM-1 - основной формат сигнала в SDH-иерархии, используемый для передачи данных по оптическим сетям) = 155Мбит/с.
STM-2: 622Мбит/с,
STM-3:2,5Гбит/с,
STM-4: 10Гбит/с.
12. Структурная схема оконечной станции ЦСП с ИКМ. Временные диаграммы работы ЦСП
Сигнал от абонента поступает на двухпроводный вход канала и через дифференциальную систему (ДС) в тракт передачи.
Передающая часть каждого канала содержит УНЧ передачи, ФНЧ передачи, АИМ. ФНЧ ограничивает спектр сигнала перед дискретизацией. В модуляторе сигнал дискретизируется по времени, в результате чего формируется канальный АИМ-сигнал. Канальные АИМ сигналы объединяются в групповой сигнал. В групповом оборудовании групповой АИМ-1(первого рода) преобразуется в групповой АИМ-2 (второго рода).
В кодере осуществляется нелинейное кодирование группового АИМ сигнала, в результате формируется групповой ЦС с ИКМ, виде последовательности восьмиразрядных кодовых комбинаций.
Кроме информационных сигналов необходимо передавать ряд дополнительных служебных сигналов. К ним относятся сигналы управления и взаимодействия (СУВ) с приборами АТС, сигналы цикловой и сверхцикловой синхронизации (ЦС и СЦС), сигналы передачи дискретной информации.
СУВ от АТС поступают на вход согласующего устройства передачи, где преобразуются в цифровую форму, и через формирователь циклов (ФЦ) служебные сигналы добавляются информационным символам.
В результате на выходе ФЦ формируется цифровой поток, имеющий циклическую структуру со строго регламентированными параметрами.
Сигнал на выходе ФЦ представляет собой униполярный цифровой поток, поэтому он преобразуется в преобразователе кода передачи (ПК) в биполярный код.
С помощью линейного трансформатора обеспечивается согласование аппаратуры с линией и подключение блока дистанционного питания (ДП) линейных регенераторов. ДП осуществляется постоянным током по искусственным цепям с использованием средних отводов Тр по системе «провод-провод».
В тракте приёма искажённый цифровой линейный сигнал поступает в станционный регенератор (РС), где восстанавливаются параметры сигналов. На выходе ПК приема восстанавливается униполярный двоичный сигнал.
В приёмнике синхросигнала (ПСС) выделяются сигналы ЦС и СЦС, которые управляют работой ГО приёма. Символы СУВ и ДИ поступают на согласующее устройство приёма и ДИпр.
Декодер декодирует кодовые группы каналов, в результате формируется групповой АИМ сигнал. С помощью временных селекторов (ВС) – из последовательности отсчётов группового АИМ сигнала выделяют АИМ сигналы соответствующих каналов. С помощью ФНЧ восстанавливается исходный аналоговый сигнал, который усиливается в УНЧ и через дифференциальную систему поступает к абоненту.
Работой всех узлов станции управляет ГОпер и ГОпр.
13. Дискретизация непрерывного сигнала. Спектр АИМ сигнала. Искажения дискретизации. Дискретизация групповых сигналов
В СП с ВРК используется АИМ.
Различают АИМ 1 рода и АИМ 2 рода. При АИМ-I амплитуда отсчётов изменяется в соответствии с изменениями модулирующего сигнала. При АИМ-II амплитуда отсчёта постоянна и равна значению модулирующего сигнала в момент начала отсчёта.
Частотный спектр модулированной последовательности при АИМ униполярного сигнала содержит:
- постоянную составляющую,
- составляющие с частотами исходного модулирующего сигнала,
- составляющие с частотной дискретизацией и её гармоник,
- составляющие боковых полос при частоте дискретизации и её гармоник.
При дискретизации биполярных сигналов в спектре АИМ сигнала практически отсутствуют постоянная составляющая и составляющие с частотой дискретизации и её гармоник.
Для телефонного сигнала fв=3,4 кГц, то fд≥6,8 кГц. Чтобы уменьшить требования к ФНЧ приема fд = 8 кГц. Иначе бы при полосе расфильтровки ΔFр=0 потребовался бы ФНЧ приёма с бесконечно большой крутизной.
При прохождении АИМ сигнала по цепям с ограниченной полосой пропускания искажается форма импульсов в результате затягивания фронтов и возникновения выбросов. Это может привести к перекрытию временных интервалов между каналами и вызвать переходные помехи.
Искажения первого рода возникают из-за ограничения полосы частот сверху. В результате происходит затягивание фронта и среза импульсов.
Искажения второго рода возникают из-за ограничения полосы частот снизу.
В отличие от искажений первого рода выбросы отрицательной полярности затухают медленно. В результате влиянию подвергаются даже каналы, удалённые от влияющего канала.
Выбор частоты дискретизации ШПС
Выполнение условия приводит к большой , а следовательно к возрастанию тактовой частоты. С целью снижения можно выполнить предварительный перенос спектра стандартных групп в видеоспектр (начинается с ).
может быть выбрана так, чтобы спектр исходного сигнала не перекрывался со спектрами и её гармониками. При этом должно обеспечиваться выполнение условий:
или
Для получения равных промежутков расфильтровки спектр сигнала должен полностью располагаться симметрично между соседними гармониками , что соответствует выполнению условия:
В этом случае .
Эти соотношения справедливы при только для сигналов, у которых отношение октавы.
Если , то указанные соотношения имеют смысл только при , что сводится к обычному условию
Для снижения необходимо осуществить перенос исходного спектра в область более низких частот двумя ступенями преобразования.
Для первичной группы имеем частоты 60…108 кГц, то есть ширина спектра 48 кГц меньше нижней граничной частоты. Можно использовать перенос спектра в видеоспектр. Та же ситуация в ВГ – полоса 240 кГц, а нижняя граничная частота 312 кГц.
Иная ситуация в ТГ, где спектр расположен в полосе 812…2044 кГц, а его ширина 1232 кГц. Используется двухступенчатое преобразование – сначала весь спектр переносится на более высокую частоту, а затем в видеоспектр.
14. Квантование по уровню. Равномерное квантование. Неравномерное квантование. Амплитудные характеристики квантования. Защищённость от шумов квантования и ограничения
Амплитуда АИМ сигнала принимает бесконечное множество значений, что требует при кодировании использования многоразрядных кодов. Задача решается путём ограничения числа возможных значений амплитуд АИМ отсчётов конечным множеством. При этом истинное значение АИМ отсчёта заменяется ближайшим разрешённым значением. Число разрешённых уровней квантования зависит от вида сигнала и требований качеству его преобразований.
Квантователь характеризуется числом уровней квантования Nкв, шагом квантования δ, напряжением ограничения Uогр.
Если шаг квантования во всём динамическом диапазоне сигнала постоянный, то квантование называется равномерным. При этом шаг квантования: δ= Uогр/Nкв.
Средняя мощность шумов квантования при этом: Ршкв=δ2/12.
Поскольку Ршкв не зависит от мощности сигнала, то защищённость от шумов квантования Азкв=10lg(Рс/Ршкв)=рс-ршкв оказывается небольшой для слабых сигналов и возрастает при увеличении уровня сигнала.
Для того, чтобы выполнить требования к Азкв необходимо уменьшить δ, т.е. увеличить Nкв.
При уменьшении δ в 2 раза Ршкв ↓в 4 раза, а Азкв ↑на 6 дБ.
Для максимального по амплитуде двух полярного сигнала:
Азкв=6m-9,2 дБ, где m – разрядность кода.
Для слабых сигналов:
Азкв=6m-42,2 дБ.
Если требуемая защищённость Азквтр=30 дБ, то потребуется m=12 (Nкв=4096). При этом Азквmax более чем на 30 дБ превышает требуемую Азквтр.
Большая разрядность кода усложняет аппаратуру и увеличивает тактовую частоту. Указанный недостаток можно устранить, используя неравномерное квантование. В этом случае для слабых сигналов δ выбирается минимальным и ↑для сильных сигналов. При этом для слабых сигналов Ршкв уменьшается, а для сильных – увеличивается. В результате Азквmin ↑, Азквmax – ↓.
Неравномерное квантование позволяет снизить разрядность до m=8 (Nкв=256), обеспечивающее Азквтр во всём динамическом диапазоне сигнала (≈ 40 дБ).
Неравномерное квантование может быть обеспечено путём сжатия динамического диапазона сигнала с последующим равномерным квантованием.
Сжатие осуществляется с помощью компрессора, имеющего нелинейную АХ.
Для восстановления динамического диапазона необходимо использовать экспандер, АХ которого должна быть обратной АХ компрессора.
Компрессор + экспандер = компандер. Результирующая АХ компандера должна быть линейной.
В ЦСП применяют двойные логарифмические характеристики компандирования типов А и µ. Характеристики принято изображать в нормированном виде. Характеристика типа А соответствует европейской иерархии, типа µ - северо-американской.
Неравномерно квантование – характеристика компрессии типа А-87,6/13:
Общее число сегментов 16. Четыре центральных сегмента фактически образуют 1, поэтому число сегментов 13.
Каждый из сегментов содержит 16 шагов квантования, их общее число 256.
Шаг квантования внутри сегмента постоянный, т.е. осуществляется равномерное квантование. При переходе от сегмента к сегменту δ увеличивается в 2 раза. Минимальный шаг квантования δ0 соответствует 0 и 1-ому сегментам: δ0=Uогр/128*16=Uогр/211.
Шаг квантования в i-ом сегменте:
при i=0,1 δ= δ0,
при i=2,3,…,7 δ= δ0*2i-1.
Максимальный шаг квантования δ7 в 64 раза больше δ0.
Выигрыш в помехозащищённости для слабых сигналов составляет 24 дБ. Зависимость Азкв от уровня сигнала по мощности Рс:
Напряжение на входе:
нормируемое значение, соответствующее началу i-го сегмента.
Напряжение на выходе:
15. Кодирование квантованных сигналов. Типы кодов. Линейное и нелинейное кодирование
Применяют следующие коды: симметричный двоичный, натуральный двоичный, код Грея.
Код Грея – это хорошо, меняется только один символ в каждом следующем слове, поэтому искажение одного символа не так страшно, как в обычном коде.
Симметричный используется при кодировании двухполярных сигналов. Для положительных отсчётов знак «1», для отрицательных «0» (δ=Uогр/2m-1).
Натуральный в основном используется при кодировании однополярных сигналов (δ=Uогр/2m). С помощью натурального кода можно кодировать двуполярные сигналы обеспечив их смещение на Nкв/2.
Кодирование при равномерном квантовании называется линейным, при неравномерном – нелинейным.
