Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
емиход Д.Д.
Конспект лекций по дисциплине “Каналообразующие устройства”, 2010 53
|
[1] Перечень лекций [2] Содержание [3] Перечень применяемых сокращений [4] (4 часа) Назначение, основные параметры и состав каналообразующих устройств [4.1] Сигналы и спектры [4.1.1] Типы сигналов [4.1.1.1] Аналоговые сигналы [4.1.1.2] Дискретные сигналы [4.1.2] Спектры сигналов [4.1.3] Передача сигналов по линиям связи [4.2] Типовая схема передачи данных [4.3] Структурная схема цифровой системы передачи данных и основные преобразования [4.3.1] Формирователь импульсов [4.3.2] Кодирующее устройство (кодер) [4.3.3] Устройство уплотнения [4.3.4] Модулятор [4.3.5] Передатчик [4.3.6] Линия связи [4.4] Параметры КОУ [4.4.1] Ширина полосы рабочих частот [4.4.2] Скорость передачи [4.4.2.1] Скорость передачи бодовая [4.4.2.2] Скорость передачи битовая [4.4.3] Отношение сигнал/шум [5] (14 часов) Преобразование сигналов [5.1] Методы модуляции [5.1.1] Амплитудная модуляция [5.1.2] Частотная модуляция [5.1.3] Фазовая модуляция [5.1.4] Относительная фазовая модуляция [5.1.5] Комбинированные виды модуляции [5.1.6] Квадратурная модуляция [5.1.7] Сигнально-кодовые конструкции [5.2] Вероятность ошибки [5.2.1] Вероятность ошибки для бинарных систем [5.2.2] Вероятность ошибки для М-арных систем (М > 2) [5.3] Кодирование [5.3.1] Задачи кодирования [5.3.2] Помехоустойчивое кодирование [5.3.3] Линейное кодирование [5.3.3.1] Потенциальный код NRZ [5.3.3.2] Биполярное кодирование AMI [5.3.3.3] Потенциальный код NRZI [5.3.3.4] Биполярный импульсный код [5.3.3.5] Манчестерский код [5.3.3.6] Потенциальный многоуровневый код [5.4] Эффективность использования частотного диапазона [5.5] Компромиссы при использовании модуляции и кодирования [6] (8 часов) Передача сигналов [6.1] Передача сигналов по проводным линиям связи [6.2] Передача сигналов по волоконно-оптическим линиям связи [6.2.1] Структура оптических волокон [6.2.2] Прохождение оптических лучей по оптическим волокнам [6.2.3] Полоса пропускания оптических волокон [6.2.4] Профили оптических волокон [6.2.5] Моды [6.2.6] Типы оптических волокон [6.2.6.1] Многомодовые волокна [6.2.6.2] Стандартные одномодовые волокна [6.2.6.3] Одномодовое волокно со смещенной дисперсией [6.2.6.4] Одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией [6.2.6.5] Оптическое волокно с нулевым водородным пиком [6.3] Явления в оптических волокнах [6.3.1] Потери в оптических волокнах [6.3.2] Дисперсия [6.3.3] Нелинейности [7] (14 часов) Компоненты каналообразующих устройств [7.1] Компоненты проводных систем связи [7.1.1] Фильтры [7.1.2] Модуляторы [7.1.3] Скремблеры и дескремблеры [7.1.4] Дифференциальные системы [7.1.5] Корректоры [7.1.5.1] Частотные корректоры [7.1.5.2] Временные корректоры [7.2] Компоненты волоконно-оптических систем связи [7.2.1] Волоконно-оптические компоненты ветвления [7.2.2] Волоконно-оптические аттенюаторы [7.2.3] Волоконно-оптические изоляторы [7.2.4] Волоконно-оптические фильтры [7.2.4.1] Фильтры на тонких пленках [7.2.4.2] Фильтры на брэгговских дифракционных решетках [7.2.4.3] Фильтры Маха-Цендера [7.2.4.4] Фильтры Фабри-Перо [7.2.5] Волоконно-оптические мультиплексоры и демультиплексоры [7.2.5.1] Двухволновые мультиплексоры [7.2.5.2] Мультиплексоры на основе оптических фильтров [7.2.5.3] Мультиплексоры на основе дисперсионных элементов [7.2.5.4] Мультиплексоры на основе дифракционных решеток [7.2.5.5] Мультиплексоры на основе массивов волноводов [7.2.6] Оптические передатчики [7.2.6.1] Физические основы построения оптических передатчиков [7.2.6.2] Физический механизм работы лазеров [7.2.6.3] Светоизлучающие диоды [7.2.6.4] Полупроводниковые лазеры [7.2.6.5] Перестраиваемые лазеры [7.2.7] Детекторы оптических сигналов [7.2.7.1] Оптические приемники [7.2.7.2] PIN-фотодиоды [7.2.8] Усилители и регенераторы оптических сигналов [7.2.8.1] Регенераторы оптических сигналов [7.2.8.2] Волоконно-оптические усилители EDFA [7.2.9] (В п. 3.3) Компенсация накопленной дисперсии [8] *(4)Синхронизация КОУ [8.1] Взаимодействие устройств в асинхронном режиме [8.2] Взаимодействие устройств в синхронном режиме [8.3] Методы синхронизации узлов сетей [8.3.1] Обновление синхросигнала на пути его распространения по сети [8.3.2] Предотвращение зацикливания синхросигналов [8.3.3] Синхронизация кольцевых структур [8.4] Генераторное оборудование [9] *(6)Защита КОУ от утечки информации [10] (---)Кодирование и модуляция в волоконно-оптических системах передачи данных [10.1] Амплитудная модуляция [10.1.1] [10.1.2] CRZ-, CSRZ- и APRZ-форматы кодирования [10.1.3] [10.1.4] Многоуровневое амплитудное кодиро вание [10.2] Фазовая модуляция [10.3] [10.4] Частотная модуляция |
|
[1] Перечень лекций [2] Содержание [3] Перечень применяемых сокращений [4] (4 часа) Назначение, основные параметры и состав каналообразующих устройств [4.1] Сигналы и спектры [4.1.1] Типы сигналов [4.1.1.1] Аналоговые сигналы [4.1.1.2] Дискретные сигналы [4.1.2] Спектры сигналов [4.1.3] Передача сигналов по линиям связи [4.2] Типовая схема передачи данных [4.3] Структурная схема цифровой системы передачи данных и основные преобразования [4.3.1] Формирователь импульсов [4.3.2] Кодирующее устройство (кодер) [4.3.3] Устройство уплотнения [4.3.4] Модулятор [4.3.5] Передатчик [4.3.6] Линия связи [4.4] Параметры КОУ [4.4.1] Ширина полосы рабочих частот [4.4.2] Скорость передачи [4.4.2.1] Скорость передачи бодовая [4.4.2.2] Скорость передачи битовая [4.4.3] Отношение сигнал/шум [5] (14 часов) Преобразование сигналов [5.1] Методы модуляции [5.1.1] Амплитудная модуляция [5.1.2] Частотная модуляция [5.1.3] Фазовая модуляция [5.1.4] Относительная фазовая модуляция [5.1.5] Комбинированные виды модуляции [5.1.6] Квадратурная модуляция [5.1.7] Сигнально-кодовые конструкции [5.2] Вероятность ошибки [5.2.1] Вероятность ошибки для бинарных систем [5.2.2] Вероятность ошибки для М-арных систем (М > 2) [5.3] Кодирование [5.3.1] Задачи кодирования [5.3.2] Помехоустойчивое кодирование [5.3.3] Линейное кодирование [5.3.3.1] Потенциальный код NRZ [5.3.3.2] Биполярное кодирование AMI [5.3.3.3] Потенциальный код NRZI [5.3.3.4] Биполярный импульсный код [5.3.3.5] Манчестерский код [5.3.3.6] Потенциальный многоуровневый код [5.4] Эффективность использования частотного диапазона [5.5] Компромиссы при использовании модуляции и кодирования [6] (8 часов) Передача сигналов [6.1] Передача сигналов по проводным линиям связи [6.2] Передача сигналов по волоконно-оптическим линиям связи [6.2.1] Структура оптических волокон [6.2.2] Прохождение оптических лучей по оптическим волокнам [6.2.3] Полоса пропускания оптических волокон [6.2.4] Профили оптических волокон [6.2.5] Моды [6.2.6] Типы оптических волокон [6.2.6.1] Многомодовые волокна [6.2.6.2] Стандартные одномодовые волокна [6.2.6.3] Одномодовое волокно со смещенной дисперсией [6.2.6.4] Одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией [6.2.6.5] Оптическое волокно с нулевым водородным пиком [6.3] Явления в оптических волокнах [6.3.1] Потери в оптических волокнах [6.3.2] Дисперсия [6.3.3] Нелинейности [7] (14 часов) Компоненты каналообразующих устройств [7.1] Компоненты проводных систем связи [7.1.1] Фильтры [7.1.2] Модуляторы [7.1.3] Скремблеры и дескремблеры [7.1.4] Дифференциальные системы [7.1.5] Корректоры [7.1.5.1] Частотные корректоры [7.1.5.2] Временные корректоры [7.2] Компоненты волоконно-оптических систем связи [7.2.1] Волоконно-оптические компоненты ветвления [7.2.2] Волоконно-оптические аттенюаторы [7.2.3] Волоконно-оптические изоляторы [7.2.4] Волоконно-оптические фильтры [7.2.4.1] Фильтры на тонких пленках [7.2.4.2] Фильтры на брэгговских дифракционных решетках [7.2.4.3] Фильтры Маха-Цендера [7.2.4.4] Фильтры Фабри-Перо [7.2.5] Волоконно-оптические мультиплексоры и демультиплексоры [7.2.5.1] Двухволновые мультиплексоры [7.2.5.2] Мультиплексоры на основе оптических фильтров [7.2.5.3] Мультиплексоры на основе дисперсионных элементов [7.2.5.4] Мультиплексоры на основе дифракционных решеток [7.2.5.5] Мультиплексоры на основе массивов волноводов [7.2.6] Оптические передатчики [7.2.6.1] Физические основы построения оптических передатчиков [7.2.6.2] Физический механизм работы лазеров [7.2.6.3] Светоизлучающие диоды [7.2.6.4] Полупроводниковые лазеры [7.2.6.5] Перестраиваемые лазеры [7.2.7] Детекторы оптических сигналов [7.2.7.1] Оптические приемники [7.2.7.2] PIN-фотодиоды [7.2.8] Усилители и регенераторы оптических сигналов [7.2.8.1] Регенераторы оптических сигналов [7.2.8.2] Волоконно-оптические усилители EDFA [7.2.9] (В п. 3.3) Компенсация накопленной дисперсии [8] *(4)Синхронизация КОУ [8.1] Взаимодействие устройств в асинхронном режиме [8.2] Взаимодействие устройств в синхронном режиме [8.3] Методы синхронизации узлов сетей [8.3.1] Обновление синхросигнала на пути его распространения по сети [8.3.2] Предотвращение зацикливания синхросигналов [8.3.3] Синхронизация кольцевых структур [8.4] Генераторное оборудование [9] *(6)Защита КОУ от утечки информации [10] (---)Кодирование и модуляция в волоконно-оптических системах передачи данных [10.1] Амплитудная модуляция [10.1.1] [10.1.2] CRZ-, CSRZ- и APRZ-форматы кодирования [10.1.3] [10.1.4] Многоуровневое амплитудное кодиро вание [10.2] Фазовая модуляция [10.3] [10.4] Частотная модуляция |
Перечень рекомендуемой литературы
|
СПД |
|
|
АСП |
|
|
ЦСП |
|
|
ТЧ |
|
|
ВРК |
|
|
ЧРК |
|
|
ФРК |
|
|
АМ |
|
|
ФМ |
|
|
ЧМ |
|
|
АФМ |
|
|
АМн |
|
|
ФМн |
|
|
ЧМн |
|
|
ОФМн |
|
|
КАМ |
|
|
СКК |
|
|
АИМ |
|
|
ЧИМ |
|
|
ШИМ |
|
|
ФИМ |
|
|
ИС |
|
|
ПС |
|
|
УПС |
|
|
ЛС |
|
|
КОУ |
|
Аналоговые сигналы
Аналоговый сигнал x(t) является непрерывной функцией времени и однозначно определяется для всех t. Электрический аналоговый сигнал возникает тогда, когда фи зический сигнал (например, речь) некоторым устройством преобразовывается в элек трический.
Дискретные сигналы
Дискретный сигнал x(kT) является сигналом, существующим только в дискретные промежутки времени; он характеризуется последовательностью чисел, определенных для каждого момента времени, kT, где k – целое число, T – фиксированный промежуток времени.
Сигналы описываются через их спектры. Подобным образом сети или каналы связи описываются через их спектральные характеристики (курс ТПС) или частотные передаточные функции (курс ТЛЭЦ).
Любой сигнал графически можно изобразить во временной или частотной плоскости. Например, последовательность прямоугольных импульсов, приведенная на рисунке 1.1, а, имеет спектральную характеристику, приведенную на рисунке 1.1, б. Из рисунка 1.1 видно, что последовательность прямоугольных импульсов имеет бесконечный дискретный спектр.
Ограниченность частотных характеристик линий связи определяет необходимость преобразования параметров первичных сигналов с целью их согласования с параметрами линии связи.
Основным согласуемым параметром является полоса передаваемых частот. Для преобразования параметров первичных сигналов применяют модуляторы и фильтры.
Типовая схема системы передачи данных (СПД) представлена на рисунке 1.2.
В общем случае СПД включает:
Источник сигналов (ИС) предназначен для формирования первичных сигналов в виде последовательности импульсов постоянного тока.
Каналообразующее устройство (КОУ) предназначено для:
КОУ включает в себя устройства:
КОУ приемной части системы предназначено для проведения обратных операций над сигналом с целью выделения исходной последовательности импульсов постоянного тока.
Линия связи (ЛС) может быть организована при помощи:
Любая ЛС подвержена влиянию помех, потерям энергии, нелинейным искажениям, которые отражаются на параметрах принимаемых сигналов.
Приемник сигналов (ПС) предназначен для фиксации переданной последовательности импульсов постоянного тока.
Структурная схема передающей части цифровой системы передачи данных представлена на рисунке 1.3. Приемная часть аналогична передающей и предназначена для выполнения обратных преобразований.
Формирователь импульсов предназначен для преобразования аналогового сигнала в дискретный. В нем выполняются операции:
Кодирующее устройство (кодер) предназначено для формирования из входных дискретных сообщений канальных символов. Кодер может выполнять функции:
На вход кодера поступают двоичные символы сообщения, на выходе формируются символы, предназначенные для передачи по каналу связи.
Уплотнение систем передачи данных предназначено для повышения эффективности использования каналов передачи.
Цифровые системы основываются на временном уплотнении сигналов, суть которого поясняет рисунок 1.4. При временном уплотнении каждому источнику сообщений отводится свое время передачи. Общая линия передачи предоставляется источникам в строго определенной последовательности, а в начале цикла передачи вводится группа импульсов, отличающаяся по какому-либо признаку, например, определенная кодовая комбинация.
Возможно уплотнение по диапазонам передаваемых частот. В таком случае, структурная схема цифровой СПД будет иметь вид, приведенный на рисунке 1.5.
Модулятор – это устройство, предназначенное для преобразования импульсов постоянного тока в электрические сигналы, совместимые с параметрами линии.
В модулятор поступает последовательность прямоугольных импульсов – видеоимпульсов. Спектр прямоугольного видеоимпульса бесконечен и сосредоточен в области низких частот. Причем, чем короче импульс, тем шире составляющие спектра.
При помощи модуляции переносят спектр частот импульсного сигнала в заданную спектральную область, которая может быть обусловлена параметрами канала связи, параметрами элементов оборудования, действующими на канал связи помехами.
На выходе формируется сигнал, модулированный по заданному параметру (нескольким параметрам) по определенному закону.
Передатчик – это устройство, предназначенное для согласования параметров системы передачи с параметрами среды передачи.
Передатчик может включать в себя необходимые для согласования фильтры, усилители, преобразователи частот и т.п.
В качестве канала связи обычно используются физические цепи воздушных и кабельных линий связи, волоконно-оптические линии связи, радио-, радиорелейные и спутниковые линии связи.
Ширина диапазона частот передаваемого системой сигнала зависит от применяемого метода модуляции, линейного кода, скорости передачи, измеряется в герцах.
Все критерии определения ширины полосы имеют одно общее свойство: они пытаются найти меру ширины, W, неотрицательной действительной спектральной плот ности, определенной для всех частот . На рисунке 1.6 показаны некоторые наиболее распространенные критерии определения ширины полосы. Однополосная спектральная плотность мощности для отдельного гетеродинного импульса xc(t) имеет следующее аналитиче ское выражение:
, (1.1)
где fc – частота несущей;
Т – длительность импульса.
Основные критерии определения ширины полосы:
, (1.2)
где Рx – полная мощность сигнала по всем частотам;
– максимальное значение (в центре полосы).
Концепция FN облегчает описание или сравнение практических ли нейных систем при использовании идеализированных эквивалентов.
Скорость передачи бодовая
Скорость передачи в бодах определяется количеством элементарных импульсов, переданных в единицу времени t0:
, (1.3)
где t0 – длительность одного импульса.
Скорость модуляции в бодах для импульсов постоянного тока связана с шириной полосы частот канала F критерием Найквиста:
, (1.4)
где F – верхняя частота полосы рабочих частот.
Скорость передачи битовая
Скорость передачи информации C – количество бит информации, передаваемой по линии, в единицу времени, измеряется в битах в секунду, и связана со скоростью модуляции (при условии отсутствия в канале связи помех) следующим соотношением:
, (1.5)
где М – количество позиций модулированного сигнала.
Максимальную скорость передачи информации по каналу шириной W с белым шумом и соотношением мощностей сигнала и шума можно оценить при помощи формулы Шеннона:
, (1.6)
, (1.7)
где Eb – энергия бита;
N0 – спектральная плотность мощности шума.
Если W измеряется в герцах, то С измеряется в бит/с.
Отношение сигнал/шум – отношение средней мощности сигнала к средней мощности шума. В цифровой связи в качестве критерия качества используется отношение:
, (1.8)
где N – мощность шума;
S – мощность сигнала;
Tb – время передачи бита.
Таким образом, в цифровой связи критерием качества является отношение мощности сигнала к мощности шума, нормированное на ширину полосы и скорость передачи битов. Отношение определяет вероятность появления ошибочного бита Pb (рисунок 1.7).
Модуляция (аналоговая или цифровая) – это процесс преобразования дискретного информационного сигнала в непрерывный синусоидальный; при цифровой модуляции синусоида на интервале Т называется цифровым символом. В общем виде несущую можно представить в виде:
. (2.1)
Синусоиды могут отличаться по амплитуде, частоте и фазе. Таким образом, различают амплитудную, частотную, фазовую манипуляцию, а также производные от них и усовершенствованные методы манипуляции.
Амплитудно-модулированный сигнал (Amplitude Shift Keying, ASK) изображен на рисунке 2.1, а его спектр – на рисунке 2.2.
Аналитическое представление имеет вид:
, (2.2)
где амплитудный член может принимать М дискретных значений, а фазовый член φ – это произвольная константа.
Частотно-модулированный сигнал (Frequency Shift Keying, FSK) изображен на рисунке 2.3, а его спектр – на рисунке 2.4.
Аналитическое представление имеет вид:
. (2.3)
Здесь частота ωi может принимать М дискретных значений, а фаза φ является произвольной константой.
Фазо-модулированый сигнал (Phase Shift Keying, FSK) изображен на рисунке 2.5, а его спектр – на рисунке 2.6.
Аналитическое представление имеет вид:
. (2.4)
Здесь частота ωi может принимать М дискретных значений, а фаза φ является произвольной константой.
При относительной фазовой манипуляции (Different Phase Shift Keying, DPSK) в зависимости от информационных символов изменяется фаза сигнала при неизменной амплитуде и частоте. Причем фаза несущей частоты изменяется с каждой очередной посылкой одной полярности (рисунок 2.7).
Преимущество ОФМ перед ФМ заключается в большей помехоустойчивости, т.к. при одиночной битовой ошибке неправильно будет принят один или два импульса. Одиночная или двойная ошибка легко обнаруживается и исправляется корректирующим кодом.
