Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
PAGE 4
Воронежский институт МВД России
Кафедра радиотехники и электроники
КУРСОВОЙ ПРОЕКТ
по дисциплине «Основы схемотехники»
Тема: «Разработка усилителя мощности с заданной АЧХ»
Выполнил: курсант 32 группы РТФ
Спицин С.Г.
Руководитель:
_____________________
_____________________
_____________________
Члены комиссии:
_____________________
_____________________
_____________________
_____________________
_____________________
Защищен__________ Оценка комиссии__________
Воронеж 2013
Содержание:
Введение…………………………………………………………………………..2
1. Операционные усилители
1.1.Общие сведения……………….........………………………………………3-5
1.2. Основные схемы включения операционного усилителя
1.2.1 Дифференциальное включение ………………….………...……….......….6
1.2.2 Инвертирующее включение ………………………………………........….7
1.2.3 Неинвертирующее включение ……………………………………........….8
1.3. Схема замещения операционного усилителя …………………………...…9
1.3.1 Входное сопротивление схемы ………………..………………….......….10
1.3.2 Выходное сопротивление схемы …………………..…………….......…..11
1.4 Параметры операционных усилителей …………………………….......12-14
1.5 Динамические параметры ОУ …………………………………..........…….15
2. Вариант задания курсового проекта................................................................16
3. Синтез схемы электрической структурной и схемы электрической функциональной разрабатываемого устройства, электрический расчет.........17
3.1.1. Синтез схемы электрической структурной разрабатываемого устройства..............................................................................................................17
3.1.2. Синтез схемы электрической функциональной разрабатываемого устройства..............................................................................................................18
3.1.3. Электрический расчет.................................................................................19
3.2. Расчет усилителя мощности низкой частоты..............................................20
3.2.1. Расчет оконечного каскада....................................................................20-22
3.2.2. Расчет предварительного каскада усилителя мощности..........................................................................................................23-24
3.3 Расчет активного фильтра нижних частот первого порядка на основе интегрирующей RC-цепочки, включенной на входе ОУ..................................25
3.3.1 Электрический расчет............................................................................25-26
3.4 Расчет активного фильтра верхних частот первого порядка на основе дифференцирующей цепочки включенной на входе ОУ.................................27
3.4.1 Электрический расчет............................................................................27-28
3.5 Расчет входного каскада на базе неинвертирующего включения ОУ............29-30
4. Литература.........................................................................................................31
5. Приложения..................................................................................................32-41
Введение
Операционный усилитель – универсальный функциональный элемент, широко используемый в современных схемах формирования и преобразования информационных сигналов различного назначения как в аналоговой, так и в цифровой технике.
Наименование «операционный усилитель» обусловлено тем, что, прежде всего такие усилители получили применение для выполнения операций суммирования сигналов, их дифференцирования, интегрирования, инвертирования и т. д. Операционные усилители были разработаны как усовершенствованные балансные схемы усиления.
Усложнение схем операционных усилителей (современные операционные усилители включают десятки, а иногда и сотни элементарных ячеек: регистров, диодов, транзисторов, конденсаторов), использование генераторов стабильных токов и ряд других усовершенствований существенно расширили сферу возможных применений операционных усилителей.
1. Операционные усилители
1.1. Общие сведения
ОУ представляют собой усилители медленно изменяющихся сигналов с низкими значениями напряжения смещения нуля и входных токов и с высоким коэффициентом усиления. По размерам и цене они практически не отличаются от отдельного транзистора. В то же время, преобразование сигнала схемой на ОУ почти исключительно определяется свойствами цепей обратных связей усилителя и отличается высокой стабильностью и воспроизводимостью. Кроме того, благодаря практически идеальным характеристикам ОУ реализация различных электронных схем на их основе оказывается значительно проще, чем на дискретных элементах. ОУ почти полностью вытеснили отдельные транзисторы в качестве элементов схем во многих областях аналоговой схемотехники.
На рис.1 приведена схема ОУ. Входной каскад его выполняется в виде дифференциального усилителя, так что операционный усилитель имеет два входа. Выходное напряжение Uвых находится в одной фазе с разностью входных напряжений:
Uвых = U1 - U2
Рис. 1. Обозначение ОУ
Чтобы обеспечить возможность работы ОУ как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, следует использовать двухполярное питающее напряжение. Для этого нужно предусмотреть два источника постоянного тока, которые, как это показано на рис. 1, подключаются к соответствующим внешним выводам ОУ. Обычно интегральные операционные усилители работают с напряжением питания +/-15 В
Наконец, очень важное обстоятельство: операционный усилитель почти всегда охвачен глубокой отрицательной обратной связью, свойства которой и определяют свойства схемы с ОУ.
Принцип введения отрицательной обратной связи иллюстрируется рис. 2.
Рис. 2. Принцип отрицательной обратной связи
Часть выходного напряжения возвращается через цепь обратной связи ко входу усилителя. Если, как это показано на рис. 2, напряжение обратной связи вычитается из входного напряжения, обратная связь называется отрицательной.