В ЦСП применяют нелинейные кодеки с неравномерной шкалой квантования при m=8.
Для кодирования с неравномерной шкалой квантования могу использоваться следующие способы:
-аналоговое компандирование, при котором динамический диапазон сигнала сжимается перед линейным кодированием с последующим расширением динамического диапазона после линейного декодирования;
- нелинейное кодирование в нелинейных кодерах, реализующих функции АЦ преобразования и компрессора;
- кодирование сигналов в линейном кодере с большим числом разрядов и последующей нелинейной обработкой результата кодирования.
В ЦСП используются кодеки, в которых плавная характеристика компрессии заменяется сегментированной характеристикой, представляющей собой кусочно-ломанную аппроксимацию квазилогарифмической функции А87,6/13:
Общее число сегментов 16. Четыре центральных сегмента фактически образуют 1, поэтому число сегментов 13.
Каждый из сегментов содержит 16 шагов квантования, их общее число 256.
Шаг квантования внутри сегмента постоянный, т.е. осуществляется равномерное квантование. При переходе от сегмента к сегменту δ увеличивается в 2 раза. Минимальный шаг квантования δ0 соответствует 0 и 1-ому сегментам: δ0=Uогр/128*16=Uогр/211.
Шаг квантования в i-ом сегменте:
при i=0,1 δ= δ0,
при i=2,3,…,7 δ= δ0*2i-1.
Максимальный шаг квантования δ7 в 64 раза больше δ0.
Выигрыш в помехозащищённости для слабых сигналов составляет 24 дБ. Зависимость Азкв от уровня сигнала по мощности Рс:
Напряжение на входе:
нормируемое значение, соответствующее началу i-го сегмента.
Напряжение на выходе:
Структура кодовой комбинации на выходе кодера: PXYZABCD, P - полярность, XYZ – номер сегмента N0, ABCD – номер шага квантования Nш. (1 010 0000).
Алгоритм поиска сегмента амплитудной характеристики кодера:
16. Кодеры и декодеры с линейной шкалой квантования
Кодеры
Кодирующее устройство предназначено для преобразования отсчётов напряжения сигнала U в эквивалентную кодовую комбинацию (или число N). В зависимости от вида функции преобразования N=φ(U) кодеры классифицируются по вариантам:
1) кодеры с линейной шкалой квантования, когда , k=const, Δ=const (на рис-1);
2) кодеры с нелинейной шкалой квантования (на рис-2).
По принципу действия различают следующие типы кодеров: а) кодеры последовательного счёта; б) кодеры с поразрядным взвешиванием; в) матричные кодеры.
Линейные кодеры последовательного счёта строятся по схеме рис 13.9, где 1 - широтно-импульсный модулятор; 2 – схема И; 3 – генератор импульсов; 4 – последовательный счётчик импульсов; 5 – буферная память. Входной АИМ сигнал U1 преобразуется в ШИМ сигнал U2. Длительность импульсов ШИМ сигнала пропорциональна амплитуде импульсов входного АИМ сигнала. Модулированные по длительности импульсы подаются на первый вход логической ячейки И, на второй вход которой подаётся последовательность коротких импульсов U3 от генераторного оборудования. На выходе ячейки И получим пачки импульсов U4; количество импульсов в каждой пачке Ni пропорционально длительности импульсов ШИМ и, следовательно, пропорционально амплитуде отсчётных импульсов АИМ сигнала U1. Далее сигнал U4 поступает на последовательный счётчик. Структурная схема счётчика вместе с буфером памяти на рис 13.11. Ячейки последовательного счётчика на триггерах Т1-Тm производят счёт импульсов, содержащихся в каждой пачке, и после считывания состояний ячеек счётчика формируется двоичная m-разрядная кодовая группа в параллельном коде. По окончании процесса счёта перед поступлением на счётчик следующей пачки импульсов производится сброс ячеек счётчика (опустошение), и он готов для дальнейшего счёта. Такой счётчик рассчитан на максимальное число импульсов , где m – число символов в кодовой комбинации. Триггеры Т1’, Т2’,…,Тm’ являются триггерами промежуточной памяти и относятся к блоку буферной памяти. Сигнал от этих триггеров подаётся далее на логические ячейки И1-Иm, на другой вход которых поступают соответствующие импульсы y1-ym опроса состояния буферной памяти. Выходы ячеек И подсоединены ко входу многовходовой логической ячейки ИЛИ, на входе которой получаем ИКМ сигнал в последовательном коде.
Среди достоинств кодера линейного счёта можно назвать простоту, надёжность и повышенную точность работы. К недостаткам – необходимы логические элементы с высоким быстродействием, определяемым величиной F0 (частота поступления счётных импульсов).
Линейные декодеры
Декодирование цифрового сигнала состоит в преобразовании кодовых групп цифрового сигнала (ЦС) в последовательность выборок соответствующей амплитуды. Известны различные варианты построения линейных декодеров. Наиболее часто применяются декодеры взвешивающего типа. Они могут быть построены на основе последовательной или параллельной обработки импульсов кодовых групп. Очевидно, что во втором случае скорость работы функциональных узлов декодера уменьшается в m раз. Поэтому практическое применение находят декодеры параллельного кода. Взвешивающий декодер состоит из преобразователя последовательного кода в параллельный – 1, выполненного на триггерах по схеме рис. 13.11 (без схем И, ИЛИ), и блока эталонных напряжений – 2. Суммарное напряжение на выходе декодера с учётом всех символов кодовой группы будет . Для уменьшения ошибки квантования к этому напряжению добавляется напряжение величиной . Практически это делается с использованием блока эталонов.
17. Кодеры с нелинейной шкалой квантования. Структурная схема нелинейного кодера
По принципу работы кодеки могут быть линейными(с постоянным шагом квантования) и нелинейными (с переменным шагом). Код, формируемый в кодере, может быть параллельным и последовательным.
Нелинейное кодирование осуществляется в соответствии с АХ, представляющей собой 13-сегментную аппроксимацию квазилогарифмической функции. АХ может быть разделена на 16 сегментов по 8 в каждой половине биполярной характеристики. В пределах каждого сегмента размещается 16 шагов квантования. При 8-разрядном нелинейном кодировании первый символ определяет полярность отсчета, следующие 3 – номер сегмента, последние 4 – номер шага внутри сегмента (P XYZ ABCD). Шаг квантования при переходе в следующий сегмент увеличивается в 2раза.
Кодер (поразрядного уравновешивания) содержит аналоговую и цифровую части:
Аналоговая включает в себя:
Цифровая часть содержит:
Включение цифрового экспандера в цепь обратной связи нелинейного 8-ми разрядного кодера эквивалентно использованию цифрового компрессора на выходе 12-ти разрядного линейного кодера.
При воздействии первого строб-импульса (Строб К.) компаратор формирует импульс на выходе А и В в зависимости от полярности АИМ-2, если >0, то на на А – «1», если <0, то В – «1». В следующие семь тактов логика выбора ФЭС пропускает сигналы Н1-Н11 от экспандера на вход ФЭС-А или ФЭС-В
В следующих трех тактах кодирования производиться поиск сегмента АХ компрессии в пределах которого находится амплитуда отсчета. При этом формируются двоичные символы XYZ (d1,d2,d3). Комбинация этих символов преобразуется экспандером в сигнал управления одним из разрядов ФЭС, который формирует основной эталонный сигнал с амплитудой, соответствующей нижней границе выбранного сегмента.
В последних четырех тактах производится линейное поразрядное уравновешивание разности амплитуд АИМ-2 и основного эталонного сигнала (ЭС) с помощью четырех дополнительных ЭС.
На преобразователе есть момент запрета кодирования для пустого места для КИ0 и КИ16.
18. Декодеры с нелинейной шкалой квантования. Амплитудная характеристика декодера. Структурная схема нелинейного декодера
Предназначен для преобразования 8-ми разрядного двоичного кода в сигнал АИМ-2. АХ декодера определяется как обратная функция по отношению к АХ кодерам. Поэтому общая АХ кодека линейна. При линейном декодировании с помощью цифрового эспандера осуществляется преобразование 7-и символьного кода в 12-и символьный. При этом комбинация d2-d3-d4 преобразуется в сигнал управления разрядом ФЭС, формирующим основной эталонный сигнал. Символы d5-d8 используется для управления последующими 4-мя разрядами ФЭС. Одновременно с формированием основного эталонного сигнала формируется эталонный сигнал коррекции. Восстановленный однополярный отсчет передается без изменения или инвертируется в зависимости от символа d1.
Декодер построен по принципу суммирования двоично взвешенных эталонных сигналов. Аналоговая часть содержит 2 одинаковых ФЭС и дифференциальный усилитель, преобразующий однополярные отсчеты АИМ-2 в биполярный сигнал. Цифровая часть включает преобразователь последовательного кода в параллельный, регистр памяти для хранения кодового слова в течение времени детектирования, цифровой эспандер для управления разрядами ФЭС и логику выбора ФЭС.
Запрет декодера – запрет декодирования КИ0 иКИ16
19. Временной спектр ИКМ-30, ИКМ-120
Цифровой групповой сигнал представляет собой непрерывную последовательность следующих друг за другом циклов. Цикл передачи – интервал времени, в течение которого передаются кодовые комбинации всех каналов ЦСП, а также символы необходимых служебных каналов.
Для ЦСП в которых осуществляется АЦ преобразование сигналов длительность циклов Тц выбирается равной периоду дискретизации, т.е. 125 мкс при . Кроме Тц регламентируется общее число разрядных позиций и их распределение в структуре цикла.
1) ИКМ-30: длительность цикла равна периоду дискретизации Tц=125 мкс. Цикл состоит из 32 канальных интервалов длительностью (КИ0,КИ1,…,КИ31), из них 30 информационных Ки и 2 служебных. Каждый канальный интервал содержит 8 разрядных позиций (тактовых интервалов) длительностью . В каждом ТИ передается один двоичный символ в виде импульса со скважностью 2 (Ти=244нс).
ЦС передается в КИ0 в четных циклах в позициях Р2-Р8.(0011011). В Р1 передается ДИ. В нечетных циклах в КИ0: Р1-ДИ, Р2-1, Р3-Авар.ЦС, Р4,Р5-1, Р6-остаточное затухание, Р7, Р8-1.
В КИ1-КИ15 и КИ17-КИ31 передается информация, соответствующая 30ти каналам ТЧ.
В КИ16 на позициях Р1, Р2, Р5, Р6 передается по 2 СУВ для каждого канала ТЧ. Передача СУВ осуществляется поочередно в 15 (Ц1-Ц15) циклах для 1- и 16-го, 2- и 17-го…15- и 30го каналов ТЧ.