Комбинированные виды модуляции предусматривают преобразование сигнала по нескольким параметрам одновременно. Наибольшее распространение получила амплитудно-фазовая модуляция – комбинация амплитудной и фазовой модуляции (Amplitude Phase Keying, APK). Амплитудно-фазовомодулированный сигнал изображен на рисунке 2.8, а его спектр – на рисунке 2.9.
Аналитическое представление имеет вид:
. (2.5)
Здесь фаза φi и амплитуда Ei может принимать М дискретных значений, а частота ω является произвольной константой.
При квадратурной амплитудной модуляции КАМ (Quadrature Amplitude Modulation, QAM) изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить число позиций модулированного сигнала. Отличие от амплитудно-фазовой модуляции состоит в квадратурном представлении сигнала, которое является удобным и заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих – синусоидальной и косинусоидальной:
, (2.6)
где x(t) и y(t) – двухполярные дискретные сигналы.
На рисунке 2.10 показано разбиение типичного потока импульсов при квадатурной модуляции. На рисунке 2.10, а представлен исходный поток данных d(t) = d0, d1, d2,…, состоящий из биполярных импульсов, т.е. dk принимают значения +1 или –1, представляющие дво ичную единицу и двоичный нуль. Этот поток импульсов разделяется на синфазный поток, dс(t), и квадратурный, dк(t), как показано на рисунке 2.10, б.
Скорости потоков dс(t) и dк(t) равны половине скорости передачи потока d(t). Удобную ортогональную реализацию квадратурного сигнала, можно получить, используя амплитудную модуляцию синфазного и квадратурного потоков на синусной и косинусной функциях от несущей.
Применение многопозиционной КАМ в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах КАМ используется совместно с решетчатым кодированием – специальным видом сверточного кодирования. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией (Trellis Coded Modulation, ТСМ). Выбранная определенным образом комбинация конкретной КАМ помехоустойчивого кода в отечественной технической литературе носит название сигналъно-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3 – 6 дБ. При этом число сигнальных точек увеличивается вдвое за счет добавления к информационным битам одного избыточного, образованного путем сверточного кодирования. Расширенный таким образом блок битов подвергается все той же КАМ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку.
Формулы для расчета вероятности битовой ошибки PB при различных методах модуляции:
фазовая: , (2.7)
относительно-фазовая: , (2.8)
частотная: . (2.9)
где Q(x) – Функция Крампа:
. (2.10)
Формулы для расчета вероятности битовой ошибки PB при различных многопозиционных методах модуляции:
М-ФМ: , (2.11)
М-ОФМ: , (2.12)
M-ЧМ: , (2.13)
КАМ: , (2.14)
где Q(x) – функция Крампа;
ES – энергия, приходящаяся на символ:
; (2.15)
M – количество позиций модуляции (для КАМ M = 2k).
Процедура кодирования заключается в преобразовании набора сигналов в усовершенствованный набор, который обеспечивает приемлемую вероятность битовой ошибки.
При выборе способа кодирования нужно одновременно стремиться к достиже нию нескольких целей:
Цель помехоустойчивого кодирования – понижение вероятности битовой ошибки за счет введения в передаваемые данные избыточных битов, которые вычисляются по заданным алгоритмам и служат для проверки достоверности переданных данных.
Корректирующими (помехоустойчивыми, избыточными) называют коды, позволяющие исправлять ошибки.
Избыточность в корректирующих кодах снижает скорость переда чи информации, что является существенным недостатком этих кодов.
Цель линейного кодирования – формирование импульсной последовательности, которая будет обладать свойствами самосинхронизации, защиты от ошибочного детектирования уровней и т.д. Также изменяя форму и метод следования импульсов добиваются сужения спектра передаваемого сигнала.
Потенциальный код NRZ
При передаче последовательности единиц сигнал не возвращается к нулю в течение такта (рисунок 2.11, а).
Достоинства метода:
Недостатки метода:
Биполярное кодирование AMI
Одной из модификаций метода NRZ является метод биполярного кодирования с альтернативной инверсией. В этом методе применяются три уровня потенциала – отрицательный, нулевой и положительный (рисунок 2.11, б). Для кодирования логического нуля используется нулевой потенци ал, а логическая единица кодируется либо положительным потенциалом, либо отрицательным, при этом потенциал каждой новой единицы противоположен потенциалу предыдущей. Код AMI частично решает проблемы наличия постоянной составляющей присущие коду NRZ. Это происходит при передаче длинных последовательностей единиц. В этих случаях сигнал на линии представляет собой последовательность разнополярных импульсов с тем же спектром, что и у кода NRZ, передающего чередующиеся нули и единицы, то есть без постоянной составляющей и с основной гармоникой N/2 Гц (где N – оптовая скорость передачи данных). Длинные же последовательности нулей так же опасны для кода AMI, как и для кода NRZ – сигнал вырождается в постоян ный потенциал нулевой амплитуды.
В целом, для различных комбинаций битов на линии использование кода AMI приводит к более узкому спектру сигнала, чем для кода NRZ, т.е. и к более высокой пропускной способности линии. Например, при передаче чередующихся единиц и нулей основная гармоника f0 имеет частоту N/4 Гц.
Потенциальный код NRZI
Существует код, похожий на AMI, но только с двумя уровнями сигнала. При пе редаче нуля он передает потенциал, который был установлен на предыдущем такте (то есть не меняет его), а при передаче единицы потенциал инвертируется на противоположный. Этот код называется потенциальным кодом с инверсией при единице (Non Return to Zero with ones Inverted, NRZI). Он удобен в тех случаях, когда наличие третьего уровня сигнала весьма нежелательно, например в опти ческих кабелях, где устойчиво распознаются только два состояния сигнала – свет и темнота.
Для улучшения потенциальных кодов, подобных AMI и NRZI, используются два метода. Первый метод основан на добавлении в исходный код избыточных би тов, содержащих логические единицы. Очевидно, что в этом случае длинные по следовательности нулей прерываются, и код становится самосинхронизирующим ся для любых передаваемых данных. Исчезает также постоянная составляющая, а значит, еще более сужается спектр сигнала. Но этот метод снижает полезную пропускную способность линии, так как избыточные единицы пользовательской информации не несут.
Другой метод основан на предварительном «перемешивании» исходной информа ции таким образом, чтобы вероятность появления единиц и нулей на линии стано вилась близкой. Устройства, или блоки, выполняющие такую операцию, называ ются скремблерами. При скремблировании используется известный алгоритм, поэтому приемник, получив двоичные данные, передает их на дескремблер, ко торый восстанавливает исходную последовательность битов.
Биполярный импульсный код
Помимо потенциальных кодов в сетях используются и импульсные коды, в кото рых данные представлены полным импульсом или же его частью – фронтом. Наиболее простым случаем такого подхода является биполярный импульсный код, в котором единица представляется импульсом одной полярности, а ноль – другой (рисунок 2.11, в). Каждый импульс длится половину такта. Такой код обладает отличными самосинхронизирующими свойствами, но постоянная составляющая может присутствовать при передаче длинной последовательности единиц или нулей. Кроме того, спектр у него шире, чем у потенциальных кодов. Так, при передаче всех нулей или единиц частота основной гармоники кода бу дет равна N Гц, что в два раза выше основной гармоники кода NRZ и в четыре раза выше основной гармоники кода AMI при передаче чередующихся единиц и нулей. Из-за слишком широкого спектра биполярный импульсный код исполь зуется редко.
Манчестерский код
В локальных сетях до недавнего времени самым распространенным методом ко дирования был так называемый манчестерский код (рисунок 2.11, г). Он применяется в технологиях Ethernet и Token Ring.
В манчестерском коде для кодирования единиц и нулей используется перепад потенциала, то есть фронт импульса. При манчестерском кодировании каждый такт делится на две части. Информация кодируется перепадами потенциала, происходящими в середине каждого такта. Единица кодируется перепадом от низкого уровня сигнала к высокому, а ноль — обратным перепадом. В начале ка ждого такта может происходить служебный перепад сигнала, если нужно пред ставить несколько единиц или нулей подряд. Так как сигнал изменяется по крайней мере один раз за такт передачи одного бита данных, то манчестерский код обладает хорошими самосинхронизирующими свойствами. Полоса пропус кания манчестерского кода уже, чем у биполярного импульсного. У него также нет постоянной составляющей, а основная гармоника в худшем случае (при пе редаче последовательности единиц или нулей) имеет частоту N Гц, а в лучшем (при передаче чередующихся единиц и нулей) — N/2 Гц, как и у кодов AMI и NRZ. В среднем ширина полосы манчестерского кода в полтора раза уже, чем У биполярного импульсного кода, а основная гармоника колеблется вблизи зна чения 3N/4. Манчестерский код имеет еще одно преимущество перед биполяр ным импульсным кодом. В последнем для передачи данных используются три уровня сигнала, а в манчестерском — два.
Потенциальный многоуровневый код
Нa рисунке 2.11, д показан потенциальный код с четырьмя уровнями сигнала для ко дирования данных. Это код 2B1Q, название которого отражает его суть — каждые два бита (2В) передаются за один такт (1) сигналом, имеющим четыре со стояния (Q — Quadra). Паре битов 00 соответствует потенциал -2,5 В, паре 01 — потенциал -0,833 В, паре 11 – потенциал +0,833 В, а паре 10 – потенциал +2,5 В.
При этом способе кодирования требуются дополнительные меры по борьбе с длин ными последовательностями одинаковых пар битов, так как при этом сигнал превращается в постоянную составляющую. При случайном чередовании битов
Спектр сигнала в два раза уже, чем у кода NRZ, так как при той же битовой скорости длительность такта увеличивается в два раза. Таким образом, с помощью кода 2B1Q можно по одной и той же линии передавать данные в два раза быстрее, чем ami или nrzi. Однако для его реализации мощность передатчика должна быть выше, чтобы четыре уровня четко различались приемником на фоне помех.
Спектральная эффективность – это числен ная мера эффективности использования ра бочего спектра систем связи с частотным уплотнением для пе редачи информации. Она определяется как отношение скорости передачи в канале B к расстоянию между частотными диапазонами δν:
. (2.16)
При фиксированной ширине рабочего спект рального диапазона Δν (рисунок 2.12), используемого для передачи сигналов, максимальная суммар ная скорость Bсум, которая равна произведе нию канальной скорости B на число каналов N, определяется произведением γ на Δν:
. (2.17)
Следовательно, для увеличения Всум нужно повышать спектральную эффективность. Это можно сделать двумя путями: умень шить расстояние между каналами δν (рисунок 2.13) или увеличить канальную скорость В (рисунок 2.14).
Всум можно также увеличить путем расширения спектрального интервала Δν, т.е. добавления новых каналов на новых частотах (рисунок 2.15), но это не всегда возможно, так как частотный диапазон систем связи может быть ограничена типом используемых усилителей или другими причинами.
Экономичность систем связи с частотным уплотнением с боль шой суммарной скоростью передачи данных Bсум в значительной степени зависит от эф фективности использования рабочего спектра для передачи информации. Повысить эффективность использования рабочего спектра можно путем уменьшения расстояния между каналами или увеличения канальной скорости передачи. Первый путь связан с решением проблемы взаимного влияния каналов передачи, второй – с возникающими потерями при повышении скорости передачи.
Таким образом, можно выделить две задачи, которые должны решить форматы модуляции: обеспечить более эффективное использование спектральных каналов в сис темах частотного уплотнения и снизить чувствительность информационных сигна лов к искажениям, связанных с не линейными эффектами в среде передачи.
На рисунке 2.16 проводится аналогия между двумя графиками рабочих характеристик, вероят ности появления ошибок и эффективности использования полосы частот. Вследствие выбора соответствующего масштаба они имеют симметричный вид. В обоих случаях стрелки и обозначения показывают основное следствие сдвига рабочей точки в направле нии, указанном стрелкой (собственно сдвиг — это подбор схем кодирования и модуляции). Обозначения, соотнесенные с каждой стрелкой, означают следующее: "Выигрыш (В) по X за счет (С) У при фиксированном (Ф) Z". Предметом компромиссов являются параметры Рв, W, R/W и Р (мощность или S/N). Как сдвиг рабочей точки в сторону предела Шеннона (рисунок 2.16, а) может дать снижение Рв или требуемой мощности передатчика (за счет полосы пропускания), так и сдвиг в сторону предельной пропускной способности канала (рисунок 2.16, б) может повысить эффективность использования полосы частот за счет повы шения требуемой мощности или увеличения Рв.
Рисунок 2.16 – Компромиссы при использовании модуляции икодирования:
а) график вероятности появления ошибки;
б) график эффективности использования полосы частот
Наиболее часто эти компромиссы изучаются при фиксированном значении Рв (ограничиваемом системными требованиями). Следовательно, наиболее интересую щими нас стрелками на рисунке являются описывающие изменения при фиксиро ванной вероятности появления ошибки (обозначены как Ф: Рв). На рис 2.16 имеется четыре такие стрелки: две на графике вероятности ошибки и две на графике эффек тивности использования полосы частот. Стрелки, помеченные аналогичным образом, указывают соответствие между двумя графиками. Работу системы можно представлять с использованием любого из этих графиков. Эти графики — просто два возможных взгляда на некоторые ключевые параметры системы; каждый из них подчеркивает несколько отличные аспекты разработки. В системах с ограниченной мощностью удобнее всего пользоваться графиком вероятности появления ошибки, поскольку при переходе от одной кривой к другой требования к полосе пропускания лишь подразумеваются, а явно выделяется вероятность появления битовой ошибки. График эффективности использования полосы частот, как правило, применяется в системах с ограниченной поло сой пропускания; здесь при переходе от одной кривой к другой на задний план ото двигается вероятность появления битовой ошибки, тогда как требования к полосе пропускания показываются явно.
К проводным линиям относятся все типы линий, в которых сигналы распространяются по искусственно создаваемой непрерывной направляющей среде. В простейшем случае проводная линия связи представляет собой физическую цепь, образуемую парой проводов, по которым протекает электрический ток. Если провода не имеют специального изолирующего покрытия, их разносят в воздушном пространстве на определенное расстояние друг от друга. При этом роль изолирующего материала выполняет слой воздуха между проводами. По сложившейся терминологии такие проводные линии называются воздушными линиями связи. Проводные линии из проводов с изоляционным покрытием, помещенных в специальные защитные оболочки, называются кабельными линиями связи или просто кабелями связи. К проводным относятся также линии, использующие в качестве среды распространения сигналов не проводники, а диэлектрические материалы, в частности, тонкие стеклянные волокна. Такие линии получили название волоконно-оптических линий связи.
Оптическое волокно (ОВ) состоит из двух концентрических слоев – сердцевины и оболочки (рисунок 3.1). Сердцевина является средой передачи оптического сигнала, оболочка обеспечивает полное внутреннее отражение светового луча в сердцевину, и, как следствие, снижение излучения энергии в окружающее пространство. С целью повышения прочности и тем самым надежности ОВ поверх оболочки, как правило, накладывается защитное покрытие. Защитная оболочка представляет собой один или несколько слоев полимера, который предохраняет сердцевину и оптическую оболочку от воздействий, которые могут повлиять на их оптические свойства. Защитная оболочка не влияет на процесс распространения света по ОВ, а всего лишь предохраняет от ударов.
Показатель преломления сердцевины обозначают как n1, а показатель преломления оболочки обозначают как n2. Когда жила спроектирована так, что n1 > n2, то система “сердцевина – оболочка” ведет себя как волновод1. Основным материалом для изготовления, как сердцевины, так и оболочки является кварцевое стекло (SiO2). Для получения необходимых значений показателей преломления используются легирующие добавки, например, бор или германий.
Среда, у которой показатель преломления больше, называется оптически более плотной, в противном случае – менее плотной, поэтому при падении луча света на границу раздела таких сред в общем случае появляются отражения и преломления волны. В соответствии с законом Снеллиуса углы падения α, отражения β и преломления γ (рисунок 3.2) связаны следующими соотношениями:
α = β – закон отражения;
n1sin α = n2sin γ – закон преломления.
Если луч переходит из оптически более плотной среды в менее плотную n1 > n2, то γ > α. Путем увеличения угла падения можно достичь состояния, при котором преломленный луч будет скользить по границе раздела сред, не переходя в другую среду.
Угол падения, при котором имеет место данный эффект, называется критическим углом αкр полного внутреннего отражения (рисунок 3.3). Для критического угла αкр имеет место следующее отношение:
. (3.1)
Для всех углов падения, больших критического (α > αкр), будут иметь место только отражения, а преломления будут отсутствовать. Это явление называется полным внутренним отражением. Поскольку вся мощность светового луча практически полностью возвращаются в область боле плотной среды, на этом эффекте основан принцип передачи оптического излучения по ОВ.
На рисунке 3.4 приведен принцип распространения светового луча по ОВ. Свет вводится внутрь ОВ под углом больше критического к границе “сердечник – оболочка” и испытывает полное внутреннее отражение на этой границе. Поскольку углы падения и отражения совпадают, то свет и в дальнейшем будет отражаться от границы. Таким образом, луч света будет двигаться зигзагообразно вдоль ОВ.
Свет, попадающий на границу под углом меньше критического, будет проникать в оптическую оболочку и затухать по мере распространения в ней. Оптическая оболочка обычно не предназначена для переноса света, и свет в ней достаточно быстро затухает.
Таким образом, для обеспечения условия полного внутреннего отражения при распространении световых лучей необходимо обеспечить ввод излучения в торец ОВ под углом меньше или равным (рисунок 3.5).
Угол между оптической осью и одной из образующих светового конуса – лучей, падающих в торец ОВ, для которых в дальнейшем выполняется условие полного внутреннего отражения, носит название апертура ОВ. Физически апертура характеризует эффективность ввода оптического излучения в ОВ, а для ее числовой оценки используется понятие числовой апертуры NA. Числовая апертура для ступенчатого ОВ равна:
. (3.2)
Для градиентных ОВ вводится понятие локальной числовой апертуры, которая показывает, что максимальный угол ввода оптического излучения в этом случае определяется тем, в какой точке сердцевины ОВ находится вершина конуса, иными словами, захват ОВ вводимого луча света зависит от того, в какой точке сердечника он вводится в градиентное ОВ.
Для градиентного волокна с параболическим профилем показатель преломления локальная числовая апертура определяется выражением:
. (3.3)
Фактически, количество оптической мощности, воспринимаемой ОВ изменяется пропорционально квадрату NA. Числовая апертура ОВ не зависит от его физических размеров.
Из последнего выражения видно, что с увеличением разности показателей преломления сердечника и оболочки значение NA возрастает и, следовательно, улучшается эффективность ввода излучения в ОВ.
Внутреннее отражение служит основой для распространения света вдоль обычного ОВ. Однако, при анализе происходящих процессов учитываются только меридианные лучи, проходящие через центральную ось волокна после каждого отражения. Другие лучи, называемые асимметричными, движутся вдоль волокна, не проходя через его центральную ось. Траектория асимметричных лучей представляет собой спираль, накручивающуюся вокруг центральной оси. Асимметричные лучи, как правило, игнорируются в анализе большинства волоконно-оптических процессов.
Для передачи сигналов по оптическим волокнам используют три диапазона длин волн, которые называются окнами прозрачности (рисунок 3.6).
Наиболее широкое применение в системах передачи нашли второй (1280 – 1360 нм) и третий (1520 – 1620 нм) диапазоны.
Оценить ширину доступной полосы частот можно при помощи формулы:
, (3.4)
где λ – длина волны, в нм,
f – частота, в ГГц.
Для второго окна прозрачности:
Гц, Гц.
Для третьего окна прозрачности:
Гц, Гц.
Таким образом, ширина рабочих полос второго и третьего окон прозрачности составляет около 12 ТГц.
Если рассматривать показатель преломления n ОВ, как функцию радиуса r, то используется термин профиль показателя преломления. С его помощью описывается радиальное изменение показателя преломления сердечника от оси ОВ в направлении стекла оболочки.
, (3.5)
Распространение мод в ОВ зависит от распределения профиля показателя преломления.
У ОВ со ступенчатым профилем показатель преломления n(r) = n1 в стекле сердечника остается постоянным. Световоды с параболическим профилем называются градиентными (рисунок 3.7).
Другой важной величиной для описания волоконного световода является структурный параметр или нормированная частота V:
, (3.6)
где d – диаметр сердечника;
– длина волны;
NA – числовая апертура.
Количество мод N, распространяемых в сердечнике, зависит от нормированной частоты и для любого профиля показателя преломления, описываемого по степенному закону, приблизительно равно:
, (3.7)
где g – показтель степени профиля;
V – нормированная частота.
