Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Зміст
Вступ………………………………………………………………………………………4
1. Огляд різноманітних методів помноження частоти на
напівпровідникових приладах………………………………………………...………5
2. Розробка і розрахунок помножувача частоти на ЛПД
2.1. Принцип роботи ЛПД………………………………………………….…..…..11
2.2. Конструкція ЛПД……………………………………………………………….12
2.3. Розрахунок помножувача частоти на ЛПД………………………………...18
Висновки....……………………………………………………………………………...25
Список літератури……………………………………………………………….……..26
Додаток……………………………………………………………………………….…27
Реферат
У звіті з переддипломної практики подані результати моделювання помножувача частоти міліметрового діапазону з малим коефіцієнтом втрат на помноження. Особливістю приладу, що моделюється є велика кратність помноження, що дозволяє використовувати в системах НВЧ високостабільні і переналагоджувальні в широкому діапазоні генератори низьких частот. Це веде до спрощення і підвищення технічних характеристик приладів. Результати проведених теоретичних досліджень підтверджують слушність обраного напрямку побудови помножувача частоти і можливість здійснення простого переносу спектра сигналу з частот від декількох ГГц до сотень ГГц.
Вступ
Метою роботи є розробка і розрахунок помножувача частоти великої кратності міліметрового діапазону з малими втратами на помноження на основі ЛПД.
Необхідність створення таких помножувачів обумовлена тим, що на частотах міліметрового діапазону створення високостабільних генераторів являє собою достатньо складну задачу. На відносно низьких частотах ці задачі вирішуються просто. Виникає необхідність помноження частоти з малими втратами, великою кратністю, а також із зберіганням спектральної характеристики вхідного сигналу. Така задача може бути вирішена на основі ЛПД, у якому, через сильну нелінійність лавини, при подачі на кристал синусоїдального сигналу, поблизу максимумів напруг з'являється гострий пік струму, багатий гармонійними складовими. Якщо підібрати довжину кристала таким чином, що вихідна помножена частота буде лежати в області від’ємної провідності діода, то відбувається підсилення вихідного сигналу, що призводить до зниження втрат на помноження. У даній роботі методом математичного моделювання досліджується робота такого типу помножувача. Для опису процесів у кристалі використовується локально-польова модель ЛПД, у якій швидкість і час переходу між долинами станів рахується миттєвою функцією прикладеного поля. Зовнішня схема вихідного ланцюга вибирався у виді коливального контуру або ланцюжки контурів; і рівняння коливальних контурів вирішуються разом із рівняннями, що описують ЛПД.
1. Огляд різноманітних методів помноження частоти на напівпровідникових приладах
У помножувачах частоти на напівпровідникових приладах (мал.1.1) використовуються явища й ефекти, що призводять до нелінійних опорів або нелінійних ємностей (помножувачі NR- і NC-типів).
Мал. 1.1. Класифікація помножувачів частоти на напівпровідникових приладах
У діодних помножувачах частоти типу NR (ДПЧ) поява гармонік пов'язано з випрямленням (детектуванням) вхідного сигналу, причому в якості детекторів частіше застосовуються діоди з прижимним контактом і діоди з бар'єром Шоттки.
Якщо вольт-амперна характеристика діоду являє собою функцію струму, що не зменшується, від напруги, то при ідеальному випрямленні коефіцієнт передачі потужності основної частоти в потужність гармоніки не може перевищувати 1/n2:
де n - номер гармоніки, що виділяється; Рвих - потужність n-ої гармоніки в навантаженні; Рвх— потужність основної частоти (на вході помножувача); h - коефіцієнт передачі потужності .
ТАБЛИЦЯ 1.1
n 2 3 4 5 6 7 8 9 10hmax
0,25 0,11 0,063 0,04 0,027 0,02 0,0156 0,0123 0,01Lmin, дБ
6 9,6 12 14 15,7 16,9 18,1 19,1 20У табл.1.1 приводяться значення hmax і відповідно мінімальні втрати перетворення Lmin для ідеального випрямлення:
L=10Lg (Рвх/Рвих)=10Lg 1/h (дБ).
Низький коефіцієнт передачі помножувача на нелінійному опорі діода пояснюється тим, що тут відповідно до самого принципу помноження частоти, виділення потужності потрібної гармоніки, неминуче пов'язано з розсіюванням потужності постійного струму. З урахуванням втрат у діоді й елементах схеми помножувача коефіцієнт передачі значно нижче 1/n2.