В цикле Ц0 в КИ16 на Р1-Р4 передается СЦС, Р5-1,Р7-1,Р8-1, Р6 – Авария ЦС.
СЦС определяет начало СЦ и обеспеч. правильное распределение СУВ по каналам на приемной стороне. Тсц=2мс.
2) ИКМ-120: разделение цикла передачи на несколько субциклов имеет ряд преимуществ. Это позволяет разнести во времени символы КСС, что повышает защищенность этих команд от помех. При приеме служебной информации прекращается считывание из ЗУ, выделяемый поток обладает неравномерностью, которая сглаживается системой ФАПЧ. Неравномерность потока тем меньше, чем больше субциклов в цикле передачи, кроме того снижается емкость памяти ЗУ. Задержка считывания из ЗУ на приеме и передаче на время прохождения служебной информации заставляет увеличивать объем ЗУ.
Цикл передачи имеет длительность 125 мкс и состоит из 1056 позиций. Цикл разделен на 4 одинаковых по длительности субцикла (Тц/4). ЦС передается в субцикле 1 на 1-8 позиции, остальные 256 позиций первого субцикла заняты информацией посимвольного объединения исходных потоков. Первые 4 позиции 2 субцикла заняты первыми символами КСС объединения потоков (положительное КСС 111, отрицательное 000) с 5 по 8 позиции – служебная связь. 3 субцикл 8 позиций – вызов служебной связи. В субцикле 4 в позициях 5-8 передается дополнительная информация при отрицательной СС, в позициях 9-12 передаются вставки при положительной СС.
20. Индивидуальное оборудование ЦСП с ИКМ.
В состав оконечной станции входит индивидуальное и групповое оборудование. Индивидуальное относится к конкретному каналу.
Сигнал от абонента поступает на 2-хпроводный вход канала и через дифференциальную систему (ДС) в тракт передачи. Передающая часть каждого канала содержит УНЧ передачи, ФНЧ передачи (ограничение полосы), АИМ. ФНЧ ограничивает спектр сигнала перед дискретизацией. В модуляторе сигнал дискретизируется по времени, в результате чего формируется канальный АИМ-сигнал.
С помощью временного селектора (ВС) из последовательности отсчетов группового АИМ сигнала выделяется АИМ сигналы соответствующего канала. С помощью ФНЧ приема восстанавливается исходный аналоговый сигнал, который усиливается в УНЧ приема и через дифференциальную систему поступает к абоненту.
21. Генераторное оборудование ЦСП. Устройства тактовой синхронизации ЦСП. Выделители тактовой частоты. Фазовые дрожания.
ГО обеспечивает формирование и распределение импульсных последовательностей управляющих процессами дискретизации, кодирования, ДК, ввода служебных сигналов на определённые позиции циклов передачи и др.
Возможны несколько режимов работы ГО:
От ГО формируются с частотами: тактовая частота Fт=FдmNки; частота КИ(канальных интервалов)Fки=Fт/m; частота дискретизации Fд=1/Tд.
В состав ГО входят: делитель разрядный, делитель канальный, делитель цикловой…
Тактовая синхронизация – обеспечивает равенство скоростей обработки сигналов в аппаратуре ЦСП и аппаратуре линейного тракта.
Система тактовой синхронизации включает в себя задающий генератор и устройство выделения тактовой частоты.
ГО делится на передающее и приемное, и включает следующие узлы:
1) Устройство Тактовой Синхронизации – функции, которого на передаче выполняет Задающий Генератор ЗГ-2048, а на приеме – ВТЧ.
2) Делитель разрядный – формирует 8 импульсных последовательностей с частотой следования кодовых групп, которое используется для управления групповыми устройствами
3)Делитель канальный – формирует 32 импульсные последовательности, соответствующие канальным интервалам циклов передачи и использующихся для управления канальными устройствами.
4) Делитель цифровой – формирует импульсные последовательности соответствующие циклам и управляющее оборудование СУВ.
УТС обеспечивает синхронную работу ГО приема и передачи, а также устройств регенерации. Этим обеспечивается правильное распределение по канальным интервалам и циклам и соотв. правильное декодирование.
Различают 2 группы УТС в зависимости от метода использования синхросигналов:
К 1й группе относятся устройства с синхронизацией по спец. синхросигналу. Такой метод усложняет построение ЛТ и ГО.
Ко 2й группе относятся УТС с подстройкой фазы управляющих импульсов под основной принимаемый сигнал.
На практике реализуется метод тактовой синхронизации по рабочим импульсам (информационным).
Используются несколько способов выделения тактовой частоты. ЦСП с низкой скоростью передачи используют в основном УТС с резонансной схемой ВТЧ. Они просты в реализации, имеют хорошие экономические показатели. Недостатки: быстрое пропадание тактовой частоты при перерывах связи и появление в сигнале длинных серий нулей, зависимость от пар-в фильтра.
Более сложным является метод синхронизации с применением устройств ФАПЧ и генератора приемной части. 1й метод относится к пассивной фильтрации частоты, 2й – к активной. Система ФАПЧ состоит из формирователя импульсов, фазового детектора, ФНЧ и УПТ.
Фазовые дрожания:
Величина фазовых флуктуаций ЦЛТ определяется в основном способом построения регенераторов и структурой передаваемого цифрового сигнала. Наличие джиттера приводит к флуктуациям моментов опознавания в регенераторах и искажениям сигнала в каналах ТЧ, за счет фазовых дрожаний в АИМ сигнале на выходе декодера. К увеличению Кош приводят в основном ВЧ флуктуации (джиттер), частота которых сравнима с тактовой частотой сигнала. При прохождении сигналом регенерационного участка, ВЧ флуктуации практически не увеличиваются, величина их на выходе ЦЛТ не велика и они слабо влияют на шум в каналах ТЧ. НЧ флуктуации (вондер) наоборот незначительно увеличивают Кош но вызывают шумы в каналах ТЧ.
Т.О. шумы в каналах ТЧ вызванные фазовыми флуктуациями, определяет максимально допустимое число регенераторов, а шумы вызванные ошибками (щелчки) ограничивают максимальную длину регенерационного участка.
22. Устройства цикловой синхронизации. Требования к системам цикловой синхронизации. Структурная схема приемника ЦС со скользящим поиском. Алгоритм работы приемника. Адаптивные приемники ЦС.
Для правильного восстановления сигнала на приеме в ЦСП с ВРК необходимо обеспечить синхронную и синфазную работу ГО в передающей и приемной станциях. Для этого обеспечивается тактовая, ЦС и СЦС.
Тактовая (ТС) – обеспечивает одинаковую скорость обработки во всех устройствах ЦСП.
Цикловая – обеспечивает правильное разделение и декодирование цифрового сигнала и распределение по каналам приемной части ЦСП.
СЦС – обеспечивает на приеме правильное распределение СУВ по каналам.
Система ТС включает задающий генератор и ВТЧ.
Для обеспечения ЦС на передающей стороне в состав группового сигнала в КИ0 вводится цикловый синхросигнал, а на приемной станции устанавливается приемник синхросигнала (ПСС), который выделяет ЦС из группового сигнала и тем самым определяет начало цикла передачи.
К системе ЦС предъявляются следующие требования:
1) время вхождения в синхронизм и время восстановления синхронизма должно быть минимальным(<2,5мс)
2) ПСС должен обладать высокой помехоустойчивостью.
3) число символов синхросигнала и частота его повторения должны быть минимальны.
Эти требования являются противоречивыми, поэтому компромисс.
Наиболее простым является неадаптивный ПСС со скользящим поиском. ПСС выполняет следующие функции:
1) устанавливает синхронизм после включения ЦСП.
2) обеспечивает контроль за состоянием синхронизма.
3) обнаруживает нарушение синхронизма.
4) восстанавливает состояние синхронизма.
Основными узлами ПСС являются: опознаватель (Оп), анализатор (Ан) и решающее устройство(РУ). Оп содержит регистр сдвига, число разрядов которого равно числу символов в синхросигнале, и дешифратор, настроенный на дешифрацию синхросигнала заданной структуры. Как только в РС окажется кодовая комбинация, совпадающая по структуре с синхросигналом, на выходе Оп появляется импульс.
Ан с помощью контрольных импульсов, поступающих от ГОпр, проверяет соответствие момента появления импульса на выходе Оп, ожидаемому моменту появления синхросигнала (Р2-Р8 в КИ0 в четных циклах). Появление импульса на выходе схемы ЗАПРЕТ означает отсутствие синхронизма. Появление импульса на выходе схемы И1означает совпадение синхронизма и контрольного импульса от ГОпр.
РУ принимает решение о наличии или отсутствии синхронизма и управляет работой ГОпр. РУ содержит накопитель по входу в синхронизм n1 и накопитель по выходу из синхронизма n2, представляющие собой двоичные счетчики со сбросом.
n1, вход которого соединен с выходом И1, обеспечивает защиту ПСС от ложного вхождения в синхронизм, когда на вход Оп поступает случайная комбинация цифрового сигнала. Емкость n1 составляет 2-3 разряда.
n2, вход которого соединен с выходом схемы ЗАПРЕТ, обеспечивает защиту от ложного выхода из состояния синхронизма, когда из-за ошибок в ЛТ происходит кратковременное изменение структуры синхросигнала. Емкость n2 составляет 4-6 разрядов.
Если система находится в синхронизме, то n1 заполнен, поскольку на выходе И1 постоянно появляются импульсы. n2 при этом постоянно обнуляется. Если из-за ошибок в одном из циклов будет искажен синхросигнал, то с выхода схемы ЗАПРЕТ в n2 поступит импульс. Однако система останется в прежнем состоянии. В случае если будут искажены подряд n2 синхросигналов и накопитель n2 заполнен, то принимается решение о выходе из состояния синхронизма. При этом если n1 будет заполнен раньше n2, то последний обнуляется. Т.о. обеспечивается защита от ложного выхода из синхронизма.
Когда n2 оказывается. заполнен, принимается решение о действительном выходе из состояния синхронизма и начинается поиск нового состояния синхронизма. При этом первый импульс от Оп через И2 переводит ГОпр и n1 в нулевое состояние, а емкость n2 уменьш. на единицу.
Если в следующем цикле моменты появления импульса на выходе Оп и импульса от ГОпр не совпадают, т.к. синхрогруппа оказалась ложной, то n2 вновь заполнится, И2 открывается и очередной импульс от Оп обнуляет n1 и ГОпр и уменьшает на единицу содержимое n2. Т.о. обеспечивается защита от ложного установления синхронизма. Этот процесс продолжается до тех пор, пока на выходе Оп не появится импульс, соответствующий истинному синхросигналу. При этом через n1 циклов накопитель n1 заполняется, n2 обнуляется, И2 закрывается, т.е. устанавливается новое состояние синхронизма.