Для физического анализа схемы, представленной на рис. 2, допустим, что входное напряжение изменилось от нуля до некоторого положительного значения Uвх. В первый момент выходное напряжение Uвых, а следовательно, и напряжение обратной связи Uвых также равны нулю. При этом напряжение, приложенное ко входу операционного усилителя, составит Uд = Uвх. Так как это напряжение усиливается усилителем с большим коэффициентом усиления KU, то величина Uвых быстро возрастет до некоторого положительного значения и вместе с ней возрастет также величина Uвых. Это приведет к уменьшению напряжения Uд, приложенного ко входу усилителя. Тот факт, что выходное напряжение воздействует на входное напряжение, причем так, что это влияние направлено в сторону, противоположную изменениям входной величины и есть проявление отрицательной обратной связи. После достижения устойчивого состояния выходное напряжение ОУ
Uвых =KUUд =KU(Uвх - Uвых).
Решив это уравнение относительно Uвых, получим:
K=Uвых /Uвх =KU/(1 + KU) (1)
Таким образом, из этого соотношения следует, что коэффициент усиления ОУ с обратной связью определяется почти исключительно только обратной связью и мало зависит от параметров самого усилителя. В простейшем случае цепь обратной связи представляет собой резистивный делитель напряжения. При этом схема с ОУ работает как линейный усилитель, коэффициент усиления которого определяется только коэффициентом ослабления цепи обратной связи. Если в качестве цепи обратной связи применяется RC-цепь, то образуется активный фильтр. Наконец, включение в цепь обратной связи ОУ диодов и транзисторов позволяет реализовать нелинейные преобразования сигналов с высокой точностью.
На рис. 3 представлена типичная логарифмическая амплитудно-частотная характеристика (ЛАЧХ) скомпенсированного
Рис. 3. Типичная ЛАЧХ операционного усилителя
операционного усилителя.
В комплексной форме дифференциальный коэффициент усиления такого усилителя выражается формулой:
Здесь KU - дифференциальный коэффициент усиления ОУ на постоянном токе. Выше частоты fп, соответствующей границе полосы пропускания на уровне 3 дБ, модуль коэффициента усиления KU обратно пропорционален частоте. Таким образом, в этом диапазоне частот выполняется соотношение
|KU| f = |KU| fп = fт
На частоте fт модуль дифференциального коэффициента усиления |KU| = 1. Как следует из последнего выражения, частота fт равна произведению коэффициента усиления на ширину полосы пропускания.
1.2 Основные схемы включения операционного усилителя
1.2.1 Дифференциальное включение
Рис. 4. Дифференциальное включение ОУ
На рис. 4 приведена схема дифференциального включения ОУ. Найдем зависимость выходного напряжения ОУ от входных напряжений. Вследствие свойства а) идеального операционного усилителя разность потенциалов между его входами p и n равна нулю. Соотношение между входным напряжением U1 и напряжением Up между неинвертирующим входом и общей шиной определяется коэффициентом деления делителя на резисторах R3 и R4:
Up = U1R4/(R3+R4) (3)
Поскольку напряжение между инвертирующим входом и общей шиной Un = Up, ток I1 определится соотношением:
I1 = (U2 - Up) / R1 (4)
Вследствие свойства c) идеального ОУ I1=I2. Выходное напряжение усилителя в таком случае равно:
Uвых = Up – I1R2 (5)
Подставив (3) и (4) в (5), получим:
|
. |
(6) |
При выполнении соотношения R1R4 = R2R3,
Uвых = (U1 – U2)R2 / R1 (7)
1.2.2 Инвертирующее включение
При инвертирующем включении неинвертирующий вход ОУ соединяется с общей шиной (рис. 5).
Рис. 5. Инвертирующее включение ОУ
|
(8) |
Таким образом, выходное напряжение усилителя в инвертирующем включении находится в противофазе по отношению ко входному. Коэффициент усиления входного сигнала по напряжению этой схемы в зависимости от соотношения сопротивлений резисторов может быть как больше, так и меньше единицы.
1.2.3 Неинвертирующее включение
При неинвертирующем включении входной сигнал подается на неинвертирующий вход ОУ, а на инвертирующий вход через делитель на резисторах R1 и R2 поступает сигнал с выхода усилителя (рис. 6). Здесь коэффициент усиления схемы K найдем, положив в (6)
U2 = 0, R3 = 0, R4 бесконечно велико. Получим:
|
. |
(9) |
Рис. 6. Неинвертирующее включение ОУ
Как видно, здесь выходной сигнал синфазен входному. Коэффициент усиления по напряжению не может быть меньше единицы. В предельном случае, если выход ОУ накоротко соединен с инвертирующим входом, этот коэффициент равен единице. Такие схемы называют неинвертирующими повторителями и изготавливают серийно в виде отдельных интегральных микросхем, содержащих по нескольку усилителей в одном корпусе. Входное сопротивление этой схемы в идеале - бесконечно. Ниже будет показано, что у повторителя на реальном операционном усилителе это сопротивление конечно, хотя и весьма велико.
1.3 Схема замещения реального операционного усилителя для малых сигналов
При построении высокоточных схем на ОУ необходимо учитывать влияние неидеальности усилителя на характеристики схемы. Для этого удобно представить усилитель схемой замещения, содержащей существенные элементы неидеальности. Полная схема замещения ОУ для малых медленных изменений сигналов представлена на рис. 11.
У ОУ с биполярными транзисторами на входе входное сопротивление для дифференциального сигнала rд составляет несколько мегаом, а входное сопротивление для синфазного сигнала rвх несколько гигаом. Входные токи, определяемые этими сопротивлениями, имеют величину порядка нескольких наноампер. Существенно бoльшие значения имеют постоянные токи, протекающие через входы операционного усилителя и определяемые смещением транзисторов дифференциального каскада. Для универсальных ОУ входные токи находятся в пределах от 10 нА до 2 мкА, а для усилителей со входными каскадами, выполненными на полевых транзисторах, они составляют доли наноампер.