Мода представляет собой математическое и физическое понятие, связанное с процессом распространения электромагнитных волн в среде. В своей математической формулировке модовая теория возникает из уравнений Максвелла, из которых следует, что распространение электромагнитного излучения подчиняется строгим правилам.
Мода представляет собой возможное решение уравнений Максвелла. Для описания распространения световых волн по ОВ под модой достаточно понимать вид траектории, вдоль которой может распространяться свет. Число мод, допускаемых ОВ, колеблется от 1 до 100 000. Таким образом, ОВ позволяет свету распространяться по множеству траекторий, число которых зависит от размера и свойств волокна.
Многомодовые волокна
Если диаметр сердечника много больше длины волны оптической несущей, то импульс света, распространяющийся в нем, состоит из многих составляющих, направляемых в отдельных модах ОВ. Каждая мода возбуждается на входе световода под своим определенным углом ввода и направляется по сердечнику по своей траектории. Такой тип ОВ называется многомодовым (Multi Mode Fiber, MMF). Моды проходят разные расстояния оптического пути и поэтому приходят на выход ОВ в разное время.
Многомодовые ОВ со ступенчатым профилем показателя преломления (рисунок 3.8) характеризуются искажениями, которые обусловлены дисперсией времени задержки отдельных мод, в результате чего, по мере прохождения по ОВ короткий световой импульс уширяется во времени. Это является недостатком для оптических систем передачи информации, так как уменьшает скорость передачи и полосу пропускания.
В многомодовых ОВ с градиентным профилем показателя преломления (рисунок 3.9) лучи света проходят по винтообразным спиральным траекториям. Они распространяются не зигзагообразно. Вследствие непрерывного изменения показателя преломления n(r) в стекле сердечника лучи непрерывно преломляются, и поэтому их направление распространения меняется, за счет чего они распространяются по волновым траекториям. Лучи, колеблющиеся вокруг оси световода, проходят более длинный путь, чем лучи света вдоль оси световода. Однако благодаря меньшему показателю преломления в отдалении от оси ОВ эти лучи распространяются соответственно быстрее, благодаря чему более длинные оптические пути компенсируются меньшим временем прохождения. В результате различие временных задержек разных лучей почти полностью исчезает.
Большое распространение получили одномодовые ОВ с треугольным и W-образным профилем показателя преломления. Применение сложных профилей показателя преломления обусловлено стремлением оптимизировать работу ОВ в определенных диапазонах длин волн.
Стандартные одномодовые волокна
Искажений, которые характерны для многомодовых ОВ, можно избежать, если подобрать структурные параметры ОВ таким образом, чтобы в нем распространялась одна единственная мода – основная мода. Такие волокна называются одномодовыми (Single Mode Fiber, SMF).
Режим распространения единственной моды реализуется при условии:
. (3.8)
где d – диаметр сердечника;
NA – числовая апертура;
λ – длина волны.
Величина 2,405 равна функции Бесселя I0(x) при ее первом нулевом значении2. Минимальная длина волны, при которой в волокне распространяется фундаментальная мода, называется длиной волны отcечки, значение которой легко определяется из условия одномодовости:
. (3.9)
Межмодовая дисперсия в одномодовом ОВ отсутствует. Однако основная мода также уширяется во времени по мере прохождения по такому световоду. Уширение вызвано некогерентностью источников излучения, реально работающих в спектре длин волн ∆λ. Отличие времени распространения каждой из направляемых мод, образующих сигнал, от частоты спектра источника оптического излучения приводит к возникновению так называемой хроматической дисперсии.
При стыковке одномодовых ОВ между собой важную роль играет диаметр модового поля. В многомодовых ОВ размер сердцевины принято оценивать диаметром, в одномодовых волокнах применяется понятие диаметра модового поля. Это связано с тем, что энергия основной моды в ОВ распространяется не только в сердцевине, но и частично в оболочке, захватывая ее при граничную область. Поэтому диаметр модового поля более точно оценивает размеры поперечного распределения энергии основной моды.
Радиус поля моды W0 в микрометрах определяется при известных значе ниях υ и a следующих соотношений:
, (3.10)
где υ – нормированная частота;
a – радиус ОВ.
Диаметр модового поля будет равен в таком случае:
, (3.11)
Одномодовое волокно со смещенной дисперсией
Для кварцевых ОВ минимум затухания соответствует длине волны 1,55 мкм, но при скоростях передачи порядка нескольких Гбит/с дальность связи на этой длине волны может ограничиваться хроматической дисперсией, поэтому для ее снижения осуществляется выбор соответствующего профиля показателя преломления.
Стандартное одномодовое ОВ не обеспечивает малой дисперсии для длины волны 1,55 мкм, поэтому были разработаны ОВ со смещенной дисперсией (Dispersion-Shifted Fiber, DSF), которые отличаются конфигурацией профиля показателя преломления.
Основой для создания ОВ со смещенной дисперсией является ее отрицательная волноводная дисперсия (рисунок 3.10). Делая волноводную дисперсию большой и отрицательной можно скомпенсировать материальную дисперсию и сдвинуть нулевую дисперсию в длинноволновую область. Сдвиг достигается уменьшением диаметра сердечника ОВ, увеличением оптической разности показателя преломления и конфигурацией профиля показателя преломления.
В результате исследований ОВ со смещенной дисперсией было показано, что наилучшие показатели обеспечивают волокна с треугольным профилем, так как они обладают самофокусирующими свойствами и удерживают распространяющиеся лучи в небольшом объеме, прилегающем к оси ОВ. Зависимость дисперсии от длины волны оптического излучения одномодовых ОВ показана на графике (рисунок 3.11). Из графика видно, что хроматическая дисперсия у стандартного ОВ на длине волны 1550 нм составляет около 18 пс/нм·км. Оптические потери у одномодовых волокон на длине волны 1550 нм приблизительно в два раза меньше чем потери на длине волны 1310 нм. Сдвиг длины волны нулевой дисперсии на длину волны 1550 нм позволяет извлечь выгоду из этих малых оптических потерь и получить при этом меньшие искажения импульсов.
Одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией
В системах с волновым (спектральным) уплотнением (Dense Wavelength Division Multiplexing, DWDM), и с оптическим усилением, компенсация дисперсии представляет более сложную задачу, так как мощность оптических усилителей достаточна для того, чтобы создавать нелинейные эффекты в одномодовом ОВ. Использование одномодовых ОВ со смещенной дисперсией решает проблемы, связанные с хроматической дисперсией на длине волны 1550 нм, однако, оно не подходит для использования в DWDM системах из-за ряда нелинейных явлений. Поэтому второй целью компенсации хроматической дисперсии является ограничение искажений, вызываемых этими нелинейными явлениями. Снижение влияния нелинейных эффектов может быть достигнуто наличием в ОВ небольшого (не нулевого) уровня хроматической дисперсии. Поэтому было разработано одномодовое волокно с ненулевой смещенной дисперсией (Non-Zero Dispersion-Shifted Fiber, NZDSF).
Волокна NZDSF дают возможность работать в, значительно более широком диапазоне длин волн благодаря тому, что в результате ряда усовершенствований кривая зависимости дисперсии от длины волны у этих волокон более гладкая и пологая (рисунок 3.12). Гладкость и пологость этой кривой улучшают характеристики волокна благодаря тому, что исключается необходимость решения сложной проблемы компенсации дисперсии.
Оптическое волокно с нулевым водородным пиком
Зависимость затухания ОВ с нулевым водородным пиком от длины волны приведена на рисунке 3.13. Наличие пика поглощения на длине волны 1383 нм, который обусловлен содержанием в волокне гидроксильных групп OH, существенно сужает диапазон передаваемых длин волн.
Для решения этой проблемы было разработано волокно с нулевым водородным пиком (Zero Water Peak Fiber, ZWPF). В ОВ данного типа, которые описаны стандартом ITU-T G.652.C, типа устранен пик поглощения на длине волны 1383 нм, и величина затухания составляет не более 0,31 дБ/км в рабочем диапазоне длин волн.
Применение волокна ZWPF позволяет использовать весь диапазон длин волн 1270 – 1620 нм.
Собственное внутреннее поглощение. Собственное внутреннее поглощение ОВ выз вано только чистым кремнием. В любом материале, благодаря его молекулярной структуре, существует поглощение сигнала определенных длин волн. В случае двуокиси кремния (SiO2), который является основным материалом для изготовления ОВ, существуют электронные резонансы в ультрафиолетовой области для длин волн λ < 0,4 мкм, а также колебательные резонансы в инфракрасной области, где λ > 7 мкм. Данные резонансы существуют в форме полос поглощения. Во втором и третьем окнах прозрачности этот тип поглощения вносит вклад на уровне не более чем 0,03 дБ/км.
Производители ОВ не могут влиять на эту составляющую поглощения без перехода на другой материал для передачи светового сигнала.
Потери примесного поглощения. Потери примесного поглощения обусловлены примесями ОВ, среди которых же лезо, медь, никель, магний, хром. Примеси создают существенные источ ники поглощения в окнах прозрачности. Технология производства ОВ позволяет свести к минимуму вклад примесных металлов в общие потери поглощения. В отличие от них, поте ри за счет наличия остаточных гидроксильных групп (ОН) достаточно велики – в диапазоне длин волн 1350 – 1520 нм передача сигнала затруднена. Эти потери вызваны наличием воды в волокне, оставшейся в процессе производства.
Рассеяние Релея. Этот тип потерь вызван флуктуациями мгновенной плотности и вариациями концентрации молекул за счет несовершенства внутренней структуры ОВ: воздушных пузырьков, неоднородностей и трещин, или несовершенством направляющего волновода, вызванным об щей нерегулярностью системы сердцевина-оболочка. Существует точка на кривой поглощения в районе 1550 нм, вокруг которой рэлеевское рас сеяние является главной составляющей общих потерь. Рэлеевское рассея ние обратно пропорционально длине волны. С ростом длины волны рассе яние убывает.
Несовершенство оптического волокна. Несовершенство ОВ заключается в наличии микро- и макроизгибов, а также нарушением геометрии сердцевины и оболочки при производстве.
Микроизгибы вызывают увеличе ние потерь в ОВ, основная причина возник новения которых кроется в процессе производства ОВ и связана с искривлениями оси, которые неизбежно происходят в процессе производ ства, когда ОВ сдавливается недостаточно гладкими внешними покрытиями (рисунок 3.14, а). Потери от микроизгибов являются функцией диаметра поля моды, конструкции кабеля и его исполнением. Потери от затухания, выз ванного микроизгибами, уменьшаются с диаметром поля моды.
Макроизгибами являются изгибы ОВ под определенным малым радиусом (рисунок 3.14, б). Допустимый радиус изгиба указывается производителем в спецификации. Превышение данного параметра приводит к приведению линии связи в нерабочее состояние – возможно повреждение или разрыв ОВ в кабеле, увеличение потерь, а также возможно создание таких условий, при которых распространение светового луча будет невозможным.
Потери, связанные с геометрией ОВ, появляются при сращивании отдельных строительных длин кабелей. Чем более точную геометрию ОВ при производстве обеспечивает производитель, тем качественнее соединение получается при монтаже и сращивании отдельных строительных длин ВОК.
На характеристики сростка влияют: концентричность сечений сердцевины и обо лочки, допуск на диаметр оболочки и собственный изгиб волокна.
Концентричность сердцевины и оболочки определяет центровку сердцевины ОВ в стекле оболочки. Улучшение этой ха рактеристики при производстве ОВ уменьшает шанс неточного распо ложения сердцевины.
Допуск на диаметр оболочки определяет вероятность качественного соединения ОВ, полученных различными партиями.
Собственный изгиб волокна указывает на величину кривизны волокна вдоль некоторой длины ОВ. Большая величина собственного изгиба может привести к срос ткам с большими потерями.
Межмодовая дисперсия. Уширение световых импульсов под влиянием межмодовой дисперсии возникает вследствие того, что луч света, распространяющийся по многомодовому ОВ, представлен многочисленными траекториями. В общем случае каждая траектория имеет различную оптическую длину, т.е. световые лучи различных мод поступают на приемный конец с некоторым временным интервалом. В результате чего расширившийся световой импульс может перекрыть соседний импульс в кодовой последовательности
Хроматеческая дисперсия. Для любого стекла, которое применяется для производства ОВ, присуща материальная дисперсия, т.к. показатель преломления кварцевого стекла зависит от длины волны. Однако, геометрическая форма и профиль показателя преломления влияют на волноводную зависимость скорости импульса, распространяющегося по волокну. Данная зависимость получила название волноводной дисперсии. В сумме материальная и волноводная дисперсии составляют хроматическую дисперсию:
, (3.12)
где – материальная дисперсия;
– волноводная дисперсия.
Материальная дисперсия обусловлена зависимостью скорости распространения световой волны от показателя преломления среды распространения, а ее величину можно определить из следующего выражения:
. (3.13)
Волноводная дисперсия возникает в результате зависимости скорости распределения основной моды по сердечнику и оболочке и, следовательно, разности показателей преломления от длины волны:
, (3.14)
где B(λ) – удельная внутримодовая дисперсия;
Δλ – ширина спектральной линии источника.
где введены коэффициенты M(λ) и N(λ) – удельные материальная и волноводная дисперсии соответственно, а Δλ (нм) – уширение длины волны вследствие некогерентности источника излучения.
При отсутствии значения B(λ) применяют следующую формулу:
, (3.15)
где с – скорость света в вакууме.
Следует отметить, что в первом окне прозрачности (820 – 900 нм) длинные волны распространяются с большей скоростью, нежели короткие. Для третьего окна прозрачности (1528 – 1561 нм) имеет место противоположная тенденция – быстрее распространяются короткие волны данного диапазона.
Для одномодовых ОВ материальная дисперсия является основной дисперсионной составляющей, для многомодовых ОВ основную роль играет модовая дисперсия.
Хроматическая дисперсия измеряется в пикосекундах на нанометр-километр (пс/(нм·км)). Это уширение в пс, происходящее в импульсе шириной 1 нм при прохождении по ОВ длиной 1 км.
Хроматическая дисперсия линии передачи накапливается с ростом пройденного расстояния, это характеризуется изменением групповой задержки3, отнесенной к единичной длине волны (пс/нм).
Явление хроматической дисперсии ослабевает по мере уменьшения спектральной ширины излучения лазера. Увеличение влияния хроматической дисперсии наблюдается при увеличении скорости передачи, т.к. увеличивается скорость модуляции лазеров, в результате чего увеличивается ширина боковых полос.
Хроматическая дисперсия системы передачи чувствительна к:
На нее в меньшей степени влияют:
Хроматическая дисперсия уменьшается при:
уменьшении абсолютного значения хроматической дисперсии ОВ;
компенсации дисперсии.
Поляризационно-модовая дисперсия. В результате прокладки кабеля, установки муфт и арматуры и других механических воздействий, в процессе эксплуатации под влиянием внешних условий возможно возникновение различных псевдослучайных распределенных деформаций ОВ, изменение геометрии, соосности сердцевины и оболочки, удлинение или изгиб ОВ.
В любой точке ОВ импульс поляризованного оптического излучения можно разложить на поляризационные составляющие с двумя взаимно ортогональными состояниями поляризации, направленными вдоль двух локально ортогональных осей волокна, называемых быстрой и медленной осями. В уложенном в кабель ОВ направление этих осей и относительная разность скоростей распространения по каждой оси изменяются вдоль оптического пути.
На каждом участке волокна возникнет временная задержка между компонентами оптического сигнала, разложенного по быстрой и медленной осям. Направление осей соседних участков волокна меняется случайным образом, в результате форма и границы оптического импульса претерпевают статистическое временное расплывание (рисунок 3.15).
Влияние PMD на качество сигнала в линии связи возрастает при:
Для оценки PMD можно воспользоваться выражением:
, (3.16)
где L – длина ОВ;
KPMD – коэффициент PMD – определяется экспериментально.
Нелинейные эффекты в волоконной оптике порождают генерацию паразитных гармоник на частотах равных сумме или разности основных частот системы. Генерируемые таким образом дополнительные сигналы приводят к непредсказуемым потерям в ВОЛС.
Нелинейность ОВ не является дефектом производства или конструкции волокна. Это неотъемлемое свойство материальной среды при распространении в ней любой электромагнитной энергии.
Нелинейнейные эффекты имеют место, когда интенсивность лазерного излучения (мощность на единицу поперечного сечения) достигает некоторого порогового значения. Кроме того, влияние нелинейностей обнаруживается после прохождения сигналом некоторого пути по волокну в зависимости от параметров, конструкции ОВ и условий его работы.
Стимулированное Бриллюэновское рассеяние (Stimulated Brillouin Scattering, SBS) устанавливает верхний предел на уровень оптической мощности, который может быть передан по оптическому волокну. При превышении определенного уровня оптической мощности, именуемого порогом SBS, в ОВ возникает волна, распространяющаяся в обратном направлении к источнику света (рисунок 9.16, а), в результате чего полезная передаваемая оптическая мощность ослабляется (рисунок 9.16, б). SBS ограничивает количество световой энергии, которое может быть пере дано по волокну. Уровень оптической мощности, при котором возникает данный эффект, – порог SBS, – выражается формулой:
, (3.17)
где KSBS – постоянная, определяемая степенью свободы состояния поляризации, KSBS = 1..2;
gB – коэффициент усиления Бриллюэна,;
Aэфф – эффективная площадь сердечника;
ΔυБ – спектральная полоса Бриллюэна;
Δυист – спектральная полоса лазерного источника;
Lэфф – эффективная длина ОВ, определяемая выражения:
, (3.18)
где α указывается в непперах.
Для борьбы с SBS существуют три принципиальных подхода:
Снижение подводимой канальной оптической мощности до уровня, ниже порога SBS. Это очень дорогой способ решения задачи, т.к. в этом случае на оптических магистралях потребуется частое включение оптических усилителей, что приведет также и к снижению отношения несущая/шум.
При проектировании протяженных линий связи следует помнить, что всякое использование оптических усилителей понижает порог SBS. Порог SBS для системы с применением N оптических усилителей определяется зависимостью:
. (3.19)
Ухудшения, вызванные SBS, не возникнут в системах, где ширина линии источника значительно превосходит ширину полосы Бриллюэна, или там, где мощность сигнала меньше пороговой мощности SBS.
Стимулированное рамановское рассеяние (Stimulated Raman Scattering, SRS) по своему характеру проявления близко к SBS – оптический сигнал рассеивается и смещается в область более длинных волн (рисунки 3.16 и 3.17). При SBS спектр стимулированного излучения узкий (не более 60 МГц) и смещен в длинноволновую сторону на 10..11 ГГц, то при SRS спектр стимулированного излучения широкий (~ 7 ТГц) и смещен в длинноволновую сторону на величину порядка 10..13 ТГц.
В системах с волновым уплотнением влияние этого типа рассеяния заключается в перераспреде лении мощности из коротковолновых в длинноволновые каналы, при этом обед няется самый коротковолновой канал, так как его мощность может перека чиваться во многие каналы одновременно. В этом случае это явление работает как рамановский усилитель, и длинноволновые каналы усиливаются за счет коротковолновых каналов до тех пор, пока раз ница в длинах волн лежит в полосе частот рамановского усиления.
Рамановских перекрестных помех можно избежать, если мощности каналов сделать такими малыми, что рамановское усиление окажете незначительным на всей длине волокна.
Уровень пороговой мощности для возникновения эффекта раммановского рассеяния рассчитывается по формуле:
, (3.20)
где KSRS – коэффициент, зависящий от поляризационного состояния волны, KSRS = 1..2;
gR – коэффициент усиления Рамана,.
При использовании одноканальных систем нежелательные участки спектра могут быть убраны с помощью фильтров. Однако, для систем с волновым уплотнением практически нет технических приемов, позволяющих устранить влияние SRS.
Фазовая самомодуляция (Self-Phase Modulation, SPM). При очень высокой интенсивности лазерного излучения сигнал может модулировать свою собственную фазу. Такая модуляция расширяет спектр сигнала и уширяет или сжимает сигнал во времени в зависимости от знака хроматической дисперсии (положительного или отрицательного). В хвосте волнового пакета возникает сдвиг к более коротким длинам волн, а на переднем фронте – в область длинных (рисунок 9.18).
Фазовая самомодуляция возникает из-за зависимости показателя преломления n от интенсивности света (эффект Керра):
, (3.21)
где n0 – показатель преломления волокна;
n2 – коэффициент нелинейности показателя преломления, .