Неадаптивный ПСС имеет следующие недостатки:
1)поиск СС начин. только после заполнения накопителя n2, что приводит к увеличению времени восстановления синхронизма.
2)емкости n1 и n2 фиксированные, что не позволяет добиться оптимальных соотношений между временем восстановления синхронизма и помехоустойчивостью.
Если вероятность ошибок в линейном тракте увеличится, то t удержания синхронизма оказывается меньше требуемого. При уменьшении вероятности ошибки возникает запас по времени удержания синхронизма, что приводит к увеличению t восстановления синхронизма.
Первый недостаток может быть устранен, если процессы накопления по выходу из синхронизма и поиска синхросигнала осуществлять параллельно. Второй недостаток может быть устранён, если ёмкости сделать переменными, зависящими от вероятности ошибок. В таком приемнике накопление по выходу из синхронизма и поиск синхронизма происходят параллельно в цепях удержания синхронизма и поиска синхросигнала. В этом случае по первому же импульсу на входе накопителя по выходу из синхронизма начинается процесс поиска синхросигнала, в то время, как ГО продолжает сохранять предыдущее состояние, пока не б. зафиксировано новое состояние синхронизма. В состоянии синхронизма накопитель по выходу из синхронизма обнулен, и сигнал сброса на входе ГО отсутствует.
Адаптивные приемники обеспечивают изменение емкости накопителей. Как к повышению, так и к понижению вероятности ошибок в линейном тракте. Схема отличается наличием сумматора и порогового устройства. Сброс ГО осуществляется при достижении суммарной емкости накопителей уровня, установленного пороговым устройством. Суммирование производится с учетом коэффициентов.
23. Структура линейного тракта ЦСП по электрическим кабелям.
ЦЛТ содержит передающее и приемное оборудование оконечных пунктов, направляющую среду и линейные регенераторы. Для увеличения дальности связи ЦЛТ разбит на регенерационные участки между которыми установлены НРП и ОРП. Узлами оконечного и промежуточного оборудования ЦСП являются согласовывающие трансформаторы, которые обеспечивают равенство входного и выходного сопротивлений приемопередающей части и волнового сопротивления кабеля.
Искажения происходящие в ЦЛТ из-за ограничения полосы частот (ПЧ) снизу и сверху одинаковы с искажениями в групповом АИМ-сигнале.
Различие заключается в том что в групповом АИМ-сигнале имеет место переходные влияния между каналами ЦСП, а в ЦЛТ влияют друг на друга импульсы принадлежащие к кодовым группам одного канала. Такие переходные влияния называются межсимвольными искажениями.
Искажения вызванные ограничением ПЧ ЦЛТ сверху, называется межсимвольными искажениями I рода, а снизу IIго рода.
Помимо передачи цифрового сигнала, содержащего низкочастотные составляющие, по парам кабеля необходимо передавать постоянный ток дистанционного питания (ДП) НРП, а это приводит к проблеме разделения постоянной составляющей цифрового сигнала и тока ДП в НРП.
Можно сказать, что ПКпер и ПКпрм выполняют операции линейного кодирования с целью формирования линейного цифрового сигнала (ЛЦС) с использованием соответствующих линецных кодов и линейного декодирования соответственно.
Основными параметрами ЦЛТ, определяющими качество передачи ЛЦС, являются:
ЛЦС, формируемый на основе линейного кода, должен отвечать следующим требованиям:
1.Энергетический спектр ЛЦС должен быть сосредоточен в относительно узкой полосе частот, не содержать постоянную составляющую.
2.Струк-а ЛЦС должен быть такой, чтобы можно было просто и надежно выделить тактовую f в каждом линейном регенераторе.
3. Должен быть обеспечен постоянный контроль коэффициента ошибок в линейном тракте без перерыва связи
4. ↓ при необходимости тактовой f передаваемого сигнала по сравнению с ИКМ сигнала.
5. Используемые линейные коды не должны приводить к существенному размножению ошибок и иметь достаточно простую аппаратную реализацию.
24. Регенерация цифрового сигнала. Структурная схема и временные диаграммы работы линейного регенератора
Регенерация цифрового сигнала осуществляется линейными регенераторами, расположенными в НРП, и станционными регенераторами, расположенными на регенерационных станциях.
Участок линии и регенератор представляет собой регенерационный участок.
Процесс регенерации состоит в опознавании кодовых символов, восстановлении формы, амплитуды и временного положения импульсов и пробелов, и передачи их на вход следующего регенерационного участка. Опознавание символов осуществляется методом однократного отсчета, сравнением уровня сигнала с порогом в момент времени, соответствующий наибольшей вероятности правильного опознавания.
В состав блока РЛ входят регенераторы 2х направлений передачи, объединённые общими устройствами питания и контроля. Гн1 и Гн2 служат для контроля амплитуды импульса и коэффициента ошибок на выходе РЛ.
Ослабленный и искаженный сигнал через согласующий трансформатор поступает на вход линейного корректора(ЛК), осуществляющего коррекцию формы импульсов и их усиление. АЧХ ЛК выбирается исходя из требования максимального соотношения сигнал/помеха и оптимизирована к параметрам линейного сигнала. В состав ЛК входят регулируемая искусственная линия (РИЛ), корректирующий усилитель (КУС) и устройство разделения (УР). КУС обеспечивает коррекцию формы импульсов при максимальном затухании в линии. РИЛ обеспечивает дополнительное затухание РУ (регенерационный участок) до максимального значения.
Затухание РИЛ устанавливается устройством АРУ так, чтобы при изменении затухания линии амплитуда импульсов на выходе ЛК оставалась постоянной.
Биполярный сигнал разделяется в УР на униполярные последовательности положительных и инвертированных отрицательных импульсов. Последовательности импульсов поступают на вход РУ1 и РУ2, где происходит опознавание кодовых символов, а также восстановление по форме, длительности и временному положению.
Восстановленные импульсы объединяются в формирователе выходных импульсов (ФВИ) и через ТР2 поступают на вход следующего РУ(рег уч). РУ1 и РУ2 И ФВИ представляют собой устройство регенерирования Р
Управление работой РУ1 и РУ2 осуществляется хромирующими последовательностями импульсов П1 и П2. Частота следования П1 и П2 равна тактовой частоте сигнала и скважность 2.
Временное положение переднего фронта импульса П1 определяет моменты опознавания символов в регенераторе и временное положение переднего фронта регенерированных импульсов. Временное положение заднего фронта импульса П1 фиксирует длительность и определяет временное положение заднего фронта регенерируемых импульсов.
Импульсы П2 запирают входы РУ через небольшой промежуток времени дельта Т нулевое, ем ограничивают время опознавания и увеличения помехоустойчивости решающих устройств РУ1 и РУ2.
Последовательности П1 и П2 формируются в УХ (устройство хронирования) состоящего из схемы совпадения С, контура ударного возбуждения К, фазовращателя ФВ, и формирователя хронирующей последовательности ФХП.
На выходе конура К, формируется квазигармоническое колебание тактовой частоты. Из этого колебания формируются последовательности П1 и П2, которые фазируются ФВ для правильного установления момента опознавания. В выходном Тр2 имеется контрольная обмотка подключенная к блоку КР (контур регенерациооный). Питание осуществляется от 2х источников стабилизированного напряжения (+-4,7 В) ток Дистанционного Питания 110 мА.
25. Нормирование параметров качества линейных трактов ЦСП
С целью нормирования параметров качества, используют номинальные цепи конкретной протяженности с установленным числом промежуточных и оконечных пунктов.
2500 км.
600 км.
100 км.
Максимальная протяженность НЦ (номинальной цепи) ОЦК (основного цифрового канала) ЕСС РФ составляет 13900 км. В состав НЦ входят участки магистральной, внутризоновой и местной первичной сетей.
12500 км.
Сеть
Магистральная
Первичная
Внутризоновая
Первичная
Сеть
Местная
Первичная
Сеть
НЦ ОЦК при организации международного соединения имеет следующую структуру:
Для качественной передачи в международной связи вероятность ошибки между 2мя абонентами не должна превышать 10-6, при 8ми разрядном кодировании с компрессией.
При этом на национальном участке, требуется коэффициент ошибок составляющий 0,4*10-6 степени. Если эту норму равномерно распределить между участками НЦ, то допустимое значение Кош на каждом участке составит 10-7 степени.
Учитывая, что в ЦСП ошибки накапливаются, можно получить значение допустимой рош на 1 км. линейного тракта:
По этим величинам, можно определить требования к Кош одного регенератора
МСЭ рекомендует иные принципы нормирования качества передачи по ОЦК. Они изложены в рекомендации G.821.
Для оценки ошибок в ОЦК, который предоставляется для международного соединения, вводятся 3 параметра характеризующих его качество. Условно обозначим их буквами А,Б,В.
А – при оценках в одноминутных интервалах число ошибок, не менее чем в 90% измерений должно быть не более 4х;
Б – при оценках в односекундных интервалах, не менее чем в 99,8% измерений, число ошибок должно быть не более 64х;
В – при оценках в односекундных интервалах, не менее чем в 92% измерений, ошибки должны отсутствовать.
Международные соединения ОЦК протяженностью 27500 км. предлагается рассматривать состоящей из участков высшего, среднего и низшего качества.
При переходе от международного сеодинения к НЦ ОЦК ЕСС получим следующее распределение параметров качества:
С учетом распределения норм, можно получить значение каждого из параметров качества на участках НЦ ОЦК ЕСС по формуле , где Кк – допустимое значение соответствующего параметра качества указанное в рекомендации G. 821, - часть общих норм на параметры качества,отведенная на данный участок НЦ ОЦК ЕСС (Магистральной сети =20%, внутризоновой =15%, местной сети =7,5%.). Для А Кк=90%, Б Кк=99.8%, В Кк=92%.
Соответствующие параметры качества для всей НЦ ОЦК определяются по формуле: , где М- параметры определяемые соответственно для участков магист., внутриз., местной ПС, согласно соотношению .
По известным значениям параметров качества на участках НЦ ОЦК , можно определить соответственные параметры качества для линии протяженностью l, отличающейся от протяженности участка НЦ ОЦК L по формуле: , где L- длинна соответствующего участка номинальной цепи.
Таким образом в соответствии с G.821 нормируется процент измерений в которых число ошибок не должно превышать заданное пороговое значение.
Для оценки состояния каналов и трактов, требуется проведение большого числа измерений, что усложняет процесс обработки результатов измерений и затрудняет экспресс оценку состояния каналов.