Рис. 11. Схема замещения реального операционного усилителя для малых сигналов
Для иллюстрации влияния собственных сопротивлений усилителя на характеристики схемы на ОУ рассмотрим схему неинвертирующего усилителя, изображенного на рис.12.
1.3.1 Входное сопротивление схемы
Благодаря наличию обратной связи к сопротивлению rд приложено очень малое напряжение
Uд = Uвых/KU = U1/(1+KU),
Таким образом, через это сопротивление протекает только ток, равный U1/rд(1+KU). Поэтому дифференциальное входное сопротивление, благодаря действию обратной связи, умножается на коэффициент 1+KU. Согласно рис. 12, для результирующего входного сопротивления схемы имеем:
Rвх= rд(1+KU)||rвх
Эта величина даже для операционных усилителей с биполярными транзисторами на входах превышает 109 Ом. Следует однако помнить, что речь идет исключительно о дифференциальной величине; это значит, что изменения входного тока малы, тогда как среднее значение входного тока может принимать несравненно бoльшие значения.
Рис. 12. Схема неинвертирующего усилителя с учетом собственных сопротивлений ОУ
1.3.2 Выходное сопротивление схемы
Реальные операционные усилители довольно далеки от идеала в отношении выходного сопротивления. Так, рассмотренный выше ОУ типа А741 имеет rвых порядка 1 кОм. Оно, правда, в значительной степени уменьшается применением отрицательной обратной связи по напряжению. Снижение выходного напряжения схемы, вызванное падением напряжения на rвых при подключении нагрузки, передается на n-вход усилителя через делитель напряжения R1, R2. Возникающее при этом увеличение дифференциального напряжения компенсирует изменение выходного напряжения.
Выходное сопротивление операционного усилителя, не охваченного обратной связью, определяется выражением:
Для усилителя, охваченного обратной связью, в соответствии со схемой на рис. 12, эта формула принимает вид:
|
. |
(12) |
При работе усилителя, охваченного обратной связью, величина Uд не остается постоянной, а изменяется на величину
dUд= - dUn = -dUвых (13)
Для усилителя с линейной передаточной характеристикой изменение выходного напряжения составляет
dUвых=KUdUд - rвых dIвых
Величиной тока, ответвляющегося в делитель напряжения обратной связи в данном случае можно пренебречь. Подставив в последнее выражение величину dUд из (13) с учетом (12), получим искомый результат:
Если, например, В =0,1, что соответствует усилению входного сигнала в 10 раз, а KU=105 , то выходное сопротивление усилителя А741 снизится с 1 кОм до 0,1 Ом. Вышеизложенное, вообще говоря, справедливо в пределах полосы пропускания усилителя fп, которая для А741 составляет всего только 10 Гц. На более высоких частотах выходное сопротивление ОУ с обратной связью будет увеличиваться, т.к. величина |KU| с ростом частоты будет уменьшаться со скоростью 20дБ на декаду (см. рис. 3). При этом оно приобретает индуктивный характер и на частотах более fт становится равным величине выходного сопротивления усилителя без обратной связи.
1.4 Параметры операционных усилителей
Параметры, описывающие качество ОУ, можно разделить на три группы: точностные, динамические и эксплуатационные.
К точностным параметрам относятся: дифференциальный коэффициент усиления по напряжению KU, коэффициент ослабления синфазного сигнала КОСС, напряжение смещения нуля Uсм, входной ток Iвх, разность входных токов по инвертирующему и неинвертирующему входам Iр, коэффициент влияния источников питания Kв.ип и коэффициенты температурных дрейфов перечисленных параметров. Действие точностных параметров проявляется в том, что при постоянных напряжениях на входах выходное напряжение ОУ отличается от расчетного, определяемого выражением (4). Для сопоставления погрешности приводят ко входу ОУ.
Определим погрешность ОУ, вносимую конечным значением дифференциального коэффициента усиления. Пусть на вход неинвертирующего усилителя с коэффициентом передачи звена обратной связи подано постоянное напряжение Uвх. Выходное напряжение схемы при бесконечно большом KU определится соотношением:
Uвых = Uвх (16)
При конечном KU выходное напряжение будет отличаться на величину Uвых:
Uвых+Uвых = UвхKU/(1+KU) (17)
Вычтя из (17) (16), получим:
Uвых = -Uвх /(1+KU) (18)
Как следует из (16), соответствующее отклонение, приведенное ко входу, с точностью до величин второго порядка малости:
Uвх=Uвых,
откуда находим окончательно относительную погрешность, приведенную ко входу:
|
(19) |
Из последнего выражения следует, что погрешность преобразования входного сигнала схемой на ОУ обратно пропорциональна коэффициенту петлевого усиления. Для гармонических сигналов можно получить аналогичное соотношение:
|
. |
(20) |
Погрешность, обусловленная синфазным входным напряжением ОУ, может быть определена следующим образом. Выходное напряжение усилителя является функцией как дифференциального Uд=Up-Un, так и синфазного Uc=(Up+Un)/2 входных напряжений:
Uвых=Uвых(Uд,Uс)
Приращение этого напряжение определяется соотношением:
, или
Uвых =KUUд +KсUс , (21)
где Kс - коэффициент усиления синфазного сигнала. При Uвых = 0 из (21) следует:
Коэффициент ослабления синфазного сигнала показывает, какое значение дифференциального входного напряжения Uд следует приложить ко входу усилителя, чтобы скомпенсировать усиление входного синфазного сигнала.