Явление SPM рассматривается, в основном, применительно к цифровым ВОЛС, работающим на скоростях, порядка Гбит/с, т.е. при длительностях импульсов, порядка сотен пс. SPM начинает проявляться в ОВ при мощностях, более 8..10 мВт и не зависит от частотной канальной расстановки или числа каналов. Разумеется, данный порог весьма условен, т.к. в значительной степени зависит от типа ОВ.
В системах с волновым уплотнением сигнал в спектрально уширенном фазовой самомодуляцией канале, может интерферировать с сигналами соседних каналов.
Фазовая самомодуляция возрастает при:
Фазовая автомодуляция уменьшается при:
В общем случае влияние SPM значительно только в системах с высоким значением накопленной дисперсии или в системах очень большой протя женности. Оптоволоконные системы, имеющие ограниченную накоплен ную дисперсию, могут не вызывать эффектов, характерных для SPM.
Перекрестная фазовая модуляция. Явление перекрестной фазовой модуляции заключается в том, что сигнал одного канала модулирует фазы сигналов в соседних каналах. Перекрестная фазовая модуляция (Cross-Phase Modulation, CPM) чувствительна к тем же факторам, что и явление фазовой самомодуляции, а также к увеличению числа каналов. Разнесение каналов, как и при фазовой самомодуляции, на нее практически не влияет, но явление CPM уменьшается при:
Перекрестная фазовая модуляция менее актуальна в системах WDM, использующих ОВ с большим эффективным сечением. Для снижения влияния данного явления необходимо выбирать ОВ с максимально возможной эффективной площадью сечения и, по возможности, снижать канальный уровень оптической мощности.
Модуляционная нестабильность (Modulation Instabliting, MI) наблюдается только в ОВ с положительной дисперсией. Во временном представлении MI проявляется в виде пиков на импульсах (рисунок 3.19), а в спектральном – как уширение спектра импульса.
Появление пиков на импульсах связано с тем, что длина волны на заднем фронте импульса оказывается короче длины волны на переднем фронте. ОВ с положительной дисперсией ускоряет волну заднего фронта более, чем длинную волну переднего фронта. Когда задний фронт входит во взаимодействие с передним фронтом, возникает интерференция, которая и служит причиной образования пиков на передаваемых импульсах. После детектирования оптического сигнала и последующей фильтрации амплитуда пиков уменьшается так, что они не оказывают существенного влияния на работу систем протяженностью менее 1000 км.
Четырехволновое смешение (Four-Wave Mixing, FWM) является одним из самых вредных нелинейных оптических явлений в системах с волновым разделением каналов. При достижении критического уровня мощности излучения лазера нелинейность ОВ приводит к взаимодействию трех волн с частотами ωi, ωj, ωk и появлению новой четвертой волны на частоте ωi ± ωj ± ωk (рисунок 9.20). Некоторые частоты таких ложных сигналов могут попасть в рабочие полосы пропускания каналов. Число таких ложных сигналов Nош определяется соотношением:
, (3.22)
где N – число передаваемых каналов.
Генерация боковых полос FWM может привести к значительному уменьшению мощности рабочих каналов. Когда комбинационные гар моники попадают на частоты рабочих каналов, то возникает параметрическая интерференция, которая может привести как к увеличению, так и уменьшению амплитуды рабочего импульса, в зависимости от фазовых соотношений рабочего сигнала и сигналов боковых полос.
Четырехволновое смешение чувствительно к:
Действие четырехволнового смешения нужно учитывать в системах, использующих ОВ со смещенной дисперсией (Рек. G.653). Оно менее критично в ОВ с ненулевой смещенной дисперсией (Рек. G.655), особенно в ОВ с большой эффективной площадью. Увеличение скорости передачи в канале незначительно влияет на эффективность четырехволнового смешения.
Влияние четырехволнового смешения уменьшается при:
Явление четырехволнового смешения менее опасно в системах DWDM, использующих волокно с несмещенной дисперсией (Рек. G.652) на длине волны 1550 нм, так как дисперсионная характеристика в этом случае относительно пологая. Для ОВ со смещенной дисперсией (Рек. G.653) дисперсионная кривая имеет крутой наклон в этом диапазоне и явление FWM необходимо учитывать.
Скремблирование – это преоб ра зо ва ние последовательности потока единиц и нулей данных с целью изменения ее структуры, близкой к случайной последовательности, без изменения скорости передачи. Дескремблирование – обратное преобразование, выполняемое в приёмнике с целью восстановления исходной последовательности цифрового потока.
Основой скремблера является n-каскадный регистр с обратными свя зями, формирующий последовательность максимальной длины 2n – 1. Различают два основных типа скремблеров-дескремблеров: самосинхронизирующиеся и с начальной установкой (аддитивные).
Рисунок 4.1 – Схема скремблирвания с самосинхронизацией
Рассмотрим схему самосинхронизирующихся скремблеров-дескремблеров (рисунок 4.1). Скремблирование происходит суммированием по модулю 2 исходных и псевдослучайных двоичных сигналов, генерируемых регистром сдвига.
Особенностью схемы является то, что она управляется самой скремблированной последовательностью, т. е. той, которая поступает в канал связи. Поэтому в данной схеме не требуется специальной установки состояний скремблера-дескремблера. В приёмнике выделение исходной поступившей последовательности происходит сложением по модулю 2 принятой скремблированной последовательности с псевдослучайной последовательностью регистра.
Для приведенной схемы входная последовательность аn с помощью скремблера преобразуется в двоичную последовательность bn=аn+(bn-6+bn-7), посылаемую в канал связи. В приёмнике из этой последовательности таким же регистром сдвига, как и в передатчике, формируется после до ва тель ность аn=bn+(bn-6+bn-7). Последняя идентична последовательности аn.
Одним из недостатков самосинхронизирующих скрембле ров/дескремблеров является свойство размножения ошибок. Так, для схемы на рисунке 1 при появлении одной ошибки в последовательности bn ошибочными оказываются также 6-й и 7-й символы последовательности аn. В общем случае ошибочно принятый бит будет проявляться α раз, где α – число обратных связей регистра. Этот недостаток ограничивает число обратных связей в регистре сдвига, и обычно оно не превышает α = 2.
Отмеченный недостаток самосинхронизирующих скрембле ров/дескремблеров практически отсутствует при аддитивном скремблировании с начальной установкой состояний регистров скремблера и дескремблера (рисунок 2). В этом скремблере также производится суммирование входного сигнала и псевдослучайной последовательности регистра, но результирующий сигнал не поступает на вход регистра. В дескремблере скремблированная последовательность также не проходит через регистр сдвига, поэтому размножения ошибок не происходит.
Рисунок 4.2 – Схема скремблирования с начальной установкой
Отсутствие явления размножения ошибок делает способ аддитивного скремблирования предпочтительным, но требуется решение задачи синхронизации (начальной установки) регистров скремблера/дескремблера.
Дифференциальная система (ДС) является устройством, с помощью которого осуществляется соединение 2-хпроводных и 4-хпроводных трактов. Дифференциальная система должна обеспечивать передачу энергии с минимальным затуханием как в направлении с 2-хпроводной цепи на передающую часть 4-хпроводной цепи, так и в направлении с приемной части 4-хпроводной цепи на 2-хпроводную цепь. Вместе с тем, дифференциальная система должна обеспечивать максимальное затухание во всем рабочем диапазоне частот в направлении с приемной части 4-хпроводной цепи на ее передающую часть.
Назначением БК является как можно более точное отображение входного сопротивления всех элементов, включенных в линейную сторону ДС во всем диапазоне рабочих частот. Чем точнее входное сопротивление БК будет отображать входное сопротивление линейной стороны, тем большее значение будет иметь переходное затухание.
Линии связи не подводятся непосредственно к ДС. Между ней и вводом линии помещают согласующий трансформатор, разделительный конденсатор, т.е. до ДС сигнал проходит ряд фильтров.
Корректирующие устройства (корректоры) включаются в линию связи (передатчик или приёмник) для дополнения их характеристик до требуемых для неискаженной передачи/приема сигналов. В каналообразующих устройствах используются два типа корректоров – корректирующих частотные характеристики канала передачи или временную характеристику сигнала.
Известно, что для неискажённой передачи сигналов требуется, чтобы амплитудные и фазовые соотношения их частотных составляющих при распространении по линиям и каналам связи не изменялись. Для этого необходимо, чтобы амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) линии или остаточного затухания канала была постоянной в спектре частот сигнала, а фазочастотная (ФЧХ) – линейной функцией частоты. В реальных условиях передачи эти условия не выполняются, что приводит к искажению сигналов и, в конечном счёте, к увеличению вероятности появления ошибки в передаваемых сообщений.
Частотные корректоры
Частотные характеристики каналов связи, т. е. его АЧХ и ФЧХ, можно корректировать как в передатчике, так и в приёмнике каналообразующего устройства. Кор ректор АЧХ, включенный на выходе передатчика, производит подъём высокочастотных составляющих сигнала с тем, чтобы после его прохождения по каналу связи на вход приёмника поступал сигнал с соотношением амплитуд. его составляющих как на входе корректора, т.е. сигнал поступал в приёмник без амплитудно-частотных ис ка же ний. В этом случае, фактически, в передатчике происходит предыс ка же ние (“перекос”) спектра сигнала, которое затем компенсируется самой линией.
Корректор АЧХ (рисунок 4.4, а), включаемый в приёмник ПРМ (рисунок 4.4, б), наоборот, производит по давление низкочастотных составляющих спектра сигнала с тем, чтобы после их прохождения через корректор амплитудно-частотные ис кажения линии связи были компенсированы корректором. Такой кор ректор часто называют компромиссным.
Корректоры ФЧХ обычно включаются в приёмник (ФК) и производят кор ректировку фазовых соотношений спектральных составляющих сигналов с тем, чтобы на выходе корректора они не отличались от соотношений на входе канала.
Частотные корректоры бывают постоянные, рассчитанные под усреднённые характеристики линий и каналов связи, и переменные, с ручной настройкой под конкретную линию связи. Постоянные корректоры используются в модемах, предназначенных для работы по коммутируемым и некоммутируемым (выделенным) линиям. Настраиваемые корректоры применяются обычно на некоммутируемых линиях, так как при работе модема на коммутируемых линиях частотные характеристики изменяются и невозможно каждый раз менять параметры корректора.
Рисунок 4.4 – Временные корректоры дискретных сигналов
Временные корректоры
При передаче дискретных сигналов по каналам связи искажения проявляются в изменении их формы и длительности, т. е. их временной зависимости. Поскольку временные характеристики сигналов однозначно связаны с АЧХ и ФЧХ линий, то достаточно было бы обеспечить неиска-жённую передачу дискретных сигналов данных только с помощью ампли-тудно- и фазочастотных корректоров. Обычно так и поступают при относи-тельно низких скоростях передачи (1200, 2400 бит/с).
Однако АЧХ и ФЧХ реальной линии или канала связи устанавливаются с помощью соответствующих частотных корректоров с определённым приближением к требуемым и не устраняют полностью амплитудно- и фазочастотные искажения, что проявляется в искажениях формы сигналов и увеличении вероятности ошибки, особенно на высоких скоростях передачи (больше 2400 бит/с). Пересчёт же влияния отклонений характеристик АЧХ и ФЧХ из частотной во временную область представляет собой весьма громоздкую и сложную задачу с применением интегрального преобра-зования Фурье. Поэтому окончательная компенсация искажений дискретных сигналов в линиях и каналах связи, предназначенных для передачи данных, осуществляется при непосредственном контроле их временных характеристик и использовании адаптивных корректоров. Адаптивные корректоры позволяют автоматически приспосабливаться к текущему состоянию линии или канала связи для достижения максимальной верности и скорости передачи.
Одной из наиболее употребляемых временных характеристик является импульсная – отклик системы на воздействие единичного импульса (функция Дирака). Если на вход линии или канала, отвечающим условиям неискажённой передачи в полосе частот от 0 до в = 2Fв и коэффициентом передачи по напряжению K(j) (рисунок 4.5, а), то данная линия является идеальным фильтром нижних частот, и напряжение на его выходе
где tз – время задержки сигнала на выходе линии по отношению к входному сигналу.
Рисунок 4.5 – Коэффициент передачи линии (а) и
форма выходного синала (б)
Форма выходного сигнала показана на рисунке 4.5, б сплошной линией. Функция g(t) через промежутки времени, кратные /в, равна нулю. Следовательно, если сигнал представляет собой последовательность коротких импульсов с частотой повторения 2Fв/n, где n – целое число, каждый из этих импульсов может быть принят без влияния соседних импульсов, несмотря на искажение формы сигнала, вызванное исключительно ограничением спектра входных единичных импульсов.
Предположим, что канал, вносящий искажения, имеет импульсную характеристику gp(t) (пунктирная линия на рисунке 4.5, б), отличную от g(t). Очевидно, что искажения импульсной последовательности с частотой повторения 2Fв/n в этом случае будут определяться значениями их импульсной характеристики, отличными от нуля в точках регистрации импульсов tзnt0. Очевидно также, что эти искажения будут устранены, если на входе канала наряду с основными сигналами в момент регистрации tзnt0 появляются опережающие и отстающие соответственно эхо-сигналы, компенсирующие отклонения i и i основных импульсов.
Такие эхо-сигналы могут быть получены включением в канал корректора (рисунок 4.5), состоящего из линии задержки, 2n + 1 уси ли те лей с коэффициентами передачи напряжения Ki и Si, фазовращателей φ и ψ, позволяющих изменять фазы суммируемых напряжений на обратные, и суммирующего устройства. Время задержки каждого из 2n элементов линии задержки равно t0.
Напряжение на выходе корректора равно сумме напряжений сигналов, прошедших через усилители K1 – Kn и опережающих сигнал на выходе усилителя S0, и напряжений сигналов, прошедших через усилители S1 – Sn и отстающих от сигнала на выходе S0. Сигналы управления усилителями Ki и Si и фазой φ и ψ поступают со схемы управления.
Так, если импульсная характеристика канала с искажениями импульсов соответствует приведенной на рисунке 4.5, б, регулятор центрального отвода от линии задержки находится в положении, когда коэффициент его передачи пропорционален 0, регулятор отвода от первого отстающего звена – в положение, когда его коэффициент передачи пропорционален плюс 1 (сигнал в фазе), от первого отстающего звена – в положение минус 1 (сигнал в противофазе) и т. д.
Рисунок 4.5– Схема временного крректора
Приведенный алгоритм работы адаптивного корректора временных характеристик сигналов требует как сложных вычислительных расчётов, так и сложной схемы управления.
Разветвитель – это пассивный оптический многополюсник, распределяющий поток оп тического излучения в одном направлении и объединяющий несколько потоков в об ратном направлении. В общем случае у разветвителя может быть M входных и N выходных портов.
Простейший биконический разветвитель представляет собой пару одномодовых ОВ, на определенном участке сваренных друг с другом по длине. Основная мода волокна, которая распространяется по сердцевине одного из ОВ, при прохождении области сварки преобразуется в моды оболочки. Когда волокна снова разделяются, моды оболочки снова преобразуются в моды волокна, распространяющиеся по сердцевине каждого из выходных волокон. В результате получается разветвитель, практически не вносящий потерь. Выходные сигналы не обязательно имеют равную мощность, соотношение их мощностей определяется интерференцией в области сварки волокон и зависит от длины этой области. Длина области связи при заданном соотношении мощностей зависит от длины волны света в одномодовом разветвителе. В качестве примера рассмотрим передачу по ОВ двух длин волн: 1300 и 1550 нм (рисунок 4.1). Требуемая длина области связи, для длины волны 1550 нм, больше, чем для длины волны 1300 нм. Это приводит к тому, что свет с длиной волны в 1300 нм полностью (100%) перейдет в сердцевину волокна В из А, а затем вернется из В в сер дцевину волокна А. Свет длины волны 1550 нм также полностью (100%) перейдет в сердцевину волокна В из А. Выбирая длину области связи, можно добиться объединения или разделения двух длин волн.
Ос новные характеристики разветвителей:
Аттенюатор – устройство, которое уменьшает интенсивность светового сиг нала, прошедшего через него. Аттенюаторы часто используются в качестве звена в схеме после лазерного передатчика, чтобы согласовать его выходную мощность с уровнем, требуемым следующими за ним устрой ствами, такими как усилители EDFA или оптический мультиплексор (рисунок 4.2).
Уровень возвратных потерь должен быть более 40 дБ, чтобы уровень сигнала, отражаемого обратно в направлении передатчика, был очень низок. Для атте нюаторов с фиксированным коэффициентом ослабления обычно использу ется следующий ряд коэффициентов ослабления (вносимых потерь): 3, 5, 10, 15, 20, 25, 30 дБ. Диапазон рабочих длин волн аттенюаторов должен соответствовать диапазону рабочих длин волн системы. Уровень потерь аттенюаторов, зависящий от поля ризации, не должен быть выше 0,3 дБ.
Одно из наиболее простых применений – короткие оптоволоконные секции, где уровень интенсивности света настолько высок, что выходит за гра ницы динамического диапазона детектора света (приемника). В такой схеме можно поставить аттенюатор, для уменьшения интенсивности света до уровня, соответствующего динамическому диапазону используемого приемника.
Другим примером является применение аттенюатора в системах WDM, где мощность каждого канала подстраивается так, чтобы обеспечить плос кую спектральную характеристику светового сигнала, поступающего на пер вый в линии усилитель EDFA.
Изоляторы – устройства, для которых потери света малы при распростране нии в одном направлении и велики в противоположном направлении. Изо ляторы обычно устанавливают в выходных схемах устройств с высоким уров нем интенсивности света, таких как передатчики на лазерных диодах и усилители EDFA или мультиплексоры. Их функция – уменьшить уровень сигнала, отраженного назад в используемый лазерный диод или усилитель EDFA.
Оптические изоляторы характеризуются:
В общем случае при проектировании изоляторов используют эффект Фарадея5. Изолятор управляет вращением плоскости поляризации оптического луча в присутствии магнитного поля. Это вращение происходит в том же направле нии, что и направление распространение света, параллельно или антипараллельно направлению магнитного поля. Оптический изолятор состоит из ци линдрического стержня из материала с эффектом Фарадея, такого как железоиттриевый гранат (YIG), длина которого выбирается так, чтобы обес печить вращение на 45°. Этот цилиндрический стержень помещается между двумя поляризаторами, чьи оси скрещены на 45° относительно друг друга. Свет, распространяющийся в одном направлении, проходит через второй по ляризатор благодаря эффекту Фарадея. В отличие от этого, свет, распростра няющийся в противоположном направлении, блокируется первым поляриза тором. Уровень изоляции должен быть больше, чем 30 дБ. Отражательная способность оптического изолятора должна быть на уровне 40 дБ и выше.
Фильтры на тонких пленках
Фильтры данного типа состоят из большого количества слоев прозрачного диэлектрического материала с различными показателями преломления, нанесенных на оптическую подложку. На границе раздела между разными слоями часть падающего светового луча отражается обратно, часть – проходит (рисунок 4.3). В зависимости от длины волны фазовые задержки между компонентами светового сигнала, отраженными от различных слоев фильтра, приводят к усилению или ослаблению отраженного света вследствие интерференции. Таким образом, в зависимости от длины волны и конструкции фильтра можно пропускать или задерживать определенные диапазоны длин волн или определенную длину волны, причем, чем более узкую полосу пропускания необходимо получить, тем большее количество слоев должен содержать в себе фильтр.
Данный тип фильтров позволяет получить достаточно узкую полосу пропускания
для систем с числом спектральных каналов, не превышающим 32. Для систем с большей плотностью каналов применяются другие технологии.
Фильтры на брэгговских дифракционных решетках
Дифракционная решетка Брэгга – это последовательность полуотражающих параллельных пластин, которые разнесены на расстояние d друг от друга.
Световой поток E, проходя через очередное зеркало, частично отражается в обратном направлении, частично проходит далее. В зависимости от расстояния d будет наблюдаться отражение одной или нескольких длин волн. Условия отражения длин волн (условия Брэгга):
, (4.1)
где n – произвольное число;
λВ – длина волны отраженного канала;
d – период решетки, который должен быть целым кратным половины длины волны.
Волоконно-оптическая решетка Брэгга представляет собой отрезок ОВ, показатель преломления которого периодически меняется по длине волокна (рисунок 4.4).