Для помножувачів на нелінійному опорі характерне різке зменшення коефіцієнта передачі з ростом номера гармоніки, що виділяється (табл.1.1).
До діодних помножувачів частоти NR-типу можна віднести й помножувачі на тунельних діодах (ТД), що не одержали, проте, широкого поширення через низький рівень вихідної потужності. Істотною хибою помножувачів на ТД є складність їх стикування з кварцовими генераторами, (ТД насичуються при малій вхідній потужності), що практично виключає можливість одержання високої стабільності частоти гармонік.
У транзисторних помножувачах частоти типу NR (ТПЧ) для одержання гармонік основної частоти використовуються нижня і верхня відсічки струму. Для помноження частоти зручніше усього користуватися нелінійною залежністю струму колектора від напруги на емітері при відносно великих сигналах, що призводить до появи в колекторному ланцюзі гармонійних складового струму. Напруга основної частоти, що підлягає помноженню, звичайно вводиться в ланцюг емітера (схема з загальною базою), оскільки параметри транзистора сильно залежать від струму емітера. Помножувачі на транзисторах мають високий коефіцієнт передачі по потужності і напрузі (за рахунок підсилювальних властивостей транзистора), компактні і економічні.
До хиб ТПЧ варто віднести невелику можливу вхідну потужність і обмежену частоту реалізованої гармоніки, обумовлену частотними можливостями транзистора. Крім того, у ряді випадків важко забезпечити оптимальний кут відсічки через недостатній розмір допустимої зворотної напруги на емітерному переході, а також виникають перекручування форми імпульсу колекторного струму за рахунок інерційності транзистора.
Помножувачі цього типу доцільно використовувати на частотах до декількох сотень мегагерц. На більш високих частотах помножувачі на транзисторах можна ефективно застосовувати в сполученні з ВПЧ. Велике поширення на практику одержав, наприклад, варіант, коли генератор і помножувачі на транзисторах використовуються в якості джерела потужного вхідного сигналу частоти 100-150 МГц для наступного варакторного помноження частоти.
Більш ефективним типом напівпровідникового помножувача частоти буде такий пристрій, у якому частина вхідної потужності не перетвориться в потужність постійного струму. Нелінійним елементом в помножувачах частоти може використовуватись або нелінійний опір, що не є уніполярним, або нелінійна реактивність. У якості останньої може успішно застосовуватися ємність замкненого р-n - переходу спеціальних напівпровідникових діодів. Помноження частоти на нелінійному опорі замкненого діоду неефективно, тому, що в області допустимих обернених напруг нелінійність опору переходу виражена слабко.
Можливість виділення гармонійних складових у нелінійно-ємнісних помножувачах (NС-типу) пов'язана з залежністю ємності від прикладеного до р-n - переходу напруги.
Насправді, якщо ємність є функцією напруги, то залежності заряду і струму від напруги
будуть нелінійними, що призведе до перекручування форми вхідного сигналу і появі гармонік основної частоти. Гармонійні складові можуть бути виділені за допомогою частотно-вибіркових ланцюгів (фільтрів). У цьому і полягає принцип помноження частоти на нелінійній ємності .
Оскільки на нелінійній реактивності без втрат і при однозначній залежності заряду від напруги потужність не розсіюється, сума потужностей на всіх частотах повинна бути ріва нулю, тобто
Цей висновок безпосередньо випливає з закону збереження енергії.
Отже, в помножувачі на нелінійній ємності при зроблених допущеннях теоретично може бути отриманий коефіцієнт передачі, рівний одиниці (уся потужність основної частоти перетвориться в потужність гармоніки). При цьому коефіцієнт передачі не буде залежати від номера гармоніки, рівня вхідної потужності і виду вольт-фарадної характеристики нелінійного елементу.
Помножувачі на нелінійному опорі напівпровідникових діодів застосовуються порівняно рідко і, як правило, при малих рівнях вхідної потужності. Крім того, помножувачі цього типу в приладах НВЧ потребують ретельного попереднього налагодження, а самі нелінійні опори не відрізняються високою стабільністю характеристик.