Параметры качества А и В можно отнести к одиночным ошибкам, возникающим в процессе регенерации, а параметр Б – к пакетам ошибок. Одиночные независимые ошибки распределены в соответствии с равномерным законом.
26. Принципы объединения и разделения синхронно-синфазных цифровых потоков
Временное группообразование в ЦСП реализуется путем объединения и разделения тем или иным способом типовых цифровых потоков. Общим д/любого способа объединения является необходимость записи информации в ЗУ, а затем поочередное считывание в определённы моменты времени.
Различают объединение синхронно-синфазных, синхронных и асинхронных (плезиохронных) потоков.
Синхронно-синфазных: совпадают скорости объединяемых потоков и начало их отсчетов.
Разделение потоков происходит в обратном порядке: объединённый поток записывается в ЗУ, соответствующие исходным потокам, а затем считывается со скоростями, равными скоростям объединённых потоков.
Рисунок 3.13
Возможны различные варианты объединения: посимвольное, побайтное, посистемное. Чаще используется посимвольное объединение, то есть считывание информации из ЗУ при объединении происходит по разрядам. В синхронной цифровой иерархии используется побайтное объединение.
27. Принципы объединения и разделения синхронных цифровых потоков
Временное группообразование в ЦСП реализуется путем объединения и разделения тем или иным способом типовых цифровых потоков. Общим для любого способа объединения является необходимость записи инфы в ЗУ, а затем поочередное считывание в определенные моменты времени. Различное объединение синхр-синф., синхронных и асинхронных (плезиохронных) потоков.
Синхронное: совпадают скорости объединяемых потоков, но начала отсчетов произв. смещены относ. друг друга.
Разделение потоков происходит в обратном порядке: объединенный поток записывается в ЗУ, соответствие исходным потокам, а затем считывается со скоростями, равными скоростям объединенных потоков.
Возможны различные варианты объединения: посимвольное, побайтное, посистемное. Чаще используется посимвольное объединение, т.е. считывание инфы из ЗУ при объединении происходит по разрядам. В синхронной цифр. иерархии используется побайтное объединение.
Синхронное объединение:
Объединенный поток д. содержать специальный сигнал, после которого поступает символ 1го потока, затем 2го и т.д.
Для снижения вероятности ошибок на приеме этот сигнал необходимо периодически повторять. Кроме этого сигнала в объединен. поток требуется вводить и др. служебную информацию.
С учетом сказанного принято передавать 2 или 3 импульса служебной информации через несколько десятков импульсов информационных сигналов. Поэтому считывать и передавать записанную информацию требуется несколько быстрее, чем происходит запись объединенных потоков.
Применительно к ИКМ-120 период следования импульсной последовательности при считывании меньше периода ее следования в 33/32 раза. В моменты прохождения служебной инфы (импульсы А,В). импульсы считывания отсутствуют.
Т.о. в последовательности импульсов считывания ИС периодически производится пропуск 2х символов, наз. временным сдвигом. ГО устройства объединения состоит из 2х частей.
ГО1 управляется от ВТЧ и вырабатывает последовательность ИЗ, подаваемых на все ЗУ.
ИС1-ИС4 формируются от ГО2, кот. управляется от преобразователя частоты(ПЧ), повышающего такт. частоту в 33/32 раза.
Считывание последовательности ИС1-ИС4 пост. на схемы ЗАПРЕТ1-ЗАПРЕТ4, которые прекращают подачу ИС в моменты, предназначенные для передачи служебной информации.
В устройстве разделения приемник сигналов служебной информации (ПРСИ) устанавливает порядок подачи последовательностей ИЗ1-ИЗ4, вырабатываемых ГО1.
После служебной информации формируются импульсы ИЗ1, затем ИЗ2 и т.д.
Последовательность, подаваемая на вход формирователя импульсов ФИ1-ФИ4, формируется из ИС задержкой на половину периода тактовой частоты исх. потока. ИИ предназначенной для формирования импульсов одинаковой длительности.
28. Принципы объединения и разделения асинхронных цифровых потоков.
Асинхронное объединение реализуется в системах передачи, подлежащих объединению и имеющих автономное ГО. Нестабильность частоты ГО невелика. Поэтому объединенные потоки называют плезиохронными.
Предположим, что импульсные последовательности считывания устройств объединения(УО) превышают скорость записи, более чем в 33/32 раза. Тогда к временному сдвигу τс будет добавляться временная неоднородность τ*НО. Через несколько сотен периодов по 64 импульса временная неоднородность достигнет величины 32τИСХ/33 и возникает необходимость в выравнивании фаз импульсных последовательностей ИЗ и ИС.
Согласование можно осуществить, задержав процесс считывания на одну позицию, т.е. исключить из последовательности ИС в данном случае 64й импульс.
Позиция, соответствия исключенному импульсу, наз. вставкой или стаффингом, а сам процесс – положительным согласованием скоростей.
Таким образом в момент торможения происходит перемещение места передачи служебных символов. Раньше они передавались м/у 64м и 1м символами, а теперь м/у 63м и 64м. Если расхождение скоростей сохранит свой характер, то ч/з некоторое время символы А и В окажутся м/у 62м и 63м.
Рассмотрим случай, когда скорость считывания оказывается недостаточной. При этом происходит постепенное увеличение отриц. неоднородности до величины 32τИСХ/33. Недостаток скорости считывания компенсируется тем, что очередной, 64й, импульс объединенного потока приходится передавать вместо импульса служебной инфы (В). Это наз. отрицательным согласованием скоростей.
Управление согласованием скоростей осуществляется с помощью команд согласования скоростей (КСС), кот. образуется в оборудовании объединения по мере достижения временной неоднородностью значения 32τИСХ /33.
В оборудование разделения эти команды поступают на определенных позициях, отведенных для передачи служебной инфы. Здесь передается: синхросигнал объединенного потока, КСС каждого из потоков и инфа, кот не успевает быть передана при отриц. согласовании скоростей.
Часто используется двухстороннее согласование, т.е. в устройствах объединения и разделения потоков предусматривается как положительное, так и отрицательное. Оборудование становится более сложным, но уменьшается частость передачи КСС и уменьшается вероятность ошибок согласования. Ошибка в согласовании приводит к потере синхронизма и перерыву связи. В связи с этим при передаче КСС для повышения помехозащищенности каждый бит инфы КСС утраивается.
КСС – команды согласования скоростей.
Рассмотрим принцип работы блоков асинхронного сопряжения (БАС) передающего и приёмного оборудования для оного из объединяемых потоков.
ИЗ (импульсы записи) в БАС передачи вырабатываются в ГО1, которое управляется тактовой частотой ИИ (исходные импульсы). ИС (импульсы считывания) формируются в ГО2, общем для всех БАС передачи. Разность скоростей ИЗ и ИС анализируется фазовым детектором (ФД), формирующей при необходимости в блок передачи КСС информацию о положительной или отрицательной . Если положительно, формируется положительная КСС, которая поступает в ИО (импульсы объединённого потока), а также импульс, поступающий на вход схемы Запрет, в результате в этот момент запрещается считывание, то есть осуществляется Вставка.
При наличии согласования ИЗ в БАС приёма вырабатываются ГО1, синхронизированным с ИО, и поступает на ЗУ (запоминающее устройство) через схемы ИЛИ и Запрет. ИС вырабатывается ГУН (генератор, управляемый напряжением). Частота ИС согласуется с частотой ИЗ посредством ФД и СУ (система управления), которые вместе с ГУН образуют замкнутую петлю ФАПЧ.
При приёме положительной КСС приёмник КСС вырабатывает импульс, который поступает на вход схемы Запрет и останавливает процесс записи на момент прохождения Вставки. При приёме отрицательной КСС импульс от приёмника КСС поступает через схему ИЛИ на ЗУ в момент прохождения служебной позиции служебной позиции, где находится информация, которая не успела быть переданной в информационной части потока.
В системах с двухсторонним согласованием скоростей используется 2 вида КСС (для положительного и отрицательного согласования). В случае равенства скоростей специальной команды не существует, а попеременно передаются команды положительного и отрицательного согласования.
29. Оборудование гибкого мультиплексирования ОГМ-11. Функциональная схема блока ОГМ-11.
Блок содержит следующие составные части:
ВС-110: плата внешнего стыка предназначена для приёма и передачи первичных цифровых групповых сигналов 2048 кбит/с. Также ВС-110 обеспечивает приём и передачу хронирующего сигнала 2048 кГц в коде NRZ и обеспечивает возможность синхронизации блока от частоты входного потока или от внешнего генератора 2048 кГц. В ВС-110 находится ГУН с частотой 8192 кГц, от которого формируются все необходимые тактовые последовательности (F0, F2M, F4M). Плата преобразует биполярные сигналы в квазитроичные (КВП-3) на передаче и квазитроичные в биполярные на приёме. Плата принимает последовательные потоки данных (BDT), сигналов управления (BST1) и служебной информации (BST2). По шине BDR передаётся информация, содержащаяся во всех КИ, кроме КИ-16. По шине BSR – информация КИ-16 и служебная информация.
ЦП-110: плата цифровых переключателей для перераспределения ОЦК и обработки КИ-16 о сигнальных каналах.
ОК-110: плата окончаний канальных для кодирования и декодирования аналоговых сигналов ТЧ и обеспечения уровней этих сигналов.
ЦФ-110: плата цифровых фильтров определяет наличие сигнальной частоты в любом канале ОЦК.
КС-110: плата контроля и сигнализации для автоматического контроля плат блока и передачи аварийных сигналов в оборудование УСО (унифицированное сервисное оборудование).
ПН-110: плата преобразователей напряжения обеспечивает стабилизированными напряжениями и вольт.
30. Оборудование ОГМ-11. Плата ОК-110.
Электрические параметры:
ГВЗ – групповое время задержки.
Обозначения на схеме:
Работа платы в четырёхпроводном режиме:
Сигнал ТЧ по станционным проводам e, f от АТС поступают на входной трансформатор (1), далее через переключатель (3) на фильтр 300-3400 Гц и вход усилителя кодера. Кодер производит преобразование по А-закону. Сигналы управления поступают со схемы управления. Преобразованный сигнал через схему управления по шине DATI поступает на выходной разъём к блоку ОГМ-11.
В направлении к АТС от ОГМ-11 через шину DATO ИКМ сигнал поступает в схему управления и далее на декодер. Фильтр восстанавливает сигнал ТЧ, который чрез выходной трансформатор поступает к АТС по проводам a, b.
Переключатели (9-12) обеспечивают установку уровней путём замыкания и размыкания резистора на входе и в ОС ОУ.