Фильтры Маха-Цендера
Интерферометр Маха-Цендера (М-Ц) можно получить путем соединения двух выходных портов одного разветвителя с двумя входным портам другого разветвителя, как показано на рисунке 4.5. Первый разветвитель расщепляет оптический сигнал на два равных потока. Каждый из потоков приобретает различные фазы вследствие наличия задержки в одной из ветвей. Объединяясь во втором разветвителе, потоки интерферируют.
Относительная фаза зависит от длины волны и коэффициента пропускания T(v), который тоже зависит от длины волны. Он может быть вы по формуле:
, (4.2)
где τm – относительная задержка между двумя ветвями интерферометра;
υ – частота.
Цепочка каскадов таких интерферометров М-Ц с определенным образом настроенными задержками работает как оптический фильтр, который может быть настроен путем небольшой подстройки длин ветвей.
Фильтры Фабри-Перо
Интерферометр Фабри-Перо (Ф-П) является устройством интерференционного типа, основанным на многократном отражении светового потока от двух поверхностей тонких пластин. Его принцип действия показан на рисунке 4.6. Существует интерференционный максимум для каждой длины волны, который математически выражается так:
, (4.3)
где m – целое число; d – расстояние между пластинами.
Интерферометр использует многократные отражения между двумя близко расположенными частично посеребренными поверхностями. Часть света проходит, а часть отражается каждый раз, когда свет достигает второй поверхности, образуя в результате много смещенных лучей, которые могут интерферировать друг с другом. Большое количество интерферирующих лучей создает интерферометр с исключительно высоким разрешением. Это чем-то напоминает множество щелей (шлицев) дифракционной решетки, которое увеличивает ее разрешение.
Резонатор Фабри-Перо – устройство, полученное из интерферометра Ф-П. Он представляет собой две параллельные пластины, отражающие свет вперед и назад. Степень дисперсности (тонкость структуры линий) является показателем того, как много волновых каналов могут одновременно пройти без серьезной интерференции между ними. Она является мерой энергии волн внутри резонансной полости относительно энергии, потерянной за цикл. Чем больше степень дисперсности, тем уже ширина резонансной линии. Степень дисперсности может рассматриваться как эквивалент понятия доб ротности Q электрических фильтров.
На основе интерферометра Ф-П можно создать оптический фильтр. Настройка фильтра осуществляется путем изменения длины зазора между двумя зеркалами. При более сложной конструкции интерферометра Ф-П, вся структура целиком помещается в пьезоэлектрическую камеру так, что указанная длина зазора может быть изменена электрически для настрой ки и выбора определенного канала. Преимущества фильтров Фабри-Перо в том, что они могут быть интегрированы в систему без возникновения потерь на стыковку. Число каналов ограничивается 50 – 100, учитывая ограниченную степень дисперсности практического фильтра Ф-П (F = 100 для 97% зеркала в тандеме, что увеличивает эффективную степень дисперсности до F ~ 1000).
Двухволновые мультиплексоры
Двухволновые мультиплексоры производятся с использованием волоконных разветвителей, позволяющих достичь низких вносимых потерь одновременно с высокой степенью изоляции каналов в широком диапазоне температур.
Простейший сплавной разветвитель (рисунок 4.1) представляет собой пару одномодовых оптических волокон, на участке определенной длины приваренных друг к другу вдоль боковой поверхности, изменяя длину сварного соединения, можно добиться вывода практически всего потока на длине волны λ1 через один выход, а потока на длине волны λ2 через другой.
Классическими сварными WDM-мультиплексорами являются устройства, объединяющие/разделяющие световые пучки с длинами волн 1310/1550 нм. Кроме того, используются мультиплексоры 1550/1625 нм. Световой канал с длиной волны 1625 нм используется для целей диагностики и управления работой оптической сети.
Мультиплексоры на основе оптических фильтров
В мультиплексорах и демультиплексорах могут быть использованы оптические узкополосные фильтры, каждый из которых выделяет из составного полихроматического светового пучка (или добавляет в него) один монохроматический пучок с определенной длиной волны. Располагая последовательно устройства ввода с разными длинами волн, можно получить мультиплексор с любым числом каналов (рисунок 4.7).
В качестве узкополосных оптических фильтров обычно применяются тонкопленочные фильтры или волоконные брэгговские дифракционные решетки (рисунок 4.8). Волоконная брэгговская решетка может использоваться как оптический фильтр в устройствах мультиплексирования и демультиплексирования, а также в комбинации с циркуляторами в мультиплексорах ввода/вывода каналов.
В мультиплексорах ввода/вывода каналов волоконная брэгговская решетка может использоваться вместе с двумя циркуляторами. Со стороны порта вывода канала циркулятор выделяет отраженную волну и направляет ее в порт вывода. Со стороны порта ввода циркулятор добавляет в передаваемый составной сигнал один канал на той же длине волны, что была выделена. Такие устройства часто используются на границе между магистральным каналом и сетью городского или регионального масштаба. В магистральном канале обычно очень много длин волн, в то время как в городских или региональных сетях их намного меньше.
Мультиплексоры на основе дисперсионных элементов
Рассмотренные выше мультиплексоры на основе каскада последовательно расположенных узкополосных фильтров вносят потери, прямо пропорциональные числу каскадов. Они обладают хорошими характеристиками для систем с относительно небольшим числом каскадов, но при числе каскадов более 32 вносимые потери становятся неприемлемо большими. Поэтому в DWDM-системах с числом каналов несколько десятков и больше применяются мультиплексоры на основе пространственных дисперсионных элементов. Пространственные дисперсионные элементы отражают или преломляют свет под разными углами в зависимости от длины волны света. Первые пространственные дисперсионные элементы – дисперсионные стеклянные призмы известны еще со времен И. Ньютона. Именно с их помощью был разложен на спектральные составляющие солнечный свет. В технологии DWDM, однако, дисперсионные призмы не используются из-за малости дисперсионного коэффициента KD угловой дисперсии, определяющего отношение разности углов d отклонения компонент к разности длин волн этих компонент:
. (4.4)
Мультиплексоры на основе дифракционных решеток
Дифракционные решетки отражают световой пучок некоторой длины волны под таким углом в плоскости падения, для которого разность набегов фаз от соседних элементов решетки равна 2π. Величина этого угла зависит от длины волны. Оптическая схема демультиплексора на основе отражательной объемной дифракционной решетки приведена на рисунке 4.9. Необходимость совмещения волоконных элементов с объемными делает устройства на основе дифракционных решеток дорогими и сложными в производстве. Однако вносимые ими потери практически не зависят от числа каналов, что делает эту технологию одной из наиболее привлекательных для использования в системах с большим числом каналов.
Мультиплексоры на основе массивов волноводов
Принцип действия фазовой решетки состоит в том, что свет проходит через несколько сложенных строго параллельно волноводов разной длины, при этом разность длин постоянна (рисунок 4.10).
Входной сигнал, который содержит излучение разных длин волн, попадает во входной разветвитель. Там он расщепляется на N оптических лучей, каждый из которых попадает в отдельный волноводный канал. Все N волноводных каналов, образующих волноводную матрицу, имеют разную длину и вносят в сигнал разные фазовые сдвиги, зависящие от длины волны. После этого световые пучки из отдельных волноводных каналов вновь объединяются в выходном разветвителе и интерферируют таким образом, что излучение разных длин волн попадает в разные выходные волноводы.
Решетки на основе массива волноводов различной длины используются для того, чтобы перераспределять сигналы различных длин волн (каналы) между двумя наборами ОВ или выделить (демультиплексировать) отдельные каналы составного сигнала в отдельные ОВ. Благодаря легко масштабируемой структуре, данная технология может широко применяться в системах с сотнями каналов.
Физические основы построения оптических передатчиков
Структура оптических передатчиков. Оптические передатчики (ОП), применяемые в волоконно-оптических системах связи, предназначены для преобразования электрических сигналов в оптические. С этой целью выходное излучение оптического источника модулируется в соответствии с входными электрическими сигналами, поступающими от передающего источника сообщений.
По характеру модуляции ОП делятся на передатчики с прямой (внутренней) и внешней модуляцией (рисунок 4.11). В оптических передатчиках с прямой модуляцией мощность излучения источника света модулируется внешним электрическим током. В цифровых системах связи на основе ОП с прямой модуляцией используется простейший оптический формат передачи данных, при котором логическому нулю соответствует выключенное состояние источника излучения, а логической единице – включенное.
При скоростях передачи 10 Гбит/с и выше используются ОП с внешней модуляцией. Источниками излучения в таких передатчиках, как правило, являются узкополосные одномодовые непрерывные полупроводниковые лазеры. Непрерывное оптическое излучение модулируется внешним модулятором, что обеспечивает формирование оптического сигнала с минимальной спектральной шириной. Применение внешней модуляции позволяет использовать более сложные форматы модуляции и применять поляризационное разделение сигналов. ОП с внешней модуляцией используются в системах дальней связи, в которых требования к качеству оптического сигнала особенно высоки. Максимальная скорость передачи информации, ограниченная быстродействием модулятора, составляет 40 Гбит/с. Для увеличения скорости передачи по одному каналу свыше 40 Гбит/с была предложена техника оптического временного уплотнения. Такие системы работают со специальными источниками излучения – лазерами с синхронизацией мод. Они генерируют непрерывную последовательность ультракоротких импульсов света.
Физический механизм работы лазеров
Физический механизм работы лазеров заключается в создании активной области (среды), в которой одновременно присутствуют носители зарядов двух типов: электроны, находящиеся в зоне проводимости, и дырки, находящиеся в валентной зоне. Вынужденная рекомбинация электронно-дырочных пар под действием световой волны вызывает усиление света в этой области. В обычных (стационарных) условиях в полупроводниках присутствуют носители заряда только одного типа: электроны зоны проводимости в полупроводниках n-типа и дырки валентной зоны в полупроводниках p-типа. Распределение электронов и дырок по уровням энергии в стационарных условиях показано на рисунке 4.12, а. Электроны заполняют незанятые уровни с минимально возможной энергией, так что заполненными оказываются все разрешенные уровни энергии, лежащие ниже некоторого уровня энергии ЕF, называемого уровнем Ферми. Некоторые значения энергии электроны не могут иметь по законам квантовой механики. Эта область значений энергии называется запрещенной зоной. В полупроводниках n-типа (рисунок 4.12, а) часть электронов и уровень Ферми ЕF находятся выше запрещенной зоны – в зоне проводимости. Этим определяется электронный тип проводимости полупроводников n-типа.
В полупроводниках р-типа, напротив, уровень Ферми ЕF лежит ниже запрещенной зоны – в валентной зоне. Незаполненные электронами уровни энергии валентной зоны называются дырками. В отсутствие внешнего напряжения уровни Ферми двух полупроводников, находящихся в контакте, совпадают. В области p-n-перехода энергетические зоны искривляются, что препятствует взаимному проникновению электронов и дырок в области с другим типом проводимости (можно сказать, что в области p-n-перехода возникает контактная разность потенциалов). Для создания активной области к
p-n-переходу прикладывается внешнее напряжение. Величину этого напряжения выбирают почти соответствующей энергетической ширине запрещенной зоны кристалла Еg, т.е.
, (4.5)
где e – абсолютная величина заряда электрона.
При наличии внешнего напряжения значения энергии уровней Ферми по обе стороны p-n-перехода оказываются неодинаковыми. В области p-n-перехода появляется узкая активная область, которая содержит электроны в зоне проводимости и дырки в валентной зоне. Проходящее через эту область световое излучение резонансной длины волны усиливается (рисунок 4.12, б).
Зонная структура полупроводников. Важнейшее свойство микросистем, состоящих из связанных микрочастиц (атомов, молекул, кристаллов), заключается в том, что внутренняя энергия системы E (энергия, не связанная с ее движением как целого) не может быть произвольной. Она может принимать лишь определенные дискретные (прерывные) значения E1, E2, E3... (E1 < E2 < E3). Возможные значения энергии электронов в атомах, молекулах, жидкостях и твердых телах, соответствующие определенным электронным состояниям, называются уровнями энергии электронов.
В кристаллах уровни энергии электронов сгруппированы в разрешенные полосы (зоны), разделенные участками энергий, которым не отвечает ни одно электронное состояние (запрещенные зоны). Заселенность электронами различных уровней энергии, т.е. относительное число электронов в данной системе, обладающих тем или иным значением энергии, описывается распределением Ферми. Электроны подчиняются принципу Паули, согласно которому в одном и том же состоянии не может находиться более одного электрона. Однако одному и тому же значению энергии может отвечать более чем одно состояние электрона. В этом случае энергетический уровень называется вырожденным, а число соответствующих ему состояний – степенью вырождения, или статистическим весом.
Если система, например атом, содержит только один электрон, то при абсолютном нуле температуры (Т = 0 К) электрон займет состояние с наименьшей энергией, т.к. в каждом состоянии не может находиться более одного электрона, то увеличение числа электронов в системе приводит к последовательному заполнению ими все более высоких энергетических уровней. При Т = 0 К в каждом состоянии с энергией Е, меньшей, чем энергия верхнего заполненного уровня, находится один электрон, а все состояния с большими энергиями пусты. Поэтому распределение Ферми при Т = 0 К имеет вид ступеньки. Энергия последнего заполненного уровня называется уровнем Ферми EF. Чем больше число электронов в системе, тем выше расположен уровень Ферми. В чистых полупроводниках все разрешенные полосы либо полностью заполнены, либо пусты. Заполненная зона называется валентной зоной, а незаполненная – зоной проводимости. Уровень Ферми в этом случае попадает в середину запрещенной зоны.
При наличии примесей, увеличивающих число электронов (донорных), часть электронов попадает в зону проводимости, а, следовательно, уровень Ферми также находится в зоне проводимости. Такие полупроводники называют полупроводниками n-типа. При наличии примесей, уменьшающих число электронов (акцепторных), электроны не полностью заполняют валентную зону, и уровень Ферми перемещается в валентную зону. Незаполненные электронами состояния называются дырками, т.к. формально их поведение можно описывать как поведение положительно заряженных частиц. Такие полупроводники (с акцепторными примесями) называются полупроводниками p-типа. Распространение тока в полупроводниках p-типа описывается как направленное движение положительно заряженных частиц (дырок) под действием внешнего электрического поля.
Полупроводниковые лазеры на гетеропереходах. Создание активной среды в большинстве полупроводниковых лазеров основано на инжекции носителей заряда (электронов и дырок) в область p-n-перехода. Поэтому лазеры такого типа называются инжекционными полупроводниковыми лазерами. В первых инжекционных лазерах активная среда создавалась вблизи p-n-перехода между двумя областями одного и того же полупроводникового кристалла; р- и n-области такой структуры отличаются только типом примеси (акцепторная или донорная), которой они легированы. Такой p-n-переход называется гомопереходом, а полупроводниковый лазер на основе этого перехода – гомолазером.
Существенным недостатком гомолазеров является то, что толщина t активного слоя существенно меньше толщины d области локализации лазерной моды. Так, например, для p-n-перехода, изготовленного в кристалле GaAs, t = 1 мкм, d = 3 мкм. Поскольку d > t, то активный слой взаимодействует только с центральной частью световой волны. Другая ее часть оказывается за пределами этого слоя и не только не усиливается, но, напротив, поглощается. В результате этого пороговый ток гомолазеров недопустимо высок и их практическое использование затруднено.
Радикально улучшить характеристики полупроводниковых лазеров удалось при создании гетеропереходов. Структура гетероперехода (гетероструктура) сложнее, чем структура гомоперехода. Наилучшими характеристиками обладают лазеры на основе двойного гетероперехода, который состоит из pw- и nw-областей полупроводника с широкой запрещенной зоной (широкозонного полупроводника), между которыми расположен тонкий слой полупроводника с узкой зоной (узкозонный полупроводник) (рисунок 4.13). Активная область в таком переходе совпадает со слоем узкозонного полупроводника. Именно в этой области накапливаются одновременно электроны зоны проводимости и дырки валентной зоны. Структура гетероперехода обеспечивает достижение более высокой концентрации электронов и дырок в активной области и, следовательно, более высокого коэффициента усиления. Кроме того, такая структура обладает свойствами волновода, т.к. показатель преломления узкозонного полупроводника выше, чем показатель преломления широкозонного.
Светоизлучающие диоды
Светоизлучающие диоды (СИД), используемые в связи, излучают свет в диапазоне, близком к инфракрасному. От большинства лазеров СИДы отличаются невысокой стоимостью.
Применение СИДов ограничено в виду того, что они излучают свет в широком конусе, который может быть эффективно захвачен только многомодовым ОВ, имеющим большую число вую апертуру.
По своей сути СИД являет ся диодом с p-n гомопереходом, смещенным в прямом направлении. Реком бинация пар электрон-дырка в обедненной зоне генерирует свет. Часть его выходит из диода и может быть собрана и направлена в ОВ. Излу чаемый свет некогерентен, имеет достаточно широкий спектр (30 – 60 нм) и излучается в конусе под относительно большим углом.
Существует два типа данного рода диодов – с излучаю щей поверхностью или с излучающим срезом. Различие заключается в излучаемой поверхности – она параллельна или перпендикулярна области перехода (рисунок 4.14). Оба типа могут быть сформированы путем использования либо p-n гомоперехода, либо гетероструктуры, в которой активная область окружена слоями подложки p- и n-типов.
Диод на основе гетероструктуры обладает лучшими характеристиками. Он обеспечивает управление во всей области эмиссии и позволяет устранить внутреннюю абсорбцию, благодаря прозрач ности слоев подложки.
В качестве источников излучения поверхностно излучающий диод неэффективен – в ОВ собирается не более 1% генерируемой внутри мощности.
Полупроводниковые лазеры
Лазер с резонатором Фабри-Перо. В системах передачи при скоростях до 2,5 Гбит/с применяются многомодовые лазеры с резонатором Фабри-Перо (рисунок 4.15). Роль зеркал-отражателей выполняют торцы полупроводникового кристалла.
Данный тип лазеров позволяет получить излучение на желанной длине волны, а также боковые моды меньшей амплитуды, отделенные промежутками порядка 1 нм. Мощность полной выходной мощности стабильна, однако имеет место изменение мощности отдельных мод, что, в свою очередь, приводит к возрастанию хроматической дисперсии, и, как следствие, к возрастанию уровня шумов выходном сигнале. Следует отметить чувствительность данного типа лазеров к отражениям от внешних поверхностей оптических разъемов. Данное свойство также влияет на распределение мощности сигнала по отдельным модам.
Лазер с распределенной обратной связью. При скоростях передачи 2,5 Гбит/с и выше применяются лазеры с распределенной обратной связью или распределенной брэгговской решеткой.
В структуре лазеров с распределенной обратной связью (Distributed Feed Back, DFB) используется брэгговская дифракционная решетка для дополнительного уменьшения ширины линии генерации, которая служит механизмом обратной связи. Формируется она в активной зоне между двумя слоями лазерной структуры (рисунок 4.16). Таким образом, DFB-лазер имеет встроенные возможности выбора длины вол ны благодаря механизму обратной связи. Обратная связь не локализована в одном месте, а распределена по длине резонаторной полости.
Лазеры с распределенной обратной связью позволяют ослабить влияние хроматической дисперсии, т.к. они работают в одномодовом одночастотном режиме, а в этом случае достигается минимальная ширина спектра излучения.
Достигается данный эффект размещением зеркал на концах усиливающей области в ней самой создается периодическая решетка показателя преломления, как показано на рисунке 4.16. Период решетки d подобран так, чтобы условие Брэгга выполнялось для отражения в обратном направлении. С учетом показателя преломления n условие Брэгга имеет вид:
. (4.6)
Условие отражения от периодической структуры выполняются для лучей обоих направлений. Таким образом, периодическая решетка создает обратную связь в обоих направлениях, распределенную по всей длине лазера. Поскольку обратная связь, создаваемая периодической решеткой, является селективной, то в DFB-лазерах обеспечивается режим одномодовой генерации. Еще одно преимущество DFB-лазеров – возможность размещать такие лазеры непосредственно на поверхности полупроводниковой подложки и подключать их к ОВ на поверхности этой подложки, создавая интегральные оптические устройства.
В процессе работы параметры брэгговской решетки могут изменяться (нагрев, изменение тока накачки, влияние отражений от оптических разъемов и т.д.), что приводит к существенному изменению длины волны излучения лазера. Данные проблемы решаются путем добавления некоторых компонентов в структуру лазера – фотодиод для мониторинга выхода, термоэлектрический охладитель, схему обратной связи для управления выходом и поддержания желаемой частоты.