У транзисторно-параметричних помножувачах частоти (ТППЧ) використовується нелінійна ємність колекторного переходу транзисторів. При подачі вхідного сигналу прикладена до переходу колектор – база, напруга модулює ємність колекторного переходу, що викликає параметричну генерацію гармонік. Транзистор тут виконує одночасно дві функції: підсилювача потужності вхідного сигналу і варакторного помножувача на ємності переходу колектор - база. На відміну від помножувачів на транзисторах з відсічкою струму колектора в даному випадку гранична частота гармоніки, що виділяється, може істотно перевищувати граничну частоту транзистора.
Принципи побудови схем ТППЧ і методи їхнього аналізу мають багато загального з варакторними помножувачами частоти. На практиці знайшли застосування помножувачі цього типу на відносно потужних і малопотужних транзисторах. Останні, наприклад, можуть забезпечувати коливальну потужність гармоніки, що виділяється порядку 10 мВт на частотах до 1,5 ГГц, що дозволяє ефективно їх використовувати в якості простих, економічних і надійних гетеродинів приймачів дециметрового діапазону.
Ці методи є ефективними лише при помноженні в 2-4 рази, і для створення високоефективних генераторів у мм-діапазоні при помноженні від високостабільних кварцових генераторів потрібно занадто багато каскадів помноження.
У останні роки широке поширення одержали помножувачі частоти на діодах із накопиченням заряду (ДНЗ). У ДНЗ для генерації гармонік використовується режим із відмиканням переходу. При цьому інжектовані в позитивний півперіод напруги на діоді неосновні носії не встигають рекомбінувати (час їхнього життя tр перевищує півперіод сигналу). У результаті накопичення заряду неосновних носіїв при зміні полярності вхідної напруги протягом деякого часу (часу встановлення) перехід залишається практично провідний і обернений струм досягає значної величини. Потім наступає фаза відновлення оберненого опору tв і струм через діод різко зменшується. Таким чином, у ДНЗ залежність i(t) має яскраво виражену нелінійність і форма кривої струму виявляється насиченою гармонійними складовими основної частоти. Насиченість спектру струму гармоніками в ДНЗ збільшується при зменшенні часу відновлення. Саме такий режим найбільш цікавий з погляду використання у ВПЧ.
ДНЗ у порівнянні зі звичайними варакторами мають дві істотних переваги: 1) можливість роботи при значних рівнях вхідної потужності (від одиниць до декількох десятків ватів) із достатньо високою ефективністю; 2) однокаскадне генерування гармонік високого порядку з меншими втратами перетворення, чим у варакторів, до частот 10 ГГц і вище( fвх =200 МГц, n=10, Рвх=0,5 Вт, Рвих=0,06 Вт, h=0,12).
До помножувачів на ДНЗ безпосередньо відносяться помножувачі частоти на діодах з ефектом змикання переходу (ЕЗП-діоди).
Перспективним вбачається також метод радіоімпульсного помноження на ЛПД, у якому достатньо гострий імпульс струму, обумовлений подачею на ЛПД сигналу відносно низької частоти, стимулює самозбудження на високій частоті або посилення на від’ємному опорі лавино-пролітного діода виділеного високочастотного сигналу.
2. Розробка і розрахунок помножувача частоти на ЛПД
2.1. Принцип роботи ЛПД
Принцип роботи лавино-пролітного діода оснований на виникненні від’ємної провідності в діапазоні надвисоких частот, що обумовлено процесами лавинного помноження носіїв і їхнього прольоту через напівпровідникову структуру. Поява від’ємної провідності пов'язана з тимчасовим запізнюванням цих двох процесів, що призводять до фазового зсуву між струмом і напругою. "Лавинне запізнювання " з'являється за рахунок кінцевого часу наростання лавинного струму, а "пролітне запізнювання" -за рахунок кінцевого часу прольоту носіями області дрейфу. Провідність діода від’ємна на деякій частоті, коли сума цих часів дорівнює півперіоду сигналу низької частоти. Виникаюча за рахунок пролітних ефектів у напівпровідникових діодах від’ємна провідність уперше була отримана в 1954 році Шоклі, який вважав, що двоконтактні прилади через свою структурну простоту мають потенційні переваги в порівнянні з триконтактними - транзисторами.