Найдем погрешность, обусловленную смещением нуля усилителя. Смещение нуля ОУ проявляется в наличии постоянного напряжения на выходе усилителя при отсутствии входного напряжения. Обычно определяют смещение нуля, приведенное ко входу, т.е. смещение выходного напряжения, умноженное на коэффициент передачи цепи обратной связи. Смещение нуля является результатом действия двух факторов: собственно напряжением смещения Uсм, и постоянными входными токами усилителя I +вх и I-вх (см. рис. 11). Величина Uсм определяется в основном разбросом напряжений эмиттерно-базовых переходов входных транзисторов дифференциального каскада в усилителях на биполярных транзисторах или напряжений затвор-исток в ОУ с полевыми транзисторами на входах. Эта величина составляет 0,1 - 5 мВ для усилителей общего назначения с биполярными и 0,5 - 20 мВ с полевыми транзисторами на входе. Путем лазерной подгонки удается уменьшить смещение нуля до 10 мкВ (МАХ400М) у первого типа усилителей и до 100 мкВ (ОРА627В) у второго. Дальнейшее снижение смещения нуля достигается применением схем автоматической компенсации смещения нуля. Например, ОУ с прерыванием имеют типичное напряжение смещения нуля менее 1 мкВ (ICL7650S, MAX430). Снизить Uсм можно подстройкой внешним резистором, для подключения которого некоторые операционные усилители (например, 140УД7, 140УД8) имеют специальные выводы.
Постоянные входные токи, протекая по резисторам цепей обратной связи и источников сигналов создают разность падений напряжения U. Например, в дифференциальной схеме включения ОУ (рис. 4) эта разность определяется выражением:
U = I +вх(R3||R4) - I -вх(R1||R2)
Обозначим I +вх =Iвх + Iр /2; I -вх =Iвх - Iр /2. Тогда
U = Iвх [(R3||R4)-(R1||R2)] + Iр[(R3||R4)+(R1||R2)]/2 (22)
Величину Iвх называют в технических характеристиках ОУ входным током, а Iр - разностью входных токов. Анализ выражения (22) показывает, что составляющая U, вызванная входным током, может быть устранена правильным выбором соотношения резисторов, другую же составляющую U, обусловленную разностью входных токов, можно только уменьшить, выбирая номиналы резисторов по возможности минимальными.
Пример: Для снижения смещения нуля инвертирующего усилителя, имеющего существенные входные токи, следует между неинвертирующим входом и общей точкой схемы включить компенсирующий резистор Rк (рис. 18). Сопротивление этого резистора определяется соотношением: Rк = R1R2 /(R1 + R2).
Рис. 18. Включение компенсирующего резистора
На точность преобразования постоянного входного сигнала существенное влияние оказывают температурные дрейфы напряжения смещения Uсм/T и входного тока Iвх/Т. Особенно существенное влияние может оказать дрейф прогрева, который проявляется при быстром изменении температуры в первое время после включения питания. При этом приращение Uсм может быть существенно больше значения, получаемого при медленном изменении температуры. Это явление связано с возникновением термического градиента внутри подложки микросхемы. Наибольшее влияние разницы температур проявляется в парных транзисторах дифференциального усилительного каскада, где она нарушает баланс дрейфов их эмиттерно-базовых напряжений. Длительность процесса установления температуры может достигать несколько десятков секунд.
Коэффициент влияния источников питания обычно определяют как приведенное ко входу ОУ статическое (т.е. очень медленное) изменение выходного напряжения Uвых, обусловленное изменением одного из источников питания на 1 вольт. Обычно имеет размерность децибел или мкВ/В. С ростом частоты пульсаций напряжения питания коэффициент влияния источников питания увеличивается, поэтому для ослабления паразитных каналов прохождения сигналов по цепям питания между выводами питания ОУ и общей точкой включают конденсаторы.
1.5 Динамические параметры ОУ
Параметры, характеризующие быстродействие ОУ, можно разделить на параметры для малого и большого сигналов. К первой группе динамических параметров относятся полоса пропускания fп, частота единичного усиления fт и время установления tу. Эти параметры называются малосигнальными, т.к. они измеряются в линейном режиме работы каскадов ОУ (Uвых <1В). Ко второй группе относятся скорость нарастания выходного напряжения r и мощностная полоса пропускания fр. Эти параметры измеряются при большом дифференциальном входном сигнале ОУ (более 50 мВ).
Мощностная полоса пропускания ОУ определяется по виду амплитудно-частотной характеристики, снятой при максимально возможной амплитуде неискаженного выходного сигнала. Вначале на низких частотах устанавливают такую амплитуду сигнала от генератора гармонических колебаний, чтобы амплитуда выходного сигнала Uвых.макс немного не доходила до границ насыщения усилителя. Затем увеличивают частоту входного сигнала. Мощностная полоса пропускания fр соответствует значению Uвых.макс равному 0,707 от первоначального значения. Величина мощностной полосы пропускания снижается при увеличении емкости корректирующего конденсатора.
Эксплуатационные параметры ОУ определяют допустимые режимы работы его входных и выходных цепей и требования к источникам питания, а также температурный диапазон работы усилителя. Ограничения эксплуатационных параметров обусловлены конечными значениями пробивных напряжений и допустимыми токами через транзисторы ОУ. К основным эксплуатационным параметрам относятся: номинальное значение питающего напряжения Uп; допустимый диапазон питающих напряжений; ток, потребляемый от источника Iпот; максимальный выходной ток Iвых.макс; максимальные значения выходного напряжения при номинальном питании; максимально-допустимые значения синфазных и дифференциальных входных напряжений.