Лазер с распределенными брэгговскими отражателями. Лазер с распределенными брэгговскими отражателями (Distributed Brag Reflector, DBR) содержит селективный элемент – брэгговскую решетку, расположенную в неактивной зоне (рисунок 4.17).
Данным типов лазеров обеспечивается более узкая, по сравнению с предыдущими типами, ширина спектра. Спектр отражения брэгговского отражателя определяется числом интерферирующих отраженных пучков, которое равно числу штрихов решетки. С увеличением числа интерферирующих пучков ширина спектра отражения уменьшается. Поэтому увеличением числа штрихов можно добиться того, что условия генерации будут выполняться только для одной моды. Это обеспечивает поддержание режима одночастотной одномодовой генерации в DBR-лазерах.
Лазер с вертикальным резонатором и поверхностным излучением. В лазерах с вертикальным резонатором и поверхностным излучением (Vertical-Cavity Surface-Emitting Laser, VCSEL) излучение направлено перпендикулярно p-n-слою (рисунок 4.18). Вертикальная структура состоит из ряда слоев p-типа, активной области, и ряда слоев n-типа. Сверху и снизу от активной среды расположены слои полупровод
ников с периодически изменяющейся величиной показателя преломления, которые изготавливаются из комбинации In + Ga + As + (Al или Р). Слои выполняют функции лазерных зеркал, и излучение лазера направлено вертикально вверх, то есть перпендикулярно плоскости слоев. Число слоев зависит от желаемой длины волны излучения. Например, комбинация In + Ga + As + P используется для лазеров в окне длин волн 1310 – 1550 нм.
Лазеры типа VCSEL работают в одномодовом (продольная мода) режиме, используя резонатор исключительно малой длины (порядка 1 мкм), для которого раз несение мод превышает полосу частот усиления. Они излучают свет в на правлении перпендикулярном плоскости активного слоя, аналогично тому, как это делается в СИД с излучающей поверхностью. Работа такого лазера в одномодовом (поперечная мода) режиме может быть реализована путем уменьшения диаметра VCSEL до 2 – 3 мкм. Выходная мощность и ширина полосы лазеров типа VCSEL, как правило, ниже, чем аналогичные показа тели DFB-лазеров. Их стоимость относительно низка по сравнению с DFB-лазерами.
Важнейшее преимущество VCSEL-лазеров состоит в их технологичности, так как на одном чипе можно разместить матрицу лазеров, каждый из которых может излучать заданную длину волны, согласно сетке частот. Еще одним достоинством подобных систем является более простая технология стабилизации параметров, осуществляемая для всех лазеров массива одновременно.
Перестраиваемые лазеры
Принцип действия. Принципы работы перестраиваемых лазеров такие же, как и у лазеров с фиксированной длинной волны генерации. Основными элементами любого лазера являются усилитель и резонатор. В перестраиваемых лазерах применяются те же активные элементы, что и в обычных лазерах, поэтому свойства таких лазеров определяются конструкциями используемых перестраиваемых селективных резонаторов.
Перестраиваемые лазеры характеризуются двумя особенностями. Во-первых, спектр усиления их активного вещества должен быть достаточно широким для того, чтобы обеспечить генерацию во всем требуемом диапазоне перестройки. Во-вторых, резонатор лазера должен обладать высокой селективностью для выделения одной длины волны и его конструкция должна обеспечивать возможность перестройки в заданном диапазоне.
Простейший резонатор для создания обратной связи – резонатор Фабри – Перо, образованный двумя плоскопараллельными зеркалами или отражателями любого другого типа (рисунок 4.19). В частности, в простейшем полупроводниковом лазере роль отражателей играют торцы активного элемента – полупроводникового кристалла. Сами отражатели в таких лазерах являются неселективными в интересующей нас спектральной области, поэтому резонансные частоты νq определяются резонансными свойствами интерферометра Фабри – Перо:
или (4.7)
где q – целое положительное число, Lopt – оптическая длина резонатора. Оптическая длина резонатора с расстоянием между зеркалами L (геометрическая длина), заполненного однородным прозрачным материалом, с показателем преломления n определяется выражением: Lopt = nL.
Частотный интервал Δνmm между соседними резонансами (межмодовый интервал):
или . (4.8)
Только в лазерах с вертикальным резонатором обеспечивается одномодовый режим генерации, так как типичные размеры резонатора имеют величину несколько микрометров.
Перестраиваемый лазер с селектором на основе дифракционной решетки. Широкое применение для перестройки полупроводниковых лазеров нашли селекторы на основе дифракционной решетки, используемой по модифицированной схеме Литтмана – Меткалфа, так как такие селекторы обладают уникальным сочетанием узкополосности фильтра с широким диапазоном перестройки. В лазере с внешним резонатором из-за большой длины резонатора и плотного расположения продольных мод для обеспечения одномодового режима требуется достаточно узкополосный селектор, обеспечивающий необходимый уровень вносимых потерь для нерабочих продольных мод. Механизм селекции частоты лазера с внешним резонатором и комбинированным селектором на основе дифракционной решетки приведена на рисунке 4.20. Резонатор лазера образован одним из торцов лазерного чипа, дифракционной решеткой и перестраиваемым зеркалом. Дифракционная решетка работает на одном из больших порядков дифракции, что обеспечивает ее высокую дисперсию и, следовательно, селективность. Различные спектральные компоненты отражаются от решетки под разными углами. Генерация осуществляется на той длине волны (частоте), для которой дифрагированный на решетке луч перпендикулярен поверхности зеркала. Перестройка частоты достигается изменением наклона зеркала с помощью микроэлектромеханического привода.
Перестраиваемые лазеры с селективным перестраиваемым зеркалом. Другая возможность – использование в качестве внутрирезонаторного селектора интерферометра Фабри – Перо. Однако такой селектор с требуемой селективностью не обладает достаточно большой областью свободной дисперсии, чтобы обеспечить одночастотную генерацию и возможность перестройки частоты во всем требуемом диапазоне. Поэтому обычно внутрирезонаторный интерферометр Фабри – Перо используется в сочетании с более грубым селектором, обладающим широкой областью свободной дисперсии. В качестве грубого селектора может быть использовано перестраиваемое выходное зеркало (рисунок 4.21). Принцип селекции поясняет рисунок 4.22. Дальнейшее усовершенствование перестраиваемого зеркала на основе жидкокристаллического фильтра позволило отказаться от внутрирезонаторного эталона Фабри – Перо.
Рисунок 4.21 – Оптическая схема перестраиваемого лазера с внешним резонатором и комбинированным селектором на основе эталона Фабри – Перо и селективного перестраиваемого зеркала
Рисунок 4.22 – Механизм селекции частоты лазера с внешним резонатором и комбинированным селектором
Перестраиваемый лазер с двумя интерферометрами Фабри – Перо. Для получения необходимой области свободной дисперсии и селективности может быть использован селектор, образованный двумя интерферометрами Фабри – Перо с немного отличающимися оптическими длинами. Оптическая схема лазера с таким селектором приведена на рисунке 4.23. Отличие лазера с двумя интерферометрами Фабри – Перо от других типов перестраиваемых лазеров с внешним резонатором заключается в работе используемого селектора. Спектры пропускания двух интерферометров Фабри – Перо со слегка отличающимися оптическими длинами приведены на рисунке 4.24. Расстояние между соседними максимумами пропускания первого интерферометра равно (δν1), а расстояние между соседними максимумами пропускания второго интерферометра равно δν2 = δν1·(1+ξ), где ξ – малый параметр, обычно принимающий значения от 0,01 до 0,1. Максимум пропускания составного селектора соответствует длине волны, на которой совпадают максимумы пропускания двух селекторов. Этот максимум называется главным максимумом пропускания составного селектора. Так как положения соседних максимумов пропускания двух интерферометров не совпадают, то коэффициент пропускания составного селектора вблизи них оказывается существенно меньше главного максимума. Область свободной дисперсии и, следовательно, возможный диапазон перестройки равны расстоянию между главными максимумами пропускания составного селектора. Расстояние между главными максимумами в (1/ξ) ~ 10 – 100 раз больше области свободной дисперсии каждого из интерферометров. Кроме того, перестройка максимума пропускания комбинированного селектора осуществляется в широком диапазоне, существенно превышающем диапазоны перестройки каждого фильтра. Рассмотрим подробнее, как происходит перестройка частоты главного максимума пропускания составного селектора. В начале он настроен на частоту ν0. После смещения резонансной частоты второго интерферометра на ξ(δν1) составной селектор оказывается настроен на частоту ν0 + δν1.
Рисунок 4.23 – Схема перестраиваемого лазера
с двумя интерферометрами Фабри – Перо
После смещения второго интерферометра на частоту 2ξ(δν1) составной селектор оказывается настроен на частоту ν0 + 2δν2 и так далее. Перестраивая только второй интерферометр, можно настраивать составной селектор на различные резонансы первого интерферометра. Аналогично если перестраивать только первый интерферометр, то можно настраивать составной селектор на резонансы второго интерферометра. Подстраивая одновременно оба селектора, можно настроить составной селектор на любую длину волны.
Область перестройки Δν частоты лазера определяется областью свободной дисперсии составного селектора, равной расстоянию между двумя соседними максимумами пропускания: .
Один из интерферометров может быть настроен согласно частотного плана ITU, тогда, перестраивая второй интерферометр, можно осуществлять переключение частоты генерации строго между стандартизованными частотами.
Перестраиваемые лазеры с брэгговскими решетками. Активная среда полупроводниковых лазеров представляет собой диэлектрический волновод, ограничивающий световой пучок в поперечном к оптической оси сечении. Для создания перестраиваемых волноводных лазеров необходимо использовать волноводные перестраиваемые селекторы. Роль селекторов играют периодические отражающие структуры с пространственным периодом порядка половины длины световой волны. Такие резонансные периодические структуры для создания обратной связи, называемые также брэгговскими решетками, либо наносятся на поверхность волновода, либо вытравливаются в них.
В лазерах с распределенной обратной связью (DFB-лазерах) решетка создается в активной среде. Обратная связь возникает вследствие брэгговского отражения, распределенного равномерно по всей активной области (рисунок 4.25, а). В лазерах с распределенными брэгговскими отражателями (DBR-лазерах) периодические структуры используются в качестве резонансных отражателей, размещенных вне активной среды (рисунок 4.25, б). Поскольку селективно отражающая и активная (усиливающая) области пространственно разделены, такие лазеры предоставляют больше возможностей для управления спектром излучения.
На основе DFB- или DBR-лазеров можно создавать интегрированные на одной планарной структуре фотонные устройства, включающие в себя перестраиваемый лазер, модулятор и усилитель.
Перестраиваемые DFB-лазеры. Полупроводниковые лазеры с распределенной обратной связью являются простейшими перестраиваемыми волноводными полупроводниковыми лазерами. В отличие от лазеров с интерферометром Фабри – Перо, благодаря спектральной селективности распределенного отражателя, DFB-лазеры работают в одночастотном режиме генерации (т.е. генерация осуществляется на одной поперечной и одной продольной моде). Длина волны генерации связана с периодом решетки Λ выражением:
(13.5)
где nEF – эффективный показатель преломления генерирующей моды;
m – порядок решетки, в большинстве случаев равный 1.
Такие лазеры естественно использовать в качестве перестраиваемого источника излучения, так как они обладают заметной температурной зависимостью частоты (длины волны) генерации. Коэффициент температурной зависимости длины волны излучения типичного DFB-лазера составляет 0,1 нм/0С.
Фактически перестраиваемые DFB-лазеры отличаются от DFB-лазеров с фиксированной частотой только одним – они содержат блок управления температурой лазера. Простота реализации таких лазеров – это главное и очень существенное преимущество перестраиваемых DFB-лазеров.
DFB-лазеры обладают, однако, существенным недостатком – ограниченной областью перестройки частоты. В обычном DFB-лазере величина температурной перестройки составляет 400 ГГц, что обеспечивает перекрытие 8 каналов ITU-T при расстоянии 50 ГГц или всего 4 каналов при расстоянии 100 ГГц.
Для увеличения диапазона перестройки используются полностью моноблочные интегрированные конструкции, содержащие решетку из нескольких DFB-лазеров, объединенных в один блок. Так, блок из восьми параллельно расположенных DFB-лазеров и объединенных многомодовым волноводным объединителем позволяет обеспечить диапазон перестройки до 60 нм. Для увеличения выходной мощности такого перестраиваемого лазера на выходе устанавливается усилитель.
Разработаны и исследованы различные конструкции многоэлементных перестраиваемых лазеров с числом элементарных DFB-лазеров в решетке от 2 до 8.
Перестраиваемые DBR-лазеры. Перестраиваемые DBR-лазеры – это волноводные аналоги лазеров с внешним резонатором. Отличие заключается в том, что активная усилительная часть лазера и внешний резонатор интегрированы (объединены) на одной подложке – при помощи одного волновода (рисунке 4.25, б). Простейший вариант DBR-лазера содержит один отражатель в виде распределенной брэгговской дифракционной решетки, а роль второй решетки выполняет торец полупроводникового кристалла (иногда с диэлектрическим покрытием). Решетка обычно создается периодической модуляцией толщины волновода, что приводит к периодической модуляции эффективного показателя преломления для распространяющейся моды. Такая модуляция показателя преломления приводит к эффективной связи между встречными волнами при выполнении условия Брэгга. Для получения узкого спектра отражения решетки делают относительно больших размеров и с небольшой глубиной модуляции.
Перестройка длины волны осуществляется путем инжекции носителей заряда в область решетки. При этом показатель преломления nEF уменьшается и, следовательно, изменяется резонансная длина волны. Расчеты показывают, что для увеличения диапазона перестройки запрещенная зона пассивной части должна быть близка к энергии фотонов (или к величине запрещенной зоны усилительной области). Но слишком близкими их делать нельзя из-за увеличения затухания световой волны.
Простота конструкции и возможность интеграции с волноводными усилителями и модуляторами делают DBR-лазеры очень привлекательными. Однако область их перестройки определяется величиной относительного изменения эффективного показателя преломления и ограничивается величиной менее 20 нм. Для увеличения диапазона перестройки разработаны новые типы перестраиваемых DBR-лазеров: SG DBR-лазеры и SSG DBR-лазеры.
Лазеры с профилированными брэгговскими отражателями (SG DBR-лазеры). Структура лазера с профилированными брэгговскими отражателями (SG DBR-лазера) аналогична структуре DBR-лазера. Отличие заключается в том, что в SG DBR-лазерах используются два отражателя, выполненных в виде распределенных профилированных дифракционных решеток (Sampled diffraction Grating – SG), которые одновременно выполняют роль узкополосных фильтров (рисунок 13.16). Такие структурированные решетки расположены по обеим сторонам от области усиления. Каждая профилированная решетка представляет собой периодическую структуру из повторяющихся с периодом ΛS участков с нанесенной брэгговской решеткой размером ΛG и участков без решетки (увеличенная область показана на рисунке 4.26). Периоды ΛS профилей двух решеток отличаются примерно на 10%.
Принцип селекции длины волны и перестройки аналогичен принципу перестройки селектора, состоящего из двух интерферометров Фабри – Перо. Спектр отражения каждого из двух зеркал представляет собой периодически расположенные максимумы отражения (их спектр отражения аналогичен спектру пропускания интерферометра Фабри – Перо), при этом расстояние между максимумами отличается примерно на 10%. Генерация осуществляется на длине волны, на которой максимумы отражения двух зеркал совпадают (так как периоды следования максимумов различны, они совпадают только для одной-единственной частоты).
Каждое из двух зеркал (переднее и заднее) перестраивается примерно в диапазоне 10 нм, что обеспечивает перестройку длины волны излучения лазера в диапазоне 100 нм. Вторая секция (Усиление) служит для усиления светового излучения. Третья секция (Фаза) обеспечивает тонкую подстройку оптической длины резонатора лазера и, следовательно, тонкую подстройку частоты генерации.
Схема разработанного на основе SG DBR-лазера интегрированного моноблочного излучателя с перестройкой частоты приведена на рисунке 4.27.
SSG DBR-лазеры. SSG DBR-лазеры представляют собой модификацию лазеров с профилированными решетками (SG DBR-лазеров). Эти два типа лазеров функционально идентичны и отличаются только строением брэгговских зеркал. В SSG DBR-лазерах решетки брэгговских зеркал периодически чирпированы (т.е. промодулирована их пространственная частота), а в SG DBR-лазерах периодически промодулирована амплитуда. Как и в профилированных решетках, пространственный период модуляции в SSG-решетках определяет расстояние между частотными максимумами отражения. Преимущество SSG-решеток перед SG-решетками состоит в том, что SSG-решетки не имеют «пустых» участков и, следовательно, необходимый коэффициент их отражения можно получить при меньшей глубине модуляции волновода.
Перестраиваемые лазеры с вертикальными резонаторами. В лазерах с вертикальным резонатором (VCSEL) ось резонатора перпендикулярна плоскости слоев гетероструктуры, выполняющей роль активной усиливающей области. Поперечный размер активного слоя – доли микрометра, поэтому длина резонатора VCSEL тоже очень мала. Благодаря этому, во-первых, обеспечивается селекция одной продольной моды, а во-вторых, перестройка длины волны может быть осуществлена изменением оптической длины резонатора. Наиболее простой способ изменения оптической длины резонатора состоит в механическом перемещении одного из зеркал резонатора.
На рисунке 4.28 приведен перестраиваемый VCSEL мембранного типа, а на рисунке 4.29 – VCSEL консольного типа. Перестройка осуществляется перемещением верхнего подвижного зеркала, отделенного от пассивной n-области небольшим воздушным зазором. Перемещение зеркала, как и в других типах микроэлектромеханических устройств, осуществляется электростатическими силами при создании разности потенциалов между перемещающимся зеркалом и верхней частью полупроводниковой гетероструктуры. Для крепления зеркала используются механические устройства консольного или мембранного типа. Область перестройки VCSEL может достигать сотен нм и совпадать с шириной полосы усиления активного элемента.
Скорость перестройки и диапазон управляющих напряжений определяются конструкцией подвижного зеркала. Перемещение подвижного зеркала перестраиваемого VCSEL осуществляется за счет изменения электростатического притяжения подвижного зеркала и подстилающей области полупроводника при изменении разности потенциалов между ними. Типичные значения времени перестройки лежат в диапазоне от сотен микросекунд до единиц миллисекунд, включая время срабатывания цепи обратной связи для точной подстройки частоты.
Диапазон перестройки VCSEL равен минимальному из четырех спектральных диапазонов:
Так же как и в VCSEL с фиксированной длиной волны, в перестраиваемых VCSEL удается выделить одну поперечную моду с коэффициентом подавления боковых мод более 20 дБ за счет уменьшения апертуры рабочей области до относительно малых размеров. Уменьшение рабочей области ограничивает достижимую выходную мощность, типичные значения которой лежат в диапазоне десятых долей милливатта.
Оптические приемники
Наиболее распространены детекторы на основе кремниевых и InGaAs PIN-диодов. Пик чувствительности кремниевых фотодиодов находится в районе длины волны 900 нм, фотодиоды типа InGaAs имеют наибольшую чувствительность в диапазоне длин волн 1300 – 1500 нм.
PIN-фотодиоды
Наиболее распространены детекторы на основе кремниевых и InGaAs PIN-диодов. Пик чувствительности кремниевых фотодиодов находится в районе длины волны 900 нм, фотодиоды типа InGaAs имеют наибольшую чувствительность в диапазоне длин волн 1300 – 1500 нм.
Детекторы на основе кремниевых фотодиодов. В кремниевых PIN-фотодиодах между p- и n-областями расположен i-слой с собственной проводимостью. Толщина этого слоя выбирается большой с тем, чтобы обеспечить поглощение света именно в этой области. Поскольку в i-слое свободные носители отсутствуют, при обратном смещении p-n перехода все приложенное напряжение будет падать на i-слое. Фотогенерированные носители в i-слое будут разделяться в сильном электрическом поле и фотоотклик таких диодов будет быстрым.