В даний час лавино-пролітний діод є одним із самих потужних твердотільних джерел НВЧ-випромінювання. ЛПД можуть генерувати в неперервному режимі найбільшу потужність у міліметровому діапазоні хвиль. Проте необхідно відзначити складності, з якими зіштовхуються при роботі ЛПД у зовнішньому ланцюгу: високий рівень шуму; необхідність ретельного розрахунку ланцюгів (щоб уникнути розладу або навіть перегоряння діоду, оскільки велика реактивність і сильно залежить від амплітуди осциляцій). Родинним ЛПД приладом є також пролітний діод із захопленим об'ємним зарядом лавини. Робоча частота цього приладу набагато менше пролітної, але К.К.Д. значно вище, чим у ЛПД. У результаті теоретичних досліджень було встановлено, що при роботі в режимі великого сигналу лавинний процес починається в області високого поля, а потім швидко поширюється на весь зразок, у результаті чого останній заповнюється електронно-дірковою плазмою, що проводить, просторовий заряд якої знижує напругу на діоді до дуже малих величин. Тому, що плазма не може бути просто вилучена з приладу, тому цей режим роботи називається режимом із захопленим об'ємним зарядом лавини. Пролітні діоди застосовуються в імпульсних передавачах і в радарах із фазованими решітками.
2.2. Конструкція ЛПД
Діодний проміжок ЛПД являє собою багатошарову напівпровідникову структуру зі складним профілем легування. У залежності від профілю легування можна виділити декілька типів ЛПД, наприклад 2-шарові діоди n-p-типу (мал. 2.1, а), 3-шарові p+-n-n+-типу (мал. 2.1, б), 4- n+-p-i-p+-типу або діоди Ріда (мал. 2.1, в), 4-шарові р+-p-n-n+-типу (мал. 2.1, г), із бар'єром Шоттки ( мал. 2.1, д).
Широке поширення одержали ЛПД із структурою p+-n-n+-типу, у якій концентрація домішок в n-шарі вибирається таким чином, щоб межа запірного прошарку p-n переходу “дотягалася” до межі діодного проміжку, тобто l=L, що є умовою “проколу” діода. Трикутний розподіл електричного поля в цій структурі є характерним для ЛПД усіх відомих типів. ККД таких структур на кремнії порядку 10%. Однією з можливостей збільшення ККД лавино-пролітного діода є використання структури типу р+-p-n-n+, що одержав назву двопролітної структури.
E E
EПР EПР
L d
X X
n p p+ n n+
a) б)
Е E
ЕПР ЕПР
L L
Х Х
n+ p i p+ p + p n n+
в) г)
Е
ЕПР
d
L
X
Ме n n+
д)
Мал.2.1.Розподіл електричного поля в діодному проміжку ЛПД
У такій структурі лавинна область розташовується в середині між двома пролітними областями для електронів і дірок і в енергообміні беруть участь обидва типи носіїв. Структура являє собою як би два послідовно включених ЛПД, тому зростає не тільки ефективність, але й опір діода, це у свою чергу дозволяє збільшити площу структури і вихідної потужності.
Ця діодна структура отримана за допомогою подвійної епітаксії. При виготовленні ЛПД-структур необхідно забезпечити високу точність легування: переходи між областями n+, n , p і р+ повинні бути дуже різкими, а товщина n і р - області і концентрація в них домішок заданими з точністю до декількох відсотків. Щоб уникнути небажаного послідовного опору, n+ і р+ - області повинні бути по можливості тонкими і сильнолегованими. Спочатку необхідно вибрати підкладку. Для забезпечення однорідності параметрів виготовлених приладів підкладка повинна бути монокристалічною із низькою концентрацією дефектів. Робочу поверхню шляхом механічного або хімічного полірування варто довести до дзеркального стану. Концентрація легуючої домішки не повинна перевершувати розчинності домішки в кремнії у твердій фазі. Звичайно використовуваними донорними домішками в кремнії служать миш'як і фосфор, а акцепторною домішкою служить бор.
Всі процеси епітаксіального нарощування в кремнії засновані на використанні парофазних реакцій. У якості вихідних матеріалів звичайно застосовують Si2H2Cl2 і SiH4. При високій температурі в атмосфері водню ці з'єднання розкладаються з утворенням Si, Н2 і НСl. Для одержання однорідних монокристалічних прошарків необхідно підтримувати температуру підкладки в жорстко обмеженому інтервалі температур, різноманітному для кожного з вищезгаданих вихідних з'єднань. Швидкість епітаксіального нарощування сильно залежить від температури і тому надзвичайно важливе точне завдання температури й однорідність її розподілу по всій площі пластини. Велике значення також має точна підтримка заданої швидкості потоків газів, що беруть участь у реакції. Для введення легуючої домішки в плівку, що вирощується, використовують декілька методів, одним із них є легування з газів і парів з'єднань, що містять домішки. Введення домішок до складу газоподібних речовин провадитися з використанням фосфіна РН3, арсіна АsH3, діборана В2Н6 і деяких інших газів, що добавляються у водень або інертні гази в концентраціях від 10-4 до 1%, і ця низька концентрація повинна добре підтримуватися. Після виготовлення напівпровідникової структури здійснюють металізацію.