2. Вариант задания курсового проекта.
Данные курсового проекта и исходные данные для ее выполнения.
Uвх=90*10-3 В
Rвх=120*103 Ом
f1= fн=60 Гц
f2=620 Гц
f3= fв=9,1 КГц
Rн=10 Ом
Um=5 В
Форма АЧХ разрабатываемого УНЧ (См. Приложение рис.1.1
3. Синтез схемы электрической структурной и схемы электрической функциональной разрабатываемого устройства, электрический расчет.
3.1.1. Синтез схемы электрической структурной разрабатываемого устройства
Для обеспечения заданных параметров разрабатываемого устройства выбираем следующие принципы построения схемы электрической структурной:
1. Формирование АЧХ УНЧ обеспечивается активными RC- фильтрами первого порядка ФВЧ с частотами среза f1 и f2 и активным RC- фильтром ФНЧ f3;
2. Требуемое значение мощности в нагрузке УНЧ обеспечивается выходным усилителем мощности (УМ);
3. Требуемое значение входного сопротивления и большая часть коэффициента усиления по напряжению УНЧ обеспечивается входным каскадом.
Схема электрическая принципиальная структурная УНЧ, синтезированная на основе изложенных принципов, представлена на рис. 3.1.1.
Рис. 1. Схема электрическая структурная УНЧ:
1 - Источник сигнала. 2 - Усилитель. 2.1 - Входной каскад. 2.2 - ФВЧ1. 2.3 - ФВЧ2. 2.4 - ФНЧ. 2.5 - Предварительный каскад усилителя мощности. 2.6 - Оконечный каскад усилителя мощности. 3 - Нагрузка. 4 - Источник питания.
3.1.2. Синтез схемы электрической функциональной разрабатываемого устройства
Для обеспечения заданного значения мощности в нагрузке выбираем двухтактный выходной каскад на комплементарной паре транзисторов.
(См. Приложений 1 Рис.1. Схема электрическая функциональная УНЧ):
Коэффициент усиления по напряжению такого каскада близок к 1 поэтому необходимую амплитуду напряжения обеспечивает предоконечный каскад УМ, выполненный на ОУ в инвертирующем включении. Для снижения нелинейных искажений в нагрузке используем режим А-В для транзисторов выходного каскада и отрицательную обратную связь , охватывающую оконечный и предоконечный каскады УМ.
АЧХ УНЧ формируем путем последовательного включения фильтров первого порядка на основе RC цепей и согласующих операционных усилителей. Частоты среза фильтров f1, f2, f3 рассчитываются в соответствии с техническим заданием. Коэффициенты передачи фильтров в полосе пропускания выбираем равными 1 для облегчения согласования каскадов по уровням входных и выходных напряжений и обеспечения устойчивости УНЧ.
В качестве входного каскада используем ОУ в неинвертирующем включении. Требуемое значение коэффициента усиления по напряжению зададим цепью отрицательной обратной связи. Заданное значение входного сопротивления УНЧ обеспечим соответствующим выбором сопротивления резистора подключенного к неинвертирующему входу ОУ.
Схема электрическая функциональная УНЧ, синтезированная на основе изложены принципов, представлена на рис. 1 (см.Приложение Рис.1)
3.1.3. Электрический расчет
Электрический расчет разрабатываемого устройства следует начинать с последнего блока схемы электрической функциональной, т.е. с расчета оконечного каскада.
Результатом расчет окончного каскада должны быть исходные данные, необоходимые для расчета предыдущего каскада - предварительного усилителя, т.е. блока 2.5 схемы электрической функциональной (см.рис.1.) и т.д.
3.2. Расчет усилителя мощности низкой частоты
Исходные данные:
Входное напряжение: Uвх=90*10-3 В
Входное сопротивление: Rвх=120*103 Ом
Нижняя граничная частота: f1= fн=60 Гц
Нижняя граничная частота: f2=620 Гц
Верхняя граничная частота: f3= fв=9,1 КГц
Сопротивление нагрузки: Rн=10 Ом
Напряжение в нагрузке: Um=5 В
3.2.1. Расчет оконечного каскада
1. Схема электрическая принципиальная двухтактного оконечного каскада усилителя мощности (УМ) (см.Приложение. рис.2.)
Рис.3.2.1. Схема электрическая принципиальная оконечного каскада УМ при работе транзисторов в режиме АВ
2. Определяем величину амплитуд тока и напряжения в нагрузке:
Im====0.5A
Um=5В
Pн==25/20=1,25Вт
3. Находим величину напряжения источника питания при двухполярном питании выходного каскада:
È=1,25Um=1.25*5=6.25В
Выбираем ближайшее стандартное значение Е=9В.
4. Определяем максимальное значение мощности, рассеиваемой коллектором транзистора выходного каскада при его работе в режиме АВ:
Pк.макс=Iko*E+=0,45*0,164=0,0738Вт
где Z - модуль сопротивления нагрузки.