На рисунке 13.20 показано поперечное сечение кремниевого фотодиода. Ос новным материалом является кремний n-типа. Фотодиодные переходы, по сравнению с обычными p-n переходами, нео бычны тем, что верхний слой p-типа очень тонок. Кремний имеет обедненный слой электрических зарядов вблизи p-n перехода. Прикладывая обратное напряжение смещения на такой переход, можно изменять глубину обедненного слоя, и, как следствие, емкость обедненного слоя. С увеличением степени обеднения эта емкость уменьшается до тех пор, пока не будет достигнуто состояние полного обеднения. Обеднен ный слой особенно важен для характеристик фотодиода благодаря тому, что он в большей степени определяет чувствительность к световому излучению.
Пары электрон-дырка формируются, когда свет поглощается в активной области. В ней электроны отделяются и проходят в область n-типа, а дырки – в область p-типа. Это приводит к возникновению тока, генерируемого падающим светом. Такая миграция электронов и дырок в области их пред почтения называется фотогальваническим эффектом. Генерируемый ток, обычно определяемый как ток короткого замыкания, линейно зависит от света, излучаемого на активную область. Этот ток может изменяться в достаточно широком диапазоне.
Детекторы на основе InGaAs. На рисунке 13.21 приведена обобщенная схема PIN-фотодиода на основе InGaAs. Этот тип диодов используется как фотодетектор для больших длин волн (в диапазонах 1310 и 1550 нм).
Так как ширина запре щенной зоны для InP равна 1,35 эВ, p-слой и n-слой прозрачены для света с длиной вол ны больше 0,92 мкм. Ширина запрещенной зоны для i-слоя, состоящего из материала InGaAs, равна 0,75 эВ. Эта величина соответствует длине волны отсечки 1650 нм. Следовательно, средний слой из материала InGaAs, поглощает длины волн в области 1300 – 1600 нм.
Этот тип PIN-диодов имеет очень хорошие характеристики во втором и третьем окнах прозрачности.
Детекторы на основе лавинных фотодиодов. Лавинный фотодиод – это фотоприемник, в котором повышение квантовой эффективности реализуется за счет внутреннего усиления благодаря лавинному умножению в обратно смещенном p-n переходе.
Лавинный фотодиод (Avalanche Photo Diode, APD) представляет из себя PIN-диод с усилением. На рисунке 13.22 схематически представлено поперечное сечение типичной структуры APD, сочетающей преимущества лавинного и PIN-фотодиода.
На рисунке показаны зона поглощения А, зона умножения М. Поперек зоны А приложено электрическое поле Е, которое разделяет фотогенерируемые дыр ки и электроны и забрасывает один тип носителей в зону умножения. Эта зона М представляет собой область высокой электрической напряженности, способ ной обеспечить усиление внутреннему фототоку за счет ударной ионизации. Кроме того, способность данного поля к умножению носите лей должна позволить достичь эффективного усиления и при напряженности поля ниже напряжения пробоя для данного диода.
Требование высоких значений внутреннего усиления накладывают достаточно жесткие ограничения на качество и однородность полупроводникового материала, поскольку коэффициент умножения экспоненциально сильно зависит от напряженности электрического поля.
Регенераторы оптических сигналов
Регенератор принимает искаженный оптический сигнал на свой вход и пре образует его в почти идеальную копию сигнала, похожую на ту, какая была передана предыдущим передатчиком. Этот регенерированный сигнал прак тически свободен от искажений. Функция регенерации выполняется полно стью цифровым передатчиком и приемником.
На рисунке 14.1 показана блок-схема цифрового оптического регенератора. На вход регенерато ра поступает оптический сигнал, искаженный и ослабленный за счет накопленной дисперсии и потерь в секции, которую он прошел. Опти ческие импульсы, которые представляют двоичные 1, преобразуются в элект рические 1, а битовые позиции, где такой импульс отсутствует или его величина меньше порога регистрации, преобразуются в электрические двоичные 0. Этот электрический сигнал передается через электрическую схему приемника, где осуществляется вос становление сигнала тактовой синхронизации. Окончательное решение о том, что существует в той или иной битовой позиции 1 или 0, определяется в процессе демодуляции оптического сигнала.
Усилитель не регенерирует цифровой сигнал, тогда как регенератор делает это. Преимущество здесь состоит в том, что на вход усилителя подается сигнал, в котором аккумулированы все формы искажений. Этот же цифровой сигнал, содержащий те же самые плюс добавленные усилителем шумы и искажения, выходит из усилителя. В противоположность этому, регенератор устраняет большинство искажений и ухудшений цифрового сигнала и подает на выход прямоугольную последовательность двоичных импульсов, однако он сложен реализации и требует источника электрического питания.
Волоконно-оптические усилители EDFA
Принцип действия усилителей EDFA. Оптический сигнал, передаваемый на расстояния порядка 100 км, ослабевает на величину порядка 20 дБ, и требует усиления. Опыт применения регенераторовд для этих целей показал необходимость дальнейших исследований. В результате были разработаны эрбиевые усилители (Erbium-Doped Fiber Amplifier, EDFA). Усилители на волоконном световоде, легированном ионами эрбия (Er-doped fiber), обладают сочетанием уникальных свойств:
Принцип работы усилителей EDFA основан на явлении усиления света при вынужденном излучении лазеров (Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation). Это то же самое явление, которое обеспечивает возникновение генерации в лазерах.
Возможность усиления света в световодах, легированных ионами эрбия, обуславливается схемой уровней энергии данного редкоземельного элемента, представленной в упрощенном виде на рисунке 14.2.
Усиление света в эрбиевом усилителе происходит благодаря переходу между энергетическими уровнями 2 → 1. Под действием накачки за счет поглощения фотонов накачки ионы эрбия переходят из основного состояния (уровень 1) в верхнее возбужденное состояние (уровень 3), которое является короткоживущим (время жизни τ3 = 1 мкс), и за счет процессов релаксации переходят в долгоживущее состояние (на метастабильный уровень 2 энергии). Термин метастабильный означает, что время пребывания иона эрбия на этом уровне энергии (его также называют временем жизни) относительно велико (τ2 = 10 мс, т.е τ2 = 10 000 τ3). Поэтому число ионов, находящихся на уровне 2, при соответствующей мощности накачки может превышать число ионов на уровне 1. Уровень 1 называется основным состоянием, т.к. в отсутствие накачки практически все ионы эрбия находятся на этом энергетическом уровне. Доля частиц, находящихся на остальных уровнях, в отсутствие накачки мала.
Если в среду с инверсией населенности попадает излучение с энергией фотона, совпадающей с энергией перехода из метастабильного состояния в основное, то с большой вероятностью происходит переход иона с метастабильного уровня 2 на основной уровень 1 с одновременным рождением еще одного фотона. Увеличение числа фотонов при их взаимодействии с ионами эрбия означает, что происходит усиление света, распространяющегося в среде с инверсией населенности. Длина волны и спектр усиления жестко определены типом активных ионов. Тот факт, что спектр усиления волокна, легированного ионами эрбия, совпадает с областью минимальных потерь кварцевого оптического волокна, является удачным совпадением (рисунок 14.3).
Не все ионы эрбия находятся в метастабильном состоянии и обеспечивают усиление. Часть ионов находится на уровне 1 и эти ионы, взаимодействуя с фотонами, энергия которых совпадает с энергией перехода, эффективно их поглощают, переходя на уровень 2. При этом спектр усиления ионов эрбия практически совпадает со спектром поглощения. Если количество ионов, находящихся на уровне 2, меньше числа ионов, находящихся на основном уровне 1, то наблюдается поглощение. Именно поэтому необходимым условием усиления света является создание инверсии населенностей – состояние среды, при котором населенность некоторого более высокого уровня энергии иона превышает населенность некоторого нижележащего уровня, – между двумя рабочими уровнями энергии 2 и 1.
Для создания инверсии населенностей в эрбиевом усилителе необходимо перевести примерно половину ионов эрбия на метастабильный уровень 2. Мощность накачки оптического усилителя, при которой населенность уровней 1 и 2 равны, называется пороговой мощностью. При мощности накачки ниже пороговой наблюдается не усиление, а поглощение светового сигнала. На рисунке 14.4 представлены спектры поглощения/усиления при различных значениях относительной населенности уровня 2, определяемой уровнем мощности накачки. Нижняя кривая, наблюдающаяся в отсутствии накачки (все частицы находятся в основном состоянии, населенность уровня 2 равно 0%), соответствует “отрицательному усилению”, т.е. поглощению во всем рабочем спектральном диапазоне.
По мере увеличения мощности накачки все большее число активных ионов переходит в возбужденное состояние. Это приводит сначала к уменьшению коэффициента поглощения, а затем к усилению света. Необходимо отметить, что спектр усиления несколько сдвинут в длинноволновую область относительно спектра поглощения. Следовательно, для усиления в длинноволновой части спектра требуется меньшее значение инверсии.
Использование трехуровневой схемы накачки приводит к появлению следующих важных свойств эрбиевого усилителя:
При отсутствии усиливаемого сигнала ионы эрбия переходят в основное состояние самопроизвольно, излучая фотоны с энергией, соответствующей данному переходу. То есть появляется спонтанное излучение. Следует подчеркнуть, что и в рабочем режиме при наличии усиливаемого сигнала часть возбужденных ионов переходит в основное состояние спонтанно, при этом спонтанное излучение также усиливается, приводя к появлению усиленного спонтанного излучения. Усиленное спонтанное излучение является основным источником шумов, а также ограничивает коэффициент усиления, особенно в случае слабого сигнала.
Схема эрбиевого оптического усилителя. Вариант схемы эрбиевого волоконного усилителя представлен на рисунке 14.5. Оптическая накачка, необходимая для перевода ионов эрбия в возбужденное состояние, осуществляется на длинах волн, соответствующих одной из их полос поглощения. Источники накачки видимого диапазона на основе твердотельных и газовых лазеров использовались на начальном этапе исследований эрбиевых волоконных усилителей, пока не были разработаны необходимые полупроводниковые источники. Наибольшая эффективность использования накачки достигается на длинах волн 980 и 1480 мкм.
Для объединения входного оптического сигнала и излучения накачки используются мультиплексоры. Необходимыми элементами оптических усилителей являются оптические изоляторы. Оптические изоляторы на входе и выходе усилителя применяются для того, чтобы предотвратить проникновение в усилитель паразитных отраженных от неоднородностей линии связи сигналов. Отраженные сигналы, усиленные в эрбиевом волокне, являются источником шумов, ухудшающих работу усилителя.
Собственно усилительной средой усилителя является эрбиевое волокно – волоконный световод с примесями ионов эрбия. Изготавливаются такие световоды теми же методами, что и световоды для передачи информации. Волноводные параметры эрбиевого волоконного световода делают сходными с параметрами световодов, используемых для передачи информации, в целях уменьшения потерь на соединения.
Принципиальным является выбор легирующих добавок, формирующих сердцевину активного световода, а также подбор концентрации ионов эрбия. Различные добавки в кварцевое стекло изменяют спектров поглощения и излучения. Наиболее широкий спектр излучения (а значит, и спектр усиления), составляющий около 40 нм по полувысоте, достигается при использовании в качестве добавки алюминия. Концентрация ионов эрбия в сердцевине оптического волокна фактически определяет его длину, используемую в усилителе при заданных уровнях сигнала и накачки. Верхний предел концентрации активных ионов определяется возникновением эффекта кооперативной апконверсии. Это явление состоит в том, что при большой концентрации активных ионов возможно образование кластеров, состоящих из двух и более ионов эрбия. Когда эти ионы оказываются в возбужденном состоянии, происходит обмен энергиями, в результате чего один из них переходит в состояние с еще более высокой энергией, а второй – безызлучательно релаксирует на основной уровень. Таким образом, часть ионов эрбия поглощает излучение усиленного сигнала, снижая эффективность усилителя.
Нижний предел по концентрации ионов эрбия определяется тем, что слишком длинный активный световод неудобен при изготовлении усилителя, а также тем, что при использовании большого количества активного световода повышается стоимость усилителя. На практике концентрация ионов эрбия составляет 1018 – 1019 см-3, что обеспечивает длину используемого активного световода от нескольких единиц до нескольких десятков метров.
В настоящее время предложено и исследовано большое количество способов компенсации дисперсии. Их можно разделить на следующие три класса:
Принцип компенсации дисперсии, основанный на управлении пространственным распределением дисперсии волоконно-оптической линии связи заключается в том, что в ВОЛС между участками телекоммуникационного волокна устанавливаются устройства, дисперсия которых равна по величине и противоположна по знаку дисперсии предшествующего им участка телекоммуникационного ВОК. Можно рассматривать хроматическую дисперсию как фазовый сдвиг между разными длинами волн сигнала. В компенсирующем волокне фазовый сдвиг постоянен, что предполагает только статический метод компенсации. В идеальном случае фазовый сдвиг спектральных компонент полностью компенсируется в устройстве – компенсаторе хроматической дисперсии.
Большинство типов телекоммуникационного волокна в рабочей области спектра обладает положительной дисперсией, поэтому для их компенсации используются устройства с отрицательной дисперсией.
Наиболее распространенными устройствами для компенсации дисперсии ВОЛС являются:
Класс устройств, основанных на управлении пространственным распределением дисперсии волоконно-оптической линии связи для обеспечения нулевого суммарного значения дисперсии для всей линии, является наиболее удобным и находит наибольшее практическое применение.
Ко второму классу относятся устройства, использующие либо модуляцию передаваемого сигнала, либо специальную обработку сигналов на фотоприемнике для восстановления информации. Наиболее широко в этом классе применяются устройства компенсации дисперсии, основанные на внесении линейной частотной модуляции передаваемого сигнала (чирпировании сигнала), знак которой противоположен модуляции, возникающей в ОВ.
К классу нелинейно-оптических методов компенсации хроматической дисперсии относится инверсия спектра световых сигналов в середине линии связи. Принцип работы инверторов спектра основан на явлении обращения волнового фронта (ОВФ), которое заключается в преобразовании одной волны в другую с идентичным распределением амплитуды и фазы и с противоположным направлением распространения. ОВФ получают методом четырехволнового смешения. В этом методе в нелинейной среде интерферируют четыре световых пучка. Три из них подаются извне: объектный пучок, который требуется обратить, и две опорные волны. Опорные пучки, распространяющиеся навстречу друг другу, имеют обычно плоский волновой фронт и одинаковую частоту, ту же, что и объектный пучок. Объектный пучок может направляться в среду с любого направления. Четвертый – генерируемый пучок – обращен по отношению к объектному. В результате прохождения устройства инверсии импульс сохраняет свою форму, но передний фронт становится длинноволновым, а задний фронт – коротковолновым. Инвертор устанавливается в середине линии связи, поэтому из-за дисперсии во второй половине линии восстанавливается первоначальная форма оптического импульса.
Оптическое волокно, компенсирующее дисперсию. Волокно с компенсацией дисперсии является основным компонентом при статическом подавлении хроматической дисперсии. Его отрицательная хроматическая дисперсия в несколько раз превышает положительную хроматическую дисперсию одномодового волокна. Добавление участка волокна с компенсацией дисперсии определенной длины компенсирует дисперсию линии передачи, обращая ее в ноль. Для систем передачи с волновым мультиплексированием (WDM) необходимо также компенсировать и различные наклоны дисперсионных характеристик для разных длин волн передачи. Так как наклоны в основном и компенсирующем волокне не совпадают точно, то и не происходит идеального зануления дисперсии. В итоге, накопленная дисперсия системы передачи изменяется с длиной волны (рисунок 14.6).
Такие графики полезны для наглядного представления воздействия на хроматическую дисперсию, но существует много методик компенсации дисперсии, которые легче понять, рассматривая хроматическую дисперсию как фазовый сдвиг между разными длинами волн сигнала. В компенсирующем волокне фазовый сдвиг постоянен, что предполагает только статический метод компенсации. Изменяющийся фазовый сдвиг дает возможность перестраивать или динамически изменять величину компенсации.
Существует множество методов, позволяющих получить необходимые фазовые сдвиги. Некоторые методы оказывают периодические по длине волны (частоте) изменения фазовых сдвигов. Если сопоставить пики этих изменений с оптическими каналами в стандартном частотном плане DWDM, то перестройка дисперсии станет возможной сразу на нескольких разных каналах. Ряд методик ограничивает свое воздействие одной определенной длиной волны.
Компенсаторы хроматической дисперсии на основе брэговских решеток. Одна из наиболее развитых методик с перестраиваемой дисперсией основана на свойствах волоконных брэгговских решеток, разработанных ранее для статической компенсации дисперсии.
Принцип работы компенсаторов на основе брэгговских решеток с переменным периодом поясняет рисунок 14.7. Он основан на том, что компоненты с различной длиной волны отражаются от различных участков решетки и, таким образом, проходят различный путь. Решетки записываются (прочерчиваются) в волокне с использованием фоточувствительности определенных типов оптических волокон. Обычное кремниевое волокно при добавлении примеси германия становится чрезвычайно фоточувствительным. Подвергая это волокно воздействию ультрафиолетового света, можно вызвать изменения показателя преломления в сердцевине волокна. В таком волокне решетка может быть создана с помощью облучения волокна двумя интерферирующими ультрафиолетовыми пучками. Это заставляет интенсивность излучения изменяться периодически по длине волокна. Там, где интенсивность высокая, показатель преломления увеличивается, а где она мала, показатель остается без изменений.
Так как период решетки изменяется вдоль волокна, то и условия отражения для различных спектральных компонент выполняются на разных участках. Для компенсации положительной дисперсии стандартного одномодового волокна используются решетки, в которых коротковолновые составляющие световой волны отражаются в точке, расположенной дальше от начала устройства, чем точка, в которой отражаются длинноволновые составляющие. Тем самым коротковолновые составляющие задерживаются относительно длинноволновых составляющих.
В идеале желательно получить решетку, которая вносит большую дисперсию для широкого диапазона длин волн для применения в системах передачи CWDM и DWDM. Максимальная задержка, которая может быть получена с помощью решетки, составляет 1 нс. Эта задержка соответствует произведению дисперсии, вносимой решеткой и длины волны, на которой она возникает. Следовательно, можно получить решетки, которые вносят большую дисперсию для малых диапазонов волн, 1000 пс/нм в диапазоне 1 нм, или малую дисперсию в больших диапазонах волн, например, 100 пс/нм в диапазоне 10 нм. Заметим, что 100 км стандартного волокна вносят общую дисперсию 1700 пс/нм. Поэтому на практике для того, чтобы использовать решетки с линейно изменяющимся периодом для оптического волокна длиной несколько сотен километров, они должны быть очень узкодиапазонными, т.е. необходимо использовать разные решетки для различных длин волн.
Поэтому решетки с линейно изменяющейся постоянной идеально подходят для компенсации отдельных длин волн. Напротив, компенсирующее волокно (DCF) лучше подходит для компенсации широкого диапазона длин волн в системах CWDM и DWDM. Однако, по сравнению с решетками с линейно изменяющейся постоянной, DCF вносят большие потери и дополнительные задержки из-за увеличивающихся нелинейностей.
Фазовый сдвиг в компенсаторах на волоконных решетках зависит от модуляции интервалов между зонами с повышенным показателем преломления в решетке. Если эти интервалы возрастают вдоль волоконной решетки, то длинноволновая часть сигнала проникнет глубже в решетку, прежде чем полностью отразится. Это приводит к задержке длинноволновых составляющих относительно коротких. Если расстояние между коротковолновой и длинноволновой частями решетки составляет 1 мм, то длинные длины волн будут задержаны приблизительно на 10 пс. Фазовый сдвиг, вызываемый волоконной решеткой, можно настраивать изменяя интервалы между зонами с повышенным показателем преломления, изменяя показатель преломления самого волокна и воздействуя на оба эти фактора одновременно. Действуя по отдельности, или одновременно, мы изменяем положение точки отражения для конкретной длины волны в волокне. Необходимые изменения можно получить как нагреванием, так и механическим растяжением волокна.
Дополнительная сложность заключается в том, что линейное воздействие вдоль решетки не обеспечивает различный фазовый сдвиг, необходимый для коррекции хроматической дисперсии. Это воздействие должно быть нелинейным по длине решетки. Необходимую неоднородность (нелинейность) можно получить либо сразу используя волоконную решетку с нелинейными интервалами, либо прилагая к ней неоднородные напряжения. Обычно механические напряжения однородны вдоль волокна в силу его продольной геометрической однородности. Однако можно создать необходимый нелинейный температурный профиль вдоль решетки, регулируя температуру источников тепла.
Все волоконные решетки обладают одним неустранимым недостатком – область их воздействия ограничена узким диапазоном длин волн. В настоящее время этот диапазон охватывает от 1 до 8 оптических каналов DWDM. Возможность перестройки отдельных каналов, конечно, позволяет добиваться лучшей коррекции, но сильно увеличивает число компонентов и стоимость системы передачи.