При виборі металізованого покриття істотні два основних поняття. По-перше, використовуваний метал (або метали) повинний утворювати омічний контакт із дуже малим перехідним опором. По-друге, металізація повинна призводити до створення надійного приладу. При виготовленні НВЧ-приладів застосовують комбінації типу Сг-Аu або Тi-Аu. Обидві комбінації мають хорошу адгезію, забезпечують дуже низькі контактні опори і до них легко приєднати контакти. Проте при підвищених температурах спостерігається перенос матеріалу, що призводить до катастрофічних результатів. Один із методів рішення проблем, пов'язаних із взаємною дифузією металів, заснований на застосуванні бар'єрного металу, що розділяє прошарок власне-контактного металу від зовнішнього прошарку з інертного металу - золота. Відмінними бар'єрами, що розділяють метали один від одного, є паладій і платина.
Виготовлений діод монтують у НВЧ - корпус. Корпус забезпечує захист кристала від впливів навколишнього середовища. Основні вимоги, якою повинна задовольняти конструкція корпуса, полягає в забезпеченні малих значень паразитних параметрів СК і Lк і малого теплового опору. Перша вимога стає вирішальною у більш високочастотному діапазоні, коли значення паразитної ємності має порядок активної області діодної структури, друга вимога грає основну роль у більш низькочастотному діапазоні при роботі діода з високими рівнями потужності. Звичайно застосовують металокерамічні корпуса з використанням чопа з високоглинистої кераміки з e = 9-10, що забезпечують жорсткі вимоги до механічної і кліматичної стійкості. Типова структура корпуса показана на малюнку 2.2.
Мал.2.2. Металокерамічний корпус діоду:
1 - тримач, 2 - шайба припою, 3 - втулка, 4 - шайба припою, 5 - кришка, 6 - фланець, 7 - кристал.
Одночасне зниження L і С досягається тільки при зменшенні висоти і діаметра ізоляційного чопа. Мінімальні значення L і С у корпусах такого типу складає відповідно 0,15 нГн і 0,25пФ при найменших габаритах.
Зниження теплового опору досягається використанням у якості кристалотримача матеріалу з високою теплопровідністю, зокрема міді. Одержання узгодженого прошарку кераміки з міддю досягається при використанні компенсуючих каблучок з ковара. Приєднання кристалу до тримача здійснюється або паянням, або за рахунок утворення зв’язку напівпровідника з золотим покриттям тримача. Останній засіб знижує тепловий опір конструкції через відсутність припою, що має гіршу теплопровідність у порівнянні з іншими елементами конструкції.
Для створення між контактними площадками кристалу і корпусу надійного при різноманітних умовах експлуатації електричного контакту використовуються тонкі золоті дротики, що приєднуються за допомогою мікроконтактного зварювання. Після складання, корпус перевіряють на герметичність. Корпус рахується герметичним при натіканні гелію не більш
При використанні ЛПД в помножувачі частоти корпус виконує також роль коливального системи з L і С. Ця система на принциповій електричній схемі являє собою два контури: настроєний на вихідну частоту і настроєний на субгармоніку вхідної частоти.
2.3. Розрахунок помножувача частоти на ЛПД
У даному розділі проведені теоретичні дослідження роботи помножувача частоти високої кратності міліметрового діапазону. Електрична принципова схема помножувача частоти на ЛПД подана на мал.2.3. зворотна напруга діода задається постійною напругою V0; на постійну напругу накладається змінний сигнал V1sin(wВХt) , у результаті на невеличкій частині періоду НЧ-сигналу напруга, прикладена до діода, перевищує пробивну й утвориться лавина, що призводить до появи імпульсу струму через діод, що містить множину гармонік. Для одержання більш гострого імпульсу на змінну напругу накладається напруга другої гармоніки, відповідно зфазована. Потужність другої гармоніки можна одержати шляхом відбитття на кристал помноженого в два рази змінного сигналу. На схемі потужність другої гармоніки подана джерелом змінного сигналу V2sin(2wВХt+j). Коливальний контур низької частоти визначає посилення вхідного сигналу: тому що добротність вихідного контуру мала, то в ньому присутнє не тільки nwВх , але і (n+1)wВх і (n-1)wВх: і внаслідок сильної нелінійності процесу з'являється негативна параметрична провідність на різницевій частоті wВх. У вихідному ланцюзі вводитися коливальний контур, настроєний на частоту вдвічі нижче вихідний. Спочатку з'являється від’ємна провідність на цій субгармоніці, а потім, внаслідок нелінійних властивостей, і на вихідній частоті, завдяки чому відбувається підсилення вихідного сигналу.