СК – сигнальные каналы. Линейные сигналы от АТС поступают по станционным проводам СК1 и СК2 на преобразователи уровня и затем в КМОП уровнях на схему управления.
После мультиплексирования линейные сигналы по шине SI поступают на выходной разъём.
В направлении к АТС по шине SO линейные сигналы после демультиплексирования поступают на ключи, которые передают сигналы СК1 и СК2 по станционным провода в АТС.
При работе платы в двухпроводном режиме сигнал ТЧ после трансформатора подаётся на дифференциальную систему.
Линейные сигналы передаются и принимаются аналогично четырёхпроводному режиму работы.
Светодиод отображает состояние канала. Если канал свободен, он 1 сек. светит, 0.1 сек. не светит. Если занят – светит непрерывно. Когда набор – мигает в соответствии с набором кода. Если заблокирован – 0.5 сек. светит, 0.5 сек. не светит.
Плата применяется на ТФОП и предназначена для:
1) Транзита сигналов в диапазоне 0,3-3,4 кГц между аналоговой и цифровой АТС, через блок ОГМ-11 по 2м телефонным каналам.
2) Транзита линейных сигналов взаимодействия между аналоговой и цифровой АТС через ОГМ-11 по 4м сигнальным каналам.
Плата производит АЦП сигналов ТЧ по закону А, поступающих на вход двух каналов в четырёхпроводном режиме и передает 2 цифровых ИКМ-сигнала со скоростью 64кбит/с к блоку ОГМ-11. Плата произв. ЦАП двух цифровых сигналов 64кбит/с от ОГМ-11 и передает сигналы в четырёхпроводном режиме.
31. Принципы построения линейных трактов ВОСП
В состав ВОСП входят следующие устройства:
Для модуляции оптической несущей электрическим сигналом модно использовать ЧМ, ФМ, АМ, поляризационную модуляцию (ПМ) и модуляцию по интенсивности (МИ). Чаше применяется МИ. Использование МИ приводи к простым техническим решениям устройств управления интенсивностью излучения источников и обратного преобразования оптического сигнала в электрический, то есть модуляции и демодуляции. При МИ интенсивность излучения, или средняя мощность излучения, изменяется в соответствии с модулирующим сигналом.
В зависимости от применяемого КОО ВОСП делятся на аналоговые ВОСП и цифровые.
В зависимости от способа модуляции оптического излучения ВОСП делятся на ВОСП с модуляцией интенсивности излучения и ВОСП с аналоговыми методами модуляции.
В зависимости от способа демодуляции ВОСП делятся на ВОСП с непосредственным приёмом (с прямой демодуляцией) и когерентные ВОСП, в которых применяется гетеродинное преобразование частоты, осуществляемое на промежуточной частоте.
По способу организации двухсторонней связи ВОСП делятся на двухволоконную однополосную однокабельную, одноволоконную однополосную однокабельную и одноволоконную двухполосную однокабельную.
По дальности передачи: магистральные ВОСП, зоновые ВОСП, ВОСП для местных сетей, распределительные ВОСП.
32. Методы уплотнения ВОСП
В основе методов уплотнения ВОЛС лежит процесс мультиплексирования. По способу мультиплексирования ВОСП делятся на:
В ВОСП с частотным уплотнением для получения нескольких спектральных каналов обычно используется один высокостабильный источник оптического сигнала. Спектрально-разнесённые несущие от этого источника получают с помощью сдвига оптической несущей. В результате повышается коэффициент использования пропускной способности ОВ. Недостатком является необходимость использования ряда дополнительных устройств: сдвигателей частоты, оптических фильтров и усилителей и других.
Временное уплотнение предполагает объединение нескольких низкоскоростных потоков в один высокоскоростной.
Уплотнение может производиться на уровне как электрических, так и оптических сигналов. При передаче как на уровне электрических, так и оптических сигналов требуется формировать короткие импульсы.
Технология спектрального уплотнения каналов позволяет значительно повысить пропускную способность ОВ при использовании существующего оборудования. Метод WDM состоит в одновременной передаче по одному ОВ нескольких спектрально-разнесённых оптических несущих, каждая из которых модулируется многоканальным электрическим сигналом. В результате каналы с одной длиной волны имеют отдельные передатчик и приёмник.
Первыми стали двухволновые WDM системы, использующие оптические несущие длины волн 1310 и 1550 нм из 2 и 3 окон прозрачности. Это позволило удвоить скорость передачи по одному ОВ. Такие системы широко используются в сетях доступа и в частности в PON. К двухволновым WDM системам можно подключить ещё один канал с длиной волны 1650 или 1490 нм.
Использование оптических усилителей на основе волокон, легированных эрбием (EDFA) позволило реализовать технологию спектрального мультиплексирования с плотным расположением спектральных каналов DWDM.
Широкое распространение получили системы, в которых каналы располагаются с частотным интервалом 100 ГГц (спектральный интервал
).
Можно выделить следующие преимущества технологии WDM:
В соответствии с Рек G694.2 установлены обозначения спектральных диапазонов:
33. Передающие оптические модули. Источники оптического излучения
Структурная схема ПОМ (передающего оптического модуля)
ФМС – формирователь многоканального сигнала.
СВД – система встроенной диагностики.
МОИ – модулятор оптического излучения.
ИОИ – источник оптического излучения
ОР – оптический разветвитель.
ЛОС – линейный оптический сигнал.
СУ – согласующее устройство и оптический соединитель.
ОС – оптический соединитель.
СРРИОИ – стабилизатор режима работы ИОИ.
Требования к ИОИ:
Основные параметры ИОИ:
Нашли применение ИОИ на основе СИД и ЛД.
Основные характеристики ИОИ:
СИД
По структуре различают СИД с излучающей поверхностью (а) и излучающим срезом (б).
Поверхностно-излучающий СИД передаёт в ОВ не более 1% мощности.
ЛД
Бывают:
MLM-лазеры излучают несколько мод, отделённых примерно на 1 нм. В результате полная ширина спектра ОИ составляет 4-5 нм. При модуляции излучения модулируется не только основная мода, но и боковые. При этом мощность каждой отдельной моды может значительно изменяться. Это явление называется распределением мощности по модам. С учётом хроматической дисперсии это явление приводит к значительному уровню шумов.
SLM-лазеры сконструированы так, что потери различны для различных мод. При этом основная мода становится преобладающей. Уровень мощности вторичных мод не более 1%.
Структура DFB-лазера имеет возможности выбора длины волны излучения благодаря наличию распределённой обратной связи. Такой лазер содержит периодические дифракционные решётки для создания обратной связи на фиксированной длине волны, которая определяется шагом дифракционной решётки. DFB-лазер чувствителен к оптической обратной связи, что приводит к увеличению шума генерируемого DFB-лазером.
Настраиваемый DFB-лазер
Перестройка длины волны осуществляется путём изменения тока возбуждения или изменением температуры ЛД использованием термоэлектрических охладителей. Диапазон перестройки ограничен примерно 5 нм.
Лазер с распределённым брегговским отражателем (DBR-лазер). Изготавливается из 2 или более секций и имеет активную область и пассивную область. Пассивная секция содержит дифракционную решётку, активная – отражающую поверхность. Длина волну ЛД настраивается путём изменения пассивной области. Диапазон настройки примерно 40 нм.
DBM-лазеры с выбранными решётками (SG-DBR). Отражательные дифракционные решётки на концах пассивной области обеспечивают создание гребенчатого спектра. Изменяя ток, в секциях этих 2 решёток можно получить нудную длину излучения.
Лазеры с внешней резонаторной полостью (ECL-лазеры). Внешняя резонаторная полость позволяет обеспечить настройку длины волны механически за счёт настройки самой полости. Предложена Литманом и Медкалфом. Лазер состоит из отдельно изготовленных усилительной среды и внешнего резонатора. Сам резонатор собран из дифракционной решётки и зеркала. Микроэлеткромеханическая система (MEMS) вращает зеркало так, что ЛД захватывает определённую волну.
34. Приёмные оптические модули. Фотодетекторы оптического излучения
Структурная схема ПрОМ:
ПМШУ – предварительный малошумящий усилитель.
МУ с АРУ – мощный усилитель с АРУ.
ФК – фильтр-корректор.
Фотодетектор реализуется на основе фотодиодов с обратно смещёнными p-n переходами, работающими на принципах внутреннего фотоэффекта. В ВОСП нашли применение 2 типа ФД: p-i-n и лавинный.
p-i-n диоды (i – inside) состоят из сильнолегированного слоя, слаболегированного i слоя и тонкого сильнолегированного слоя:
Так как сильное легирование p и n слоёв увеличивает их проводимость, то обратное напряжение смещения, приложенное к ним, создаёт сильное поле E. При этом образуется широкая обеднённая зона, что приводит к увеличению интенсивности поглощения фотонов в обеднённом слое, в результате чего во внешней цепи создаётся не иначе как ток.
Каждый поглощённый квант создаёт пару электрон-дырка. Фототок, протекающий через нагрузку, будет равен
Или
Однако, не все поглощённые кванты, Света, приводят к появлению импульсов тока. Это обстоятельство учитывается коэффициентом, который называется квантовой эффективностью ФД. Тогда
КПД ФД оценивается токовой чувствительностью:
тем выше, чем больше .
зависит от . Эта зависимость определяется спектральной характеристикой квантового выхода .
p-i-n ФД отличается простотой изготовления, достаточно хорошей временной и температурной стабильностью, относительно широкой полосой частот, обладают хорошей линейностью в широком динамическом диапазоне.
Для изготовления p-i-n ФД используют Si, Ge, GaAs, In, Ga, As, InGaAsP.
Кремниевые ФД работают на мкм – 1 окно прозрачности.
Германиевые – от 1 мкм до 1,8 мкм.
Соединения на основе In Ga используются на – 2 и 3 окна прозрачности.
Квантовую эффективность ФД можно повысить путём использования лавинного усиления, реализуемого лавинным фотодиодом ЛФД. В основе работы ЛФД лежит процесс ударной ионизации в сильном электрическом поле. В результате один фотон порождает большое количество электронов. Сильно поле E создаётся добавлением в структуру p-i-n ФД дополнительного перехода с обратным смещением.
Электроны в зоне проводимости приобретают кинетическую энергию, большую, чем ширина запрещённой зоны, и выбивают электроны из валентной зоны. В валентной зоне образуются дырки, в зоне проводимости вместо каждого «быстрого» электрона образуется 2 медленных. Ускоряясь в сильном поле E, они становятся «сильными» и вызывают повторную ударную ионизацию. Вместо 2 образуется 4, потом 8, затем 15. Процесс лавинного умножения достигается увеличением напряжения обратного смещения до значения, чуть меньшего напряжения пробоя ПП. При этом коэффициент умножения может достигать .