- угол сдвига фаз между током и напряжением в нагрузке
Максимальное значение мощности, рассеиваемой коллектором транзистора выходного каскада при его работе в режиме А-В определяем из выражения:
Iко=0,05А
5. Определяем требования, предъявляемые к транзисторам выходного каскада по току, напряжению, рассеиваемой мощности и частотным свойствам:
Ikдоп≥1,25Im=1.25*0.5=0.625A
Uкэдоп≥2.15E=19.35A
Pкдоп≥1.2Pкмакс=1,25*0,0738=0,09225Вт
при работе транзистора в режиме АВ,
>fв=3*106/40=75000>9.1*103
где f1 - частота единичного коэффициента усиления по току транзисторов оконечного каскада, h21э - статический коэффициент передачи транзистора по току.
Из паспортных данных выбираем комплиментарную пару транзисторов К815А и К814Б(p-n-p): Pкдоп=10Вт; Uкэдоп=25В; Uкэмакс=0,6В; Iso=50мкА; Iкдоп= Iкнас=1,5А; f1=3МГц; h21э=40
6. Для проверки полученных значений параметров выходного каскада производим построение нагрузочной прямой и кусочно-линейной аппроксимации ВАХ транзистора КТ814Б.
Определяем крутизну линии критического режима:
Sкр= Iкнас/ Uкэнас=1,5/0,6=2,5А/В
Определяем величину амплитуды тока базы, соответствующую максимальному значению амплитуды тока нагрузки:
Iбм=Im/h21=0.5/40=12.5*10-3A
Определяем значение тока коллектора для построения нагрузочной прямой:
Iкн=E/Rн=9/10=0.9А
По результатам построения из (См. Приложение рис.3). определяем максимальное значение тока коллектора Iкмакс=0,75А и минимальное значение напряжения Uкэмин=0,5В
Определяем максимальное значение тока базы:
Iбмакс=Ikмакс/h21=0.75/4=0,01875А=18,7мА
7. Построение входной и проходной ВАХ
Учитывая, что Ik=Iso(eUбэ/ξr-1), где Iso - обратный ток коллектора(для К814А ≤1мкА), ξr - термический потенциал(для нормальных условий=26 мВ), получим, что Ik= Iso=50мкА
Находим значение тока Iko, соответствующее точке покоя:
Ikмакс/15≤ Ikо≤0,95(Ikмакс-I m)
0.05≤0.05≤0.2375
Выбираем Ikо=0,1А и вычисляем соответствующее ему значение Uбэо=0,1976В.
Находим приращение напряжения на базе Uбэm, соответствующее максимальному значению тока базы:
Uбэm=0,026/(lnIkmax-lnIso)= 0.026/ln0.75-ln50*10-6)=0.026*9.62=0.25012
Uбэ=0,026(lnIko-lnIso)=0,026(ln0.1-ln50*10-6)=0.1976
Uбэmax= Uбэm- Uбэ=0,25012-0,1976=0,05252В
(См. Приложение Рис.4) Линейно-кусочная аппроксимация входной и проходной ВАХ транзистора К814А
8. На основе полученных данных определяем амплитуду напряжения на входе оконечного каскада:
Uвх.ок=Um+ Uбэma=5.052
и максимальную мощность, отдаваемую в нагрузку:
Pнмакс=(E-Uкэмин)*Ikмакс/2=3,1875Вт
Проверка полученных условий:
1) Ikмакс< Ikмаксдоп
0,75<1.5
2)Pн≤ Pнмакс
1.25≤3.18
Таким образом, выбранный режим работы выходного каскада обеспечивает заданное значение мощности в нагрузке. Максимальное значение тока коллектора транзистора не превышает допустимого значения, т.е. транзисторы и режим их работы выбраны верно.
9. Находим номиналы резисторов делителя напряжения:
R1=R4==8,8024/0,0125=704,192Ом=0,7кОм
R2=R3==0,1976/0,01125=17,56Ом
10. Из стандартного 5% ряда номиналов резисторов выбираем резисторы R1=R4=1кОм
R2=R3=18Ом
11. Определяем максимальные значения мощностей рассеивания резисторов R1,R2,R3,R4:
PR1=PR4=(E-Uбэo)*9Iбo=0,1976*0,01125=0,2*10-3Вт
12. Определяем максимальные значения и мощность резисторов, входящих в состав схемы:
R1-С2-1-0,125-1 кОм±5%
R2-С2-1-0,125-240 Ом±5%
R3-C2-1-0.125-240 Ом±5%
R4-С2-1-0,125-1 кОм±5%
13. Определяем сопротивление делителя R1...R4, приведенное ко входу оконечного каскада:
Rд=R1*R4/(R1+R4)=1*1/1+1=0.5*103
14. Определяем входное сопротивление оконечного каскада в режиме АВ:
RвхокВ= Rд(h21+1)=410 Ом
RвхокAВ= RвхокВ*Rд/( RвхокВ+ Rд)=205*103/410.5*103=0.49*103=490 Ом
15. Исходя из полученного значения Rвх, в предварительном усилителе можно использовать операционные усилители с допустимой величиной сопротивления нагрузки Rнmin≤0,49 Ом
3.2.2. Расчет предварительного каскада усилителя мощности
1. Определяем требования к частоте единичного усилителя ОУ (f1ОУ) и к максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ Vмакс
f1ОУ=50KUoc*fв=50*10*9.1*103=0.4*106
Vмакс≥2π fв*Um=2*3,14*9.1*103*5=0,2*106В/мкс
2. С учетом полученных требований к ОУ на основе паспортных данных выбираем ОУ К140УД7 со следующими параметрами:
Uпит=±5...20В
Iпот=2,8мА
Ku=30*103
Uсм=9мВ
Iвх=400мА*10-9
f1=0,8МГц
VUвыхмакс=0,3В/мкс
Uвыхмакс=10.5В
Rнмин=2кОм
Rвх≥0,4МОм
В соответствии с паспортными данными на ОУ типа К140УД7 для обеспечения устойчивой работы емкость конденсатора С2 цепи частотной коррекции равна 4,7пФ.