Дані дослідження будуть проводитися на основі локально-польової моделі ЛПД у режимі заданої напруги методом математичного моделювання на ЕОМ.
RS VD
V2
V1 L3 C3 R3
L2 C2 R2
V0
L1 C1 R1
Мал. 2.3.Схема електрична принципова помножувача частоти.
Основні рівняння, що описують ЛПД , мають вид:
(2.10)
(2.9)
(2.8)
(2.7)
(2.6)
(2.5)
(2.4)
(2.3)
(2.2)
(2.1)
(2.11)
де j1 - густина потоку дірок;
j2 - густина потоку електронів;
U1 - швидкість дірок;
U2 - швидкість електронів;
gf -швидкість генерації електронно-дірочних пар, обумовлена
електричним полем;
- густина рухливих зарядів дірок і електронів ;
- густина акцепторів і донорів;
Е - напруженість електричного поля;
Vд - напруга, прикладена безпосередньо до активного прошарку
кристалу;
iд – повний струм через діод;
V – напруга, прикладена до діода;
Rs - омічний опір діода;
D1, D2 - коефіцієнти дифузії для дірок і електронів;
L - довжина кристала;
- рухливість дірок і електронів ;
Uн1, Uн2 - швидкість насичення дірок і електронів ;
iki - находяться з рішення рівнянь коливальних контурів, що мають вид:
(2.12)
i=1, 2, 3.
Граничні умови мають вид:
(2.18)
(2.17)
(2.16)
(2.15)
(2.14)
(2.13)
Початкові умови :
(2.19)
pNа;
(2.20)
nNд;Vд=V0;
(2.21)
Iki=0;
(2.22)
де Nа, Nд - концентрація акцепторів і донорів
a - коефіцієнт, що дорівнює 1.
У даній задачі проводитися розкладання повного струму через діод у ряд Фур'є, що дозволяє точно визначити потужність діода змінного сигналу, що визначається підвідною потужністю і параметричним посиленням вхідного сигналу. Крім того для визначення вихідної потужності проводитися розкладання струму в вихідному навантаженні в ряд Фур'є. Це дозволяє визначити потужність усіх гармонійних складових у спектрі вихідного сигналу. Слід зазначити, що для ЛПД вірніше було б задавати струм через діод і знаходити при цьому напругу на клемах діоду. Проте, як показали попередні розрахунки, у цьому випадку виникають істотні складності при обчислювальні. Тому була обрана схема розрахунку заданої напруги. Запис вихідних рівнянь припускає такі основні нормування:
де V1, V2, E1, t, n, p - ненормовані значення швидкості, напруженості електричного поля, часу і густини рухливих зарядів відповідно, причому передбачається що дозволяє виключити коефіцієнт в рівнянні Пуассона. У розрахунках задаються такі параметри:
Vн1= см/с;
Vн2= см/с;
Оскільки невідомі достатньо достовірні дані про розмір коефіцієнтів дифузії в сильних полях , то коефіцієнтах дифузії дірок і електронів можна вважати одинаковими:
D1=15 см2/с;
D2=15 см2/с;
Двопролітні діоди характеризуються великим значенням активної складової імпедансу і меншим значенням реактивної складової, що дозволяє працювати при великих значеннях омічного опору контакту і полегшує узгодження з електродинамічною системою. Пропонувалося, що легування донорами по всієї довжині однакове, а в р-області легування акцепторами в два рази більше легування донорами, а на p-n переході воно стає рівним нулю. Довжина переходу складала чверть довжини кристала, а p- і n- області рівні між собою. Така структура була обрана внаслідок того, що контактні розрахунки діодів, у яких відношення довжин р- і n- областей пропорційно відношенню швидкостей дірок і електронів, не показали помітного покращення в ККД у порівнянні з діодами з однаковими довжинами р- і n- областей.