Компенсаторы хроматической дисперсии на основе фильтров и эталонов. Некоторые оптические интерферометры, в частности эталоны Фабри – Перо, Жире – Турнуа и Маха – Цендера, обладают дисперсионными характеристиками, которые могут быть использованы для компенсации дисперсии ВОЛС
Фазовый фильтр идеально передает свет на всех длинах волн в своем рабочем диапазоне и может сдвигать фазы на определенных длинах волн. Два важных примера представлены эталонами и кольцевыми резонаторами.
В хорошо известном эталоне Фабри-Перо свет курсирует в резонаторе, ограниченном двумя полупрозрачными зеркалами. Резонанс наступает при условии, что в полный путь света между зеркалами туда обратно D укладывается целое число длин волн l в среде с показателем преломления n, или . Такие резонансные длины волн задерживаются резонатором, что приводит к их фазовому сдвигу относительно других длин волн. Однако, эталон Фабри-Перо не является правильным фазовым фильтром, так как свет может покинуть его из любого из двух зеркал.
Менее известный эталон конструкции Жире-Турнуа (Gires-Tournois) действует как фазовый фильтр, так как заднее зеркало является полностью отражающим, и весь свет выходит из частично прозрачного переднего зеркала (рисунок 14.8). Как и в эталоне Фабри-Перо резонансы возникают, когда полный путь света кратен целому числу длин волн. Свет на резонансных длинах волн испытывает фазовую задержку, проводя больше времени в резонансной полости в сравнении с другими длинами волн.
Изменяя расстояние между зеркалами можно настроиться на условие резонанса и большую фазовую задержку. В одном из подходов подвижное переднее зеркало перемещается взад-вперед относительно полного отражателя. В качестве альтернативы используют температурную регулировку показателя преломления, что приводит к такому же эффекту фазового сдвига на резонансных длинах волн. Резонансные фазовые сдвиги не проявляются очень резко, а размазаны в некотором диапазоне длин волн (рисунок 14.9). Обычно считают, что с изменением длины резонатора меняются резонансные длины волн. Однако, в системе WDM длины волн каналов фиксированы, поэтому мы наблюдаем изменение фазовых задержек на этих частотах. Конструкция эталона допускает возникновение нескольких резонансов на равноотстоящих длинах волн, которые можно сопоставить длинам волн оптических каналов WDM. Таким образом, сразу несколько рабочих каналов могут испытывать фазовую задержку, хотя данный метод не позволяет настраивать разные наклоны дисперсионной кривой.
Другой тип фазового фильтра с перестраиваемой фазовой задержкой в кольцевом резонаторе показан на рисунке 14.8. В состав кольца входит пара термооптических фазовращателей, с помощью которых регулируют фазовую задержку и, следовательно, хроматическую дисперсию. Эта методика не разработана столь хорошо как фазовый фильтр на основе эталона, но допускает исполнение на базе интегральной.
Способы компенсации дисперсии, основанные на управлении передатчиком или приемником излучения. В большинстве способов компенсации дисперсии, основанных на управлении передатчиком, осуществляется частотная модуляция световых импульсов – чирпирование. Предварительное чирпирование передаваемого импульса в большинстве случаев создается внешней фазовой модуляцией. Для осуществления внешней фазовой модуляции могут использоваться любые фазовые модуляторы.
Простота реализации таких методов делает их привлекательными для применения в городских сетях связи, работающих при скорости передачи информации 2,5 и 10 Гб/с.
Устранить дисперсионное расширение сигналов на фотоприемнике удается при использовании гетеродинного приема. В когерентном приемнике поступающие сигналы смешиваются гетеродином с опорным излучением; тем самым любые колебания фаз и амплитуды оптического сигнала передаются на электронную часть приемника. Затем становится возможной компенсация линейной дисперсии сигнала в электронной части фотоприемника.
Динамическая компенсация дисперсии и направления развития. Хроматическую дисперсию можно настраивать и другими способами. Среди наиболее значимых следует привести виртуальную фазовую решетку. В этом методе свет поступает в эталон под небольшим углом к нормали. Пучок света колеблется между зеркалами эталона и частично выходит при каждом колебании. Эти отдельные пучки взаимодействуют также как, если бы они вышли из массива волноводов или штрихов диффракционной решетки, вызывая фазовые задержки, которые можно настраивать с помощью оптики.
Все методы настройки, в принципе, можно реализовать в двух вариантах. Перестраиваемая система компенсации дисперсии регулируется согласно требованиям системы передачи и эти настройки сохраняются до тех пор, пока система не изменится по каким-либо причинам. В альтернативном, динамическом варианте система мониторинга отслеживает хроматическую дисперсию, а система обратной связи динамически использует данные этих измерений для перестройки компенсатора (рисунок 14.10).
На практике ключевым моментом оказывается лишь то, настроен компенсатор на отдельный оптический канал, или он воздействует на группу рядом расположенных каналов. Системы с компенсацией отдельных каналов обеспечивают большую точность, но и оказываются намного дороже.
Динамическая компенсация просто необходима в случае поляризационной модовой дисперсии из-за присущих ей вариаций задержки со временем. Измеренные значения задержек PMD поступают в канал обратной связи и далее через цепь управления на устройства коррекции поляризации аналогично схеме, изображенной на рисунке 14.10. Используются те же принципы, что и для динамической компенсации хроматической дисперсии, однако все временные характеристики должны быть быстрее.
Угрозы передаваемой информации, каналы утечки передаваемой информации, способы защиты передаваемой информации от несанкционированного доступа, способы защиты передаваемой информации от утечки по техническим каналам
При амплитудной модуляции (Amplitude Shift Keying, ASK) в системах опти ческой связи осуществляется изменение мощ ности оптического излучения передатчика. Ис торически бинарный амплитудный формат был первым форматом, используемым в опти ческой связи, так как его можно получить путем прямой модуля ции током накачки. Благодаря простоте и экономичности тех нической реализации бинарный ASK является самым распрост раненным форматом. Прямая модуляция возможна в передатчиках как на основе светоизлучающих ди одов, так и на основе полупровод никовых лазеров любого типа.
В передатчиках с прямой модуляцией (рисунок 15.5, а) в соответствии с информационной последовательностью m(k) модулируется ток накачки. Под действием модулированного тока накачки модулируется выходная мощ ность светового излучения лазера. Такой способ реализации амплитудного формата является доминирующим в относительно низкоскоростных системах передачи (менее 2,5 Гбит/с), особенно в городских сетях и се тях доступа. Недостатком передатчиков с прямой модуляцией является наличие пара зитной частотной и амплитудной модуляции, связанных с переходными процессами в по лупроводниковых лазерах. Паразитная частотная модуляция, чирп, при водит к увеличению искажений, связанных с хроматической дисперсией. Эффективным методом уменьшения паразитных эффектов является использование структурированных импульсов накачки, а также волокна с от рицательной дисперсией и полупроводнико вых лазеров специальной конструкции. Современные передатчики с прямой моду ляцией обеспечивают максимальную ско рость передачи 10 Гбит/с. Однако по даль ности передачи информации и спектраль ной эффективности системы связи с такими передатчиками далеки от оптимальных. Существенно увеличить технические параметры системы связи позволяет использо вание передатчиков на основе полупровод никовых лазеров с непрерывной накачкой и внешней модуляцией. Оптическая схема та кого передатчика показана на рисунке 15.5, б.
NRZ-, RZ-форматы кодирования
Наиболее популярным среди амплитудных форматов является формат без возвраще ния к нулю (Non Return to Zero, NRZ). В этом формате сигнал, соответствующий логической единице, формируется оптичес ким импульсом, длительность которого τ равна периоду следования символов (рисунок 15.6):
, (15.3)
где B – скорость передачи.
Нулю соот ветствует отсутствие оптического сигнала или сигнал меньшего уровня.
В формате с “возвращением к нулю” (Return to Zero, RZ) любой символ “1” представляет собой импульс, длительность которого T может варьироваться, но всегда (рисунок 15.7). Чтобы его сформировать, обычно из импульса NRZ с помощью модулятора Маха-Цендера вырезается некото рая его часть.
В 10 Гбит/с сетях формат RZ получил широкое распрост ранение из-за его более вы сокой устойчивости к нели нейности волокна. Эту осо бенность можно объяснить тем фактом, что, когда импульс изолирован (в отличие от NRZ), каждый “1” символ не зависит от своих соседей. В NRZ, последова тельности “1” порождают непрерывные па кеты световых сигналов, нестабильных при нелинейном распространении в периферии. Помимо “стойкости” к нелинейным искаже ниям при распространении, у сигналов RZ есть дополнительное преимущество – они более устойчивы к PMD, чем NRZ-сигналы.
Чирпированный (содер жащий частотную мо дуляцию) RZ (Chirped RZ, CRZ) яв ляется одним из самых успешных форматов (рисунок 15.8). Он формируется при прохождении RZ-сигнала через фазовый мо дулятор, на который по дается периодический сигнал на частоте сле дования информацион ных сигналов B. У сигнала в формате CRZ спектр шире, чем у RZ-сигнала, что ограни чивает максимально достижимую спектраль ную эффективность и, таким образом, пропу скную способность. Од нако этот формат полу чил широкое распрост ранение в 10 Гбит/с под водных системах, пото му что он значительно более устойчив к нели нейным эффектам. CRZ особенно хорошо проти востоит внутрисимвольным нелинейным искажениям (т.е. искажениям, влияющим на фор му отдельного изолированного импульса). Известно, было установлено, что в 40 Гбит/с системах преобладают межсимвольные не линейные эффекты, которые также относящиеся к внутриканальным эффектам, включая кросс-фазовую модуляцию и четырехволновое сме шение.
Формат RZ с подавленной несущей (Carrier Suppressed RZ, CSRZ) первоначально использовался в континен тальных линиях связи со скоростью 40 Гбит/с по одно му каналу (рисунок 15.9). В этом формате дополни тельный сдвиг фазы на π разделяет последователь ные битовые такты путем до полнительной фазовой моду ляции на частоте, равной по ловине частоты следования импульсов. Однако формат CSRZ не очень эффективен против внутриканальных не линейных эффектов.
Применяя дополнительный сдвиг фазы на π/2 к после довательным битовым тактам вместо π, чтобы получить так называемый “RZ с дополнительным сдвигом фазы на π/2” (π/2 APRZ, Alternate Phase RZ) формат, можно добить ся более существенного снижения внут риканальных искажений (рисунок 15.10).
VSB-фильтрование
В ряде форматов, используемых в WDM-системах, применяется усечение опти ческого спектра канала путем очень уз кополосной фильтрации. Использование фильтров дает возможность получить сигналы с одной боковой полосой (Single SideBand, SSB) или частично подавленной боковой полосой (Vestigial SideBand, VSB). Спектральная эффективность SSB- и VSB-форматов повышается за счет устранения избыточной информации, прису щей NRZ и RZ-форматам (рисунок 15.11). Сигнал с частично подавленной боковой по лосой, полученный узким оптическим фильтрованием вне центра спектра, оказал ся эффективным для WDM-систем. Однако максимально достижи мое расстояние переда чи ограничивается тем фактом, что подавлен ная часть спектра кана ла имеет тенденцию вос станавливаться из-за нелинейностей, особенно в 10 Гбит/с
системах. Это предполагает ис пользовать VSB-фильтрование только на сто роне приемника.
При многоуровневом амплитудном кодиро вании (M-aryASK) N бит сигнала преобразуются в многоуровневый сигнал с чис лом уровней M, отличающихся амплиту дой, причем M = 2N, а полный сигнал сос тоит из этих символов и преобразуется в слово, записанное бинарным кодом (рисунок 15.12). Каж дый символ несет в себе N = log2M бит информации.
Таким образом, вместо передачи оптических сигналов единичной амплитуды с периодом T = MB (что характерно для бинарных форматов) можно передавать сиг налы, принимающие M значений, с интервалом
, (15.4)
сохраняя скорость пере дачи информации. Так как длительность импульса увеличилась от T = 1/B до TN = N/B, спектр (точнее, расстоя ние между первыми ну лями в спектре) переда ваемого (прямоугольно го) импульса уменьшил ся от 2B до 2B/N = 2B/log2M.
Четырехуровневый сигнал позволит в 2 раза увеличить спектральную эффектив ность γ, при этом либо увеличить в 2 раза скорость передачи, сохранив неизменной ширину спектра сигнала, либо уменьшить в 2 раза спектр, сохранив скорость передачи. В первом случае в DWDM-системе можно сохранить число каналов, увели чив скорость передачи по каждому из них, во втором случае, сохранив B неизменной, можно увеличить число каналов и даль ность передачи без использования ком пенсации хроматической дисперсии. Уменьшение ширины спектра сигнала поз воляет уменьшить мощность шумов, но из этого не обязательно следует увеличение дальности передачи, так как разность зна чений мощности между сигналами с близ кими значениями символов уменьшается. Преимущества многоуровневых форматов наиболее заметны в локальных системах связи на основе многомодового во локна, где ограничения скорости и дальнос ти передачи определяются межмодовой дисперсией.
Во втором классе форматов модулируемым параметром является фаза. Поскольку мо дуляция абсолютного значения фазы в оп тических системах оказалась затруднитель ной, практический интерес представляют форматы на основе дифференциальной фа зовой модуляции (Different Phase Shift Keying, DPSK). В отличие от рас смотренных выше форматов, в DPSK ин формация содержится в разности фаз меж ду двумя последовательными импульсами, при этом мощность излучения информации не несет. Схема формирования сиг нала при помощи фазового модулято ра приведена на рисунке 15.13. Предпочти тельнее схема, использую щая модулятор Ма ха-Цендера (рисунок 15.14), настроен ный таким обра зом, что уровни ин тенсивности симво лов “1” и “0” идентичны. Поскольку инфор мация содержится в изменении фазы от символа к символу, то сигнал, управля ющий фазовым мо дулятором, необхо димо сначала пре образовать, исполь зуя процедуру, называемую дифференци альным кодированием. Дифференциальное кодирование начинается с произвольного выбора первого бита кодовой последова тельности c (k = 0). На втором этапе после довательность c(k) кодируется:
. (15.5)
На третьем этапе ко дирования последовательность c(k) преобра зуется в последовательность сдвигов фаз Q(k), где единица представляется сдвигом фаз на π, а ноль – нулевым сдвигом фазы. На детекторе определяется корреляция при нятого сигнала с опорным, который предс тавляет собой запаздывающую на один бит версию принятого сигнала. Эту корреляцию может выполнять, например, пассивный во локонный интерферометр Маха-Цендера, у которого одно плечо длиннее другого на один бит. Таким образом, в течение каждо го интервала времени T фаза принятого символа сравнивается с фазой предыдуще го. Если они совпадают, то детектируется логическая “1”, а если разность фаз равна π – логический “0”.
Применение двух работающих па раллельно фото диодов в качестве приемников позво ляет уменьшить вероятность появ ления ошибки и тем самым повы сит чувствитель ность на ~3 дБ. В большинстве экспериментов ис пользуется DPSK-модулятор в комбинации с формирователем RZ- или CSRZ-импульсов, т.е. RZ DPSK- (рисунок 15.15) и CSRZ DPSK-форматы (рисунок 15.16). Формирование импульса может быть выпол нено с помощью модулятора Маха-Цендера, который уп равляется периодическим сигналом на часто те B, или на час тоте B/2. В RZ DPSK- и CSRZ DPSK-форматах амплитуд ная модуляция является дополнительной и не несет никакой информации. Фаза сигнала при модуляции RZ DPSK не отличается от со ответствующей фазы при DPSK-кодировании. При модуляции CSRZ DPSK, как и при обычном CSRZ-кодировании, фаза в начале каждого такта скачкообразно изменяется на π. Получается, что фаза любого CSRZ DPSK-сигнала дополняет фазу аналогичного RZ DPSK (или DPSK) сигнала до π.
Смешанные амплитудно-фазовые форматы
Применение популярных ASK-форматов при постоянном росте количества передаваемой информации препятствует дальнейшему увеличению пропускной способности линий передачи, потому что частота модуляции электрического сигнала ограничена величи ной 40 Гбит/c. Кроме того, высокоскорост ная бинарная модуляция характеризуется низкой спектральной эффективностью и меньшей устойчивостью к дисперсии. В какой-то степени эти проблемы решает многоуровневое кодирование сигналов, нап ример, четырехуровневые форматы ASK и PSK (Quaternary Phase Shift Keying, QPSK). Однако реализация четырехуровне вой схемы очень сложна. Увеличение числа уровней значений приводит к тому, что он хуже распознается приемником. Наиболее действенным способом увеличе ния спектральной эффективности γ являет ся использование многоуровневой ампли тудно-фазовой модуляции, при которой ин формация кодируется как амплитудой, так и фазой сигнала. Иногда для обозначения амплитудно-фазовой модуляции использу ется термин “квадратурная модуляция” (ASK-QPSK).
На рисунке 15.17 показаны 8 уровней сигнала (A ~ D, a ~ d) предложенной схемы кодирова ния ASK-QPSK, которая является сочетанием би нарного амплитудного ASK и 4-символьного фазового QPSK-форматов. Один символ содержит 3 бита информации, и скорость передачи бита получается в 3 раза выше скорости пе редачи закодированного символа. Сигнал имеет 2 уровня амплитуды (E1, E2) и 4 уров ня фазы (0, π/2, π, Зπ/2). Устройство передатчика показано на рисунке 15.18. Не вносящий линейной частотной модуля ции двухтактный модулятор Маха-Цендера модулирует фазу непрерывной световой волны, выходящей из лазерного диода, заставляя ее принимать значения 0 или π. Оптический фазовый модулятор до бавляет сдвиг фаз 0 или π/2. Таким обра зом, получается четырехуровневое фазовое кодирование. Следующим этапом добавля ется NRZ или RZ амплитудное модулирова ние. Двухтактный модулятор Маха-Ценде ра, не вносящий чирпа, нужен для NRZ-ASK-кодирования, аналогичный прибор превращает NRZ- в RZ-формат.
На границах бита RZ-ASK-QPSK мощность падает до нулевого значения, и поэтому этот формат более устойчив к хроматичес кой дисперсии, чем NRZ-ASK-QPSK, что подтверждается результатами проведенных экспериментальных исследований. Устойчи вость к хроматической дисперсии 30 Гбит/c RZ-ASK-QPSK сравним с 10 Гбит/c RZ-ASK.
Форматы, в которых параметром модуляции является частота световой волны, называ ются частотными форматами модуляции или FSK-форматами. Такой подход, когда используется прямая модуляция лазера с распределенной обратной связью (Distributed Feed Back, DFB), считается потенциаль но дешевым. При использовании диффе ренциального детектирования FSK (как и DPSK) обладает лучшими свойствами в плане увеличения отношения сигнал/шум по сравнению с NRZ. Кроме того, у FSK самая низкая восприимчивость к нелинейностям волокна по сравнению с DPSK-, NRZ- и RZ-форматами модуляции. Однако практически FSK-форматы в коммерческих сетях не используются. Это объясняется отсутствием быстрых перест раиваемых и относительно недорогих лазе ров для промышленных сетей связи.
1 Волновод – канал с резкими границами, по которому распространяются волны. В зависимости от того, какие волны распространяются в волноводе, различаются конструкции волноводов. Например, для звука это труба, стержень или струна, для СВЧ-излучения – металлические трубы различных сечений или диэлектрические стержни.
2 Кривые функций Бесселя In(x) выглядят как затухающие синусоидальные колебания. Это математическая функция для описания электрического поля в цилиндрических волноводах, таких как коаксиальные кабели, полые трубки или волоконные световоды.
3 Существуют два взаимно ортогональных состояния поляризации на входе в волокно. Они также называются основными состояниями поляризации, одно из которых соответствует большей, а другое меньшей групповой скорости распространения светового импульса в волокне (рисунок 1.15). Разность времен распространения для этих скоростей и называется дифференциальной групповой задержкой.
4 Двойное лучепреломление – физическая асимметрия показателя преломления материала для разных поляризаций света, из-за которой скорость распространения света в данном материале зависит от состояния его поляризации (ориентации электрического вектора световой волны).
5 Эффект Фарадея – магнитоптический эффект, который заключается в том, что при распространении линейно поляризованного света через вещество, находящееся в магнитном поле, наблюдается вращение плоскости поляризации света.