Схема электрическая принципиальная предварительного каскада усилителя мощности представлена на (См. Приложение рис.5)
3. Определяем номиналы элементов схемы:
3.1 Так как входное сопротивление Rвх определяется величиной сопротивления резистора R1, находим значение сопротивления резистора R1 из соотношения:
Rвх≤R1<<RвхОУ
0.49*103≤1*103<<0.4*106
Из стандартного 10% ряда номиналов резисторов и типов подстроечных резисторов выбираем резистор R1-СП3-13а-0,12-1кОм
3.2Определяем значение емкости разделительного конденсатора С1 из соотношения:
С1≥50/(2π fн*R1)=50/6.28*60*1*103=132.6*10-6Ф
3.3 Исходя из заданного значения коэффициента усиления Kuoc определяем величины сопротивлений резисторов цепи обратной связи R2 и R3:
R3=R1* KUoc=1*103*10=10кОм
R2=R3/ KUoc-1=10*103/9=1.11*103
Из стандартного ряда 5% номиналов резисторов выбираем резистор R3=10кОм, резистор R2=1,1*103
Проверяем выполненные условия для режима АВ:
(R2+R3)Rвхок АВ/(R2+R3+ Rвхок АВ)>Rнmin
5439/501,1>2
3.4 Задаем величину тока управления ОУ Iупр=10-3 A и определяем сопротивление резистора регулировки тока R4 в соответствии с паспортными данными ОУ К140УД7:
R4=(Uпит-0,7)/Iпр= 2*9-0,7/10-3=17,3*103Ом
Iпр=10-3
Из стандартного 5% ряда номиналов резисторов выбираем R4=18кОм.
3.5 Определяем максимальные значения мощностей рассеивания резисторов R1,R2,R3:
PR1===40*10-3Вт
PR2==36*10-3Вт
PR3==4*10-3Вт
4. Учитывая назначение и расчетные значения мощности рассеивания резисторов выбираем типы резисторов и конденсаторов, входящих в состав схемы:
5. Схема электрическая принципиальная усилителя мощности в упрощенном виде (См. Приложение рис.5). Для уменьшения нелинейных искажений усилитель охвачен общей цепью отрицательной обратной связи, для чего резистор R3 соединен с выходом оконечного каскада УМ.
Перечень элементов схемы электрической принципиальной усилителя мощности:
3.3 РАСЧЕТ АКТИВНОГО ФИЛЬТРА НИЖНИХ ЧАСТОТ ПЕРВОГО ПОРЯДКА НА ОСНОВЕ ИНТЕГРИРУЮЩЕЙ RC-ЦЕПОЧКИ, ВКЛЮЧЕННОЙ НА ВХОДЕ ОУ
Исходные данные:
fвФНЧ=9,1*103Гц
RвхФВЧ≥10кОм
RнФВЧ≥10кОм
Um=10В
3.3.1 Электрический расчет
1.Для выбора ОУ определяем требования к значениям параметров ОУ:
1.1 Задаем значение коэффициента усиления мощности ФНЧ KuФНЧ=1, что позволяет обеспечить максимально широкую полосу частот усиливаемых операционным усилителем, который используется в ФНЧ в качестве активного элемента.
1.2 Определяем требования к частоте единичного усиления ОУ (f1ОУ) из выражения:
f1ОУ≥ KuФНЧ* fвФНЧ=50*1*9,1*103=455*103Гц
1.3 Определяем требования к скоростным характеристикам ОУ. Для этого вычисляем требуемое значение максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ, Vмакс из соотношения:
Vмакс≥2π* fвФНЧ* Um=2*3,14*9,1*103*10=0,15 В/мкс
Где Um - максимальное значение амплитуды сигнала на выходе ФНЧ.