При низком напряжении смещения ЛФД работает как p-i-n ФД. Коэффициент умножения сильно зависит от температуры.
35. Методы модуляции оптической несущей
Модуляция оптического излучения (ОИ), которое является переносчиком данных, может быть осуществлено следующими способами:
Непосредственная модуляция
Непосредственная модуляция является одним из основных методов модуляции ОИ. Модуляция осуществляется путём управления током накачки ЛД.
Необходимо обеспечить стабильность рабочей точки и снизить нелинейность зависимость мощности излучения от тока, то есть нелинейность Ватт/амперной характеристики. Эти недостатки устраняются на основе управляемых источников оптического излучения. Они могут быть выполнены по принципу стабилизации мощности ОИ введением ООС по излучению и самонастройки.
Метод непосредственной модуляции имеет ряд существенных недостатков:
Модуляция с использованием поднесущей
Метод непосредственной модуляции требует использования дорогостоящих электронных компонентов из-за высокой частоты оптической несущей. Снизить частоты можно, используя поднесущую на частоте в диапазоне 10 МГц – 10 ГГц. Этой модулированной поднесущей можно затем модулировать основную несущую. Использование поднесущей необходимо при многоканальной модуляции в системах WDM.
Модуляция с использованием внешнего модулятора - Улучает характеристики и гибкость систем передачи.
Модуляция с использованием поднесущей и модулятора - В ней объединены 2 предыдущих метода.
36. Типы оптических модуляторов
Действия ОМ основано на использовании различных физических эффектов, получаемых при прохождении ОИ в средах, имеющих кристаллическую структуру. Широко используются акустооптические и электрооптические модуляторы (АОМ И ЭОМ).
Принцип действия АОМ основан на зависимости показателя преломления (ПП) оптически прозрачных материалов (ниобат лития ) от давления. Давление создаётся пьезокристаллом, наклеенным на акустооптический материал. Хватит. Акустическая волна создаёт в оптической среде структуру с периодически изменяющимся показателем преломления, которая выполняет роль дифракционной решётки. При этом осуществляется модуляция интенсивности ОИ.
В оптических модуляторах используются условия возникновения дифракции Брэгга. Быстродействие имеет порядок сек.
Достоинствами АОМ является простота реализации и надёжность.
Недостатки: нелинейность функции преобразования, уменьшение глубины модуляции с ростом частоты модуляции, смещение частоты модулированного излучения на величину акустической модулирующей частоты, невысокая эффективность дифракции (отношение интенсивности модулированного и исходного ОИ).
Принцип действия ЭОМ основан на использовании электрооптического эффекта в кристаллах. Под действие приложенного электрического поля изменяется ПП и состояние поляризации ОИ. Это проявляется в виде электрооптического эффекта Поккельса, при котором ПП кристалла изменяется пропорционально квадрату приложенного электрического поля. Аналогичное преобразование происходит при электрооптическом эффекте Керра. Линейный эффект Поккельса проявляется вращением плоскости поляризации световой волны при приложении напряжения к кристаллу в результате изменения ПП по осям x и y. В результате выполняется модуляция по интенсивности путём амплитудной модуляции подаваемого сигнала. Частота модуляции до 10 ГГц, глубина – 99,9%. Недостаток – использование высокого модулирующего напряжения.
Электрооптические модуляторы на основе интерферометра Маха-Цендера. На выходе интерферометра происходит модуляция ОИ по интенсивности ввиду интерференции его мод.
1 – электроды возбуждения бегущей волны.
2 – электроды напряжения смещения.
3 – дифференциально управляемые световоды.
Модулятор состоит из 2 идентичных плеч интерферометра. Распространяющиеся по ним моды в зависимости от приложенного к электродам напряжения и длины волновода приобретают сдвиг по фазе, пропорциональный амплитуде изменения показателя преломления.
Применяются модуляторы, использующие магнитооптический эффект – эффект Фарадея.
Если ОИ пропустить через кристалл, находящийся в магнитном поле, то в результате эффекта Фарадея происходит вращение плоскости поляризации света. Угол поворота пропорционален длине пути света в кристалле.
Перемагничивание, производимое переменным полем ячейки Фарадея, вызывает соответствующие изменения плоскости поляризации света, поступающего на анализатор.
Эффект Фарадея ярко выражен в редкоземельных элементах (итрий, тербий, диспрозий).
Особенностью МОМ (магнито-оптических модуляторов) является постоянство коэффициента удельного вращения плоскости поляризации в диапазоне длин волн 2 и 3 окон прозрачности.
37. Регенераторы оптического сигнала. Оптические усилители.
По методу восстановления оптического сигнала ретрансляторы делятся на повторители (регенераторы) и оптические усилителя.
Повторители преобразуют оптический сигнал в электрический, восстанавливает форму, амплитуду, длительность и временное положение. А затем электрический сигнал преобразуют в оптический.
Структура повторителя: ПРОМ -> регенератор -> ПОМ.
В регенераторе в силу особенностей функционирования ВТЧ появляется джиттер.
Оптический усилитель сразу производит усиление оптического сигнала и не способен производить его регенерацию.
ОУ усиливает как входной сигнал, так и шум.
Повторитель работает только с одним сигналом и не может быть использован в системах WDM.
ОУ может одновременно усиливать несколько оптических сигналов в пределах определённого диапазона длин волн из 3 окна прозрачности.
Эти устройства обеспечивают внутреннее усиление оптического сигнала без его преобразования в электрическую форму. Они используют принцип индуцированного излучения, аналогично лазерам. Существует пять типов оптических усилителей:
Усилители оснащаются плоским резонатором с зеркальными полупрозрачными стенками. Они обеспечивают высокий коэффициент усиления (до25 дБ) в очень узком (1,5 ГГц), но широко перестраиваемом (800 ГГц) спектральном диапазоне. Кроме этого, эти устройства не чувствительны к поляризации сигнала и характеризуются сильным подавлением боковых составляющих (ослабление на 20 дБ за пределами интервала в 5 ГГц). В силу своих характеристик, усилители Фабри-Перо идеально подходят для работы в качестве демультиплексоров, поскольку они могут всегда быть перестроены для усиления только одной определенной длины волны одного канала из входного многоканального WDM сигнала.
Стимулированное бриллюэновское рассеяние – это нелинейный эффект, возникающий в кремниевом волокне, когда Энергия от оптической волны на частоте, скажем, f1 переходит в энергию новой волны на смещенной частоте f2.
Если мощная накачка производится на частоте f1, стимулированное бриллюэновское рассеяние способно усиливать слабый входной сигнал на частоте f2. Выходной сигнал сосредоточен в узком диапазоне, что позволяет выбирать канал с погрешностью 1,5 ГГц.
Стимулированное рамановское рассеяние – также нелинейный эффект, который подобно бриллюэновскому рассеянию может использоваться для преобразования части энергии из мощной волны накачки в слабую сигнальную волну. Однако, при рамановском рассеянии частотный сдвиг между сигнальной волной и волной накачки (|f2-f1|) больше, а выходной спектральный диапазон усиления шире, что допускает усиление сразу нескольких каналов в WDM сигнале. Большие переходные помехи между усиливаемыми каналами представляют основную проблему при разработке таких усилителей.
Основу ППЛУ составляет активная среда, аналогичная той, которая используется в полупроводниковых лазерах. В ППЛУ отсутствуют зеркальные резонаторы, характерные для полупроводниковых лазеров. Для уменьшения френелевского отражения с обеих сторон активной среды наносится специальное покрытие толщиной λ/4 с согласованным показателем преломления, рис. 1.
Рис. 1. Полупроводниковый лазерный усилитель
Полупроводниковые лазерные усилители не получили столь широкого распространения, как усилители на примесном волокне. Дело в том, что ППЛУ свойственны два существенных недостатка.
Светоизлучающий активный слой имеет поперечный размер несколько микрон, но толщину в пределах одного микрона, что много меньше, чем диаметр светонесущей части оптического волокна (~ 9 мкм – для одномодового волокна). Вследствие этого большая часть светового потока из входящего волокна не попадает в активную область и теряется, что уменьшает КПД усилителя. Увеличить КПД можно, поставив между входящим волокном и активной средой линзу, но это приводит к усложнению конструкции.
Второй недостаток имеет более тонкую природу. Дело в том, что выход (коэффициент усиления) ППЛУ зависит от направления поляризации и может отличаться на 4-8 дБ для двух ортогональных поляризаций. Это нежелательно, так как в стандартном одномодовом волокне поляризация распространяемого светового сигнала не контролируется. Мощность светового потока данной поляризации может флуктуировать вдоль длины. Отсюда вытекает, что коэффициент усиления ППЛУ зависит от неконтролируемого фактора. Можно уменьшить эту зависимость от поляризации путем установки двух лазеров -возможно как параллельное (требуется пара разветвителей), так и последовательное их подключение. Но это снова приводит к усложнению конструкции и росту стоимости.
Два приведенных недостатка нивелируются в тех случаях, когда ППЛУ интегрирован с другими оптическими устройствами. И именно так преимущественно используются ППЛУ. Одна из возможностей – производство совмещенного с вето излучающего лазерного диода, непосредственно на выходе которого устанавливается ППЛУ.
На рис. 2 показана еще одна реализация источника мультиплексного многоволнового излучения, в котором ППЛУ используются в качестве широкополосного усилителя. Несколько узкополосных полупроводниковых лазеров на разных длинах волн генерируют световые сигналы, которые мультиплексируются и размножаются посредством оптического разветвителя. ППЛУ устанавливаются на конечном участке, чтобы усилить ослабленные после разветвления оптические мультиплексные сигналы.
Рис. 2. Источник мультиплексного излучения
Этот тип оптического усилителя наиболее широко распространен и является ключевым элементом в технологии полностью оптических сетей, поскольку он позволяет усиливать сигнал в широком спектральном диапазоне].
На рис. 3 приведена схема усилителя на примесном волокне. Слабый входной оптический сигнал (1) проходит через оптический изолятор (2), который пропускает свет в прямом направлении – слева направо, но не пропускает рассеянный свет в обратном направлении, далее проходит через блок фильтров (3), которые блокируют световой поток на длине волны накачки, но прозрачны к длине волны сигнала. Затем сигнал попадает в катушку с волокном, легированным примесью из редкоземельных элементов (4). Длина такого участка волокна составляет несколько метров. Этот участок волокна подвергается сильному непрерывному излучению полупроводникового лазера (5), установленного с противоположенной стороны, с более короткой длиной волны накачки. Свет от лазера накачки – волна накачки (б) – возбуждает атомы примесей. Возбужденные состояния имеют большое время релаксации, чтобы спонтанно перейти в основное состояние. Однако при наличии слабого сигнала происходит индуцированный переход атомов примесей из возбужденного состояния в основное с излучением света на той же длине волны и с той же самой фазой, что и повлекший это сигнал. Селективный разветвитель (7) перенаправляет усиленный полезный сигнал (8) в выходное волокно (9). Дополнительный оптический изолятор на выходе (10) предотвращает попадание обратного рассеянного сигнала из выходного сегмента в активную область оптического усилителя.