Розрахунки проводилися за допомогою програми, написаної на мові програмування «Pascal».
У даній роботі розрахунки проводились при таких параметрах: вхідна частота fВХ=6.5 ГГц, а вихідна частота fВИХ=100 ГГц; довжина діода L=0.72 мкм; легування акцепторів у лівій половині діода NA=1.85×1017 см-3 , а легування донорами по всієї довжині кристалу NД=0.92×1017 см-3; омічний опір контактів діода RS=0.9×10-5 Ом×см2 . Ми одержали такі значення цих параметрів, при яких спостерігається помноження: V0=24 В, V1=12 В, V2=6 В; L1=6.9×10-17 Гн×см2, С1=3.36×10-8 Ф/см2, R1=2.35×10-4 Ом×см2 (контур, настроєний на вихідну частоту); L2=8.25×10-17 Гн×см2, С2=6.3×10-8 Ф/см2, R2=2.65×10-3 Ом×см2 (контур, настроєний на другу субгармоніку вихідної частоти); L3=1.57×10-15 Гн×см2, С3=3.8×10-7 Ф/см2, R3=5.9×10-3 Ом×см2 (контур, настроєний на вхідну частоту).
При даних параметрах ми одержали наступні результати: середній струм через діод складає 7.4×104 А/см2, потужність змінного сигналу дорівнює 105 Вт/см2, потужність 15-ой гармоніки в навантаженні вихідного контуру дорівнює 1.9×103 Вт/см2. Цим даним відповідають графіки, приведені на мал.2.4. Втрати потужності на помноження складають 19 дБ. При подальшому зменшенні R1 втрати потужності на помноження зростають і при R1=4.72×10-5 Ом×см2 вони складають 24 дБ. Графіки преведені на мал.2.5. Можна сказати, що при даному значенні R1 помноження ще не відбувається. При збільшенні R1 відбувається змикання, тобто ми маємо ситуацію коли коливання у вихідному контурі ще не загаснули, а вже надходить наступний імпульс струму. У цьому випадку немає синхронізації вихідного сигналу вхідним відносно низькочастотного сигналу. Це відображається на мал.2.6.
Планується дослідження залежностей параметрів помножувача в залежності від R2 та R3.
Висновки
У ході передипломної практики було проведено математичне моделювання роботи помножувача частоти великої кратності на основі ЛПД із метою одержання високостабільних коливань у короткохвильовій частині міліметрового діапазону хвиль. Досліджувався вплив зовнішньої електро-динамічної системи на вихідні характеристики помножувача.
Попередні розрахунки показали можливість використання ЛПД у якості помножувача частоти великої кратності, що дозволяє одержати, практично зі зберіганням спектру вхідного сигналу, помноження в 15 разів з втратами потужності порядку 19 дБ.
Отримано помноження частоти в 15 разів () і при цьому втрати на помноження складають 24 дБ при , де - опір у вихідному контурі. При збільшенні до мінімальні втрати на помноження зменшуються і складають 19 дБ.
При подальшому збільшенні R1 відбувається змикання, тобто ми маємо ситуацію коли коливання у вихідному контурі ще не згаснули, а вже надходить наступний імпульс струму. У цьому випадку немає синхронізації вихідного сигналу вхідним відносно низькочастотного сигналу.
Список літератури1.Пильдон В.И. Полупроводниковые умножительные диоды . - М. : Радио и
связь, 1981.-136.,ил.
2.Красноголовый Б.Н. Плавский Н.Г. Варакторные умножители частоты. –
Минск: Изд-во Белорус. ун-та им. В.И.Ленина, 1979, с. 287.
3.Давыдова Н.С. Данюшевский Ю.З. Диодные генераторы и усилители
СВЧ . -М. : Радио и связь, 1986. - 184 с., ил.
4.Полупроводниковые приборы в схемах СВЧ / Под ред. М. Хауэса,
Д. Моргана. - М. : Мир, 1979. – 448 с.
5.Белоусов Н. П. Гудзь И. А. Новожилов В. В. Чайка В. Е. Исследование
характеристик кремниевых ЛПД в коротковолновой части миллиметрового диапазона – Электронная техника, Серия 1, Электроника СВЧ, Выпуск 2, 1979г.
Додаток
Мал. 2.4.
Мал. 2.5.
Мал. 2.6.