Рис 3 – Оптический усилитель на примесном волокне
Активной средой усилителя является одномодовое волокно, сердцевина которого легируется примесями редкоземельных элементов с целью создания трехуровневой атомной системы, рис. 4. Лазер накачки возбуждает электронную подсистему примесных атомов. В результате чего электроны с основного состояния (уровень А) переходят в возбужденное состояние (уровень В). Далее происходит релаксация электронов с уровня В на промежуточный уровень С. Когда заселенность уровня С становится достаточно высокой, так что образуется инверсная заселенность уровней А и С, то такая система способна индуцировано усиливать входной оптический сигнал в определенном диапазоне длин волн. Если же входной сигнал не нулевой, то происходит спонтанное излучение возбужденных атомов примесей, приводящее к шуму.
Рис 4 – Энергетическая диаграмма уровней атомной системы усилителя на примесном
Усилители EDFA
Особенности работы усилителя во многом зависят от типа примесей и от диапазона длин волн, в пределах которого он должен усиливать сигнал. Наиболее широко распространены усилители, в которых используется кремниевое волокно, легированное эрбием. Такие усилители получили название EDFA, Межатомное взаимодействие является причиной очень важного положительного фактора -уширения уровней, что, в конечном итоге, обеспечивает усилителю широкую зону усиления сигнала. В EDFA наиболее широкая зона усиления от 1530 до 1560 нм, соответствующая переходу hvcA, достигается при оптимальной длине волны лазера накачки 980 нм.
Усиление в другом окне прозрачности 1300 нм можно реализовать с использованием примесей празеодимия, однако такие оптические усилители не получили большого распространения.
Коэффициент усиления сигнала зависит от его входной амплитуды и длины волны. При малых входных сигналах амплитуда выходного сигнала линейно растет с ростом входного сигнала, коэффициент усиления достигает при этом своего максимального значения. Например, если входной сигнал 1 мкВт (-30 дБм), то выходной сигнал может быть на уровне 1 мВт (0 дБм), что соответствует усилению в 30 дБ. Но при большом входном сигнале сигнал на выходе достигает своего насыщения, что приводит к падению коэффициента усиления. Например, на той же длине волны входной сигнал 1 мВт приведет к генерации выходного сигнала 20 мВт в режиме насыщения, что будет соответствовать коэффициенту усиления всего лишь 13 дБ.
На рис. 5 показано, как ведет себя коэффициент усиления для EDFA в зависимости от длины волны и при различных значениях мощности входного сигнала. Уменьшение при мВт связано с насыщением усилителя. На кривой зависимости от длины волны при малых значениях мощности входного сигнала заметны минимумы и максимумы. Отсутствие плато в широком диапазоне длин волн (от 1530 до 1560 нм) заставляет дополнительно на линии из каскада оптических усилителей устанавливать эквалайзеры с целью выравнивания амплитуд мультиплексных сигналов разных длин волн. В то же время ведутся интенсивные исследования по выравниванию кривой усиления. Следует подчеркнуть, что построение усилителей с такими характеристиками не является непреодолимой задачей, но скорее требует тщательно отработанной технологии производства всех элементов усилителя.
Рис. 5. Коэффициент усиления кремниевого EDFA при различных значениях мощности входного оптического сигнала
Характерным для оптических усилителей является широкополосный собственный шум, рис. 6. Этот шум, которого избежать невозможно, главным образом связан со спонтанным излучением инверсно-заселенных уровней на примесных атомах.
Рис. 6. Мощность выходного сигнала и шума в EDFA
Усилители на фтор-цирконатной основе
Имеют более плоскую передаточную характеристику, в частности в диапазоне 1530-1540 нм, что позволяет использовать их в системах D-WDM.
Недостатком является достаточно высокий уровень шума.
38. Передача данных методом наложения.
Качество передачи двоичных сигналов определяется следующими показателями:
где – скорость модуляции линейного сигнала в тракте;
где – ошибка между значащими моментами.
Метод наложения (кодирования амплитуды)
Сигналы ПД подаются на канальные входы оконечных устройств ЦСП с ИКМ и стробируются последовательностью строб-импульсов.
Результирующий сигнал, состоящий из последовательностей строб-импульсов, соответствующих логической 1, вводится в линейный тракт. На приёме сигнал восстанавливается по огибающей принятой импульсной последовательности.
В данном методе строб-импульсы не синхронизированы с сигналом ПД. В результате ЗМ (значащие моменты) передаются с ошибкой, которая меньше периода строб-импульсов.
Коэффициент краевых искажений:
– длительность сигнала ПД.
Для достижения высокой точности передачи требуется большое число строб-импульсов. Данный метод не пригоден для систем с высокой скоростью модуляции из-за низкого использования пропускной способности цифровых каналов. Ошибки не размножаются.
39. Передача данных методом скользящего индекса
Метод основан на передаче информации о наличии ЗМ в сигнале ПД и его положении в интервале времени между двумя тактовыми импульсами. Эта информация содержится в символах. Первый символ передаёт информацию о наличии или отсутствии ЗМ. Второй указывает на направление этого изменения (из 1 в 0 или из 0 в 1). Остальные символа определяют положение ЗМ между двумя тактовыми импульсами считывания.
Интервал времени между двумя тактовыми импульсами с помощью строб-импульсов делится на подинтервала. В результате краевые искажения составляют
Положение импульсных последовательностей также не синхронизировано с сигналами ПД, что приводит к их «скольжению» по временной оси. Коэффициент размножения ошибок составляет .
Из методы по курсовому:
На кодер, в котором реализуется способ СИ, поступают две управляющие последовательности импульсов, частоты следования которых равны и .
Первый символ в кодовой группе равен “единице” при появлении любого фронта импульса дискретного сигнала, один символ используется для передачи характера фронта сигнала, остальные символы - для передачи расположения фронта дискретного сигнала по отношению к тактовым импульсам канального цифрового сигнала. Номер подынтервала, в котором наблюдается фронт имульса дискретного сигнала, кодируется натуральным арифметическим кодом. Если для передачи расположения фронта используется один символ, то точность передачи и максимальная величина фазовых дрожаний равны половине тактового интервала, если два, то максимальная величина фазовых дрожаний равна четвертой части тактового интервала и т.д. Начало кодовой группы – это всегда “единица”. Положения этих стартовых символов не синхронизированы с последовательностью тактовых импульсов канального сигнала. Это вызывает скольжение стартового символа по временной оси, отсюда название способа.
При использовании в кодере способа СИ максимальная абсолютная величина фазовых дрожаний при передаче дискретного сигнала равна
,
где - период следования тактовых импульсов канального цифрового сигнала.
Способ СИ может быть реализован в кодере при условии, что .
Относительная величина фазовых дрожаний будет равна
.
Примем , тогда .
Минимальное значение количества битов в кодовом слове равно трем. Следует подставить это значение в вышеприведенную формулу и рассчитать величину фазовых дрожаний. Если рассчитанное значение фазовых дрожаний меньше допустимого, то для реализации способа СИ достаточно иметь кодовые группы с числом битов, равным трем. Если полученное значение больше допустимого, то необходимо более точно передавать положение фронта дискретного сигнала и использовать в кодере число битов, равное четырем и т.д.
Минимальное значение частоты следования кодовых групп следует принять равным .
Коэффициент использования пропускной способности цифрового канала может быть рассчитан по формуле
.
Способ СИ характеризуется размножением ошибок, т.е. одиночные ошибки (сбои символов) в групповом цифровом тракте системы передачи вызывают более чем одну ошибку в дискретном сигнале на приеме. Коэффициент размножения ошибок при средней длительности импульса дискретного сигнала равен .
40. Передача данных методом фиксированного индекса
Отличается принципом передачи информации о ЗМ сигнала ПД и направлении изменения полярности импульса в фиксированные моменты времени.
ЗМ характеризуется дополнительной комбинацией из символов, которая определяет их положение относительно опорных импульсов. Период опорных импульсов выбирается так, чтобы при любом единичном элементе ПД между двумя опорными импульсами наблюдалось не более 1 перехода в сигнале ПД.
Строб-импульсы, определяющие положение ЗМ, делят интервал между двумя опорными импульсами на подынтервал.
Частота импульсов считывания равна тактовой частоте в цифровом тракте.
Коэффициент размножения ошибок меньше, чем при методе скользящего индекса, однако недостатком является ограничение пропускной способности канала по сравнению с методом СИ.
Из методы по курсовому:
Способ ФИ также основан на передаче информации о временных положениях фронта дискретного сигнала с помощью кодовых групп, состоящих не менее чем из трех символов. Но кодовые группы формируются в фиксированные моменты времени, определяемые управляющими сигналами ЦСП. При этом на кодер, в котором реализуется способ ФИ, должны поступать от генераторной аппаратуры ЦСП три управляющие последовательности, частоты следования импульсов которых равны
, и .
Допустим, число битов в кодовой группе кодера равно трем. При передаче информации о положении фронта дискретного сигнала первый символ в кодовой группе имеет значение “1”, если наблюдался передний фронт сигнала, и “0”, если наблюдался задний фронт сигнала. Следующие два символа передают в простом двоичном коде информацию о номере подынтервала, в котором наблюдался фронт дискретного сигнала, таких подынтервалов только три. При отсутствии фронта импульса дискретного сигнала формируется кодовая группа, первый символ которой совпадает по своему значению со значением дискретного сигнала (“0”, если в дискретном сигнале пробел, и “1”, если передавался импульс дискретного сигнала). Следующие два символа кодовой группы равны при этом “единицам”.
Относительная величина фазовых дрожаний при использовании способа ФИ равна
.
Для определения величины числа битов в кодовой группе следует рассчитать значение фазовых дрожаний при минимальном числе битов. Сравнить рассчитанное значение с допустимым и, если качество передачи не соответствует требованиям, увеличить число битов до четырех и опять рассчитать значение фазовых дрожаний и т.д.
Минимальное значение частоты следования кодовых групп следует принять равным .
Коэффициент использования пропускной способности цифрового канала может быть рассчитан по формуле
.
Для способа ФИ коэффициент размножения ошибок равен значению m.