1.4 С учетом требований к ОУ на основе паспортных данных выбираем ОУ типа К544УД2 со следующими параметрами:
2.Схема электрическая принципиальная разрабатываемого устройства (См. Приложение рис.6):
3. Определяем номиналы элементов схемы:
3.1 Определяем величину сопротивления резистора R1 из соотношения:
RвхФНЧ≤R1<<RвхОУ
Из стандартного 5% ряда номиналов выбираем резистор R1=10кОм
3.2 Исходя из выбранного значения коэффициента усиления напряжения ФНЧ (KuФНЧ=1) определяем значение сопротивления R2 из выражения:,
R2=R1* KUoc=104=10*103Ом
Проверяем выполнение условия:
R2* RнФВЧ/(R2+ RнФВЧ) ≥Rндоп
10*103*10*103/(10*103+10*103)=5*103≥2*103Ом
Из стандартного 5% ряда номиналов выбираем резистор R2=10кОм
3.3 Исходя из заданного значения частоты среза ФНЧ fвФНЧ, определяем значение емкости конденсатора С1 из соотношения:
С1≥1/(2π fвФНЧ*R1)=1/6.28*104*9,1*103=175,4*10-12Ф
Из стандартного ряда 5% ряда номиналов конденсатора выбираем конденсатор С1=1нФ
3.4 В соответствии с паспортными данными на ОУ типа К544УД2 для обеспечения устойчивой работы при KuФНЧ=1 емкость конденсатора С2 цепи частотной коррекции определяем из выражения:
С2=30/ KuФНЧ=30/1=30пФ
Из стандартного ряда 5% ряда номиналов конденсатора выбираем конденсатор С2=33пФ
4. Определяем максимальное значения мощностей рассеивания для резисторов R1 и R2:
PR1= U2m/2R1 =102/2*10*103=5*10-3Вт
PR2= U2m/2R2=102/2*10*103=5*10-3Вт
5. Учитывая назначения и расчетные значения мощности рассеивания резисторов выбираем типы резисторов и конденсаторов, входящих в состав схемы
3.4 РАСЧЕТ АКТИВНОГО ФИЛЬТРА ВЕРХНИХ ЧАСТОТ ПЕРВОГО ПОРЯДКА НА ОСНОВЕ ДИФФЕРЕНЦИИРУЮЩЕЙ ЦЕПОЧКИ, ВКЛЮЧЕННОЙ НА ВХОДЕ ОУ
Исходные данные:
fвФВЧ=620Гц
fв=9,1*103Гц
Rвх≥10кОм
Rн≥10кОм
Um=10В
3.4.1 Электрический расчет
1.Для выбора ОУ определяем требования к значениям параметров ОУ:
1.1 Задаем значение коэффициента усиления по мощности ФВЧ KuФВЧ=1, что позволяет обеспечить максимально широкую полосу частот усиливаемых операционным усилителем, который используется в ФВЧ в качестве активного элемента.
1.2 Определяем требования к частоте единичного усиления ОУ (f1ОУ) из выражения:
f1ОУ≥ KuФНЧ* fвФВЧ=50*1*9,1*103=45,1*103 Гц
1.3 Определяем требования к скоростным характеристикам ОУ. Для этого вычисляем требуемое значение максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ, Vмакс из соотношения:
Vмакс≥2π* fв* Um=2*3,14*9,1*103*10=0,5 В/мкс
Где Um - максимальное значение амплитуды сигнала на выходе ФНЧ.
1.4 С учетом требований к ОУ на основе паспортных данных выбираем ОУ типа К154УД1 со следующими параметрами:
2.Схема электрическая принципиальная разрабатываемого устройства (См. Приложение рис.7)
3. Определяем номиналы элементов схемы:
3.1 Определяем величину сопротивления резистора R1 из соотношения: RвхФВЧ≤R1<<RвхОУ
Из стандартного 5% ряда номиналов выбираем резистор R1=10кОм
3.2 Исходя из выбранного значения коэффициента усиления напряжения ФВЧ (KuФВЧ=1) определяем значение сопротивления R2 из выражения:,
R2=R1* KUФВЧ=10*103*1=10*103Ом
Проверяем выполнение условия:
R2* RнФНЧ/(R2+ RнФНЧ) ≥Rндоп
10*103*10*103/(10*103+10*103)=5*103≥2*103Ом
Из стандартного 5% ряда номиналов выбираем резистор R2=10кОм
3.3 Исходя из заданного значения частоты среза ФВЧ fвФВЧ, определяем значение емкости конденсатора С1 из соотношения:
С1≥1/(2π fн*R1)=1/6.28*104*104*130=0,122*10-6Ф
Из стандартного ряда 5% ряда номиналов конденсатора выбираем конденсатор С1=0,12мкФ
3.4 В соответствии с паспортными данными на ОУ типа К154УД1 для обеспечения устойчивой работы при KuФВЧ=1 емкость конденсатора С2 цепи частотной коррекции определяем из выражения:
С2=30/ KuФВЧ=30/1=30пФ
Из стандартного ряда 5% ряда номиналов конденсатора выбираем конденсатор С2=33пФ
4. Определяем максимальное значения мощностей рассеивания для резисторов R1 и R2:
PR1= U2m/2R1 =102/2*10*103=5*10-3Вт
PR2= U2m/2R2=102/2*10*103=5*10-3Вт
5. Учитывая назначения и расчетные значения мощности рассеивания резисторов выбираем типы резисторов и конденсаторов, входящих в состав схемы
3.5 РАСЧЕТ ВХОДНОГО КАСКАДА НА БАЗЕ НЕИНВЕРТИРУЮЩЕГО ВКЛЮЧЕНИЯ ОУ
Исходные данные:
Rвх≥120кОм
KUoc=10
Rн≥10 Ом
fн=60Гц
fв=9,1*103Гц
Um=10В
1. Определяем требования к частоте единичного усиления ОУ, (f1ОУ):
f1ОУ≥ KuОС* fв=50*10*9,1*103=45,1*106 Гц
1.1 Задаем значение коэффициента усиления по мощности ФВЧ KuФВЧ=1, что позволяет обеспечить максимально широкую полосу частот усиливаемых операционным усилителем, который используется в ФВЧ в качестве активного элемента.
1.2 Определяем требования к частоте единичного усиления ОУ (f1ОУ) из выражения:
f1ОУ≥ KuФНЧ* fвФВЧ=50*1*9,1*103=45,1*103 Гц
и к максимальной скорости нарастания выходного напряжения ОУ,(Vмакс):
Vмакс≥2π* f3* Um=2*3,14*9,1*103*10=0,5 В/мкс
1.3 С учетом требований к ОУ на основе паспортных данных выбираем ОУ типа К154УД1 со следующими параметрами:
2.Схема электрическая принципиальная разрабатываемого устройства (См. Приложение рис.8.).
3. Определяем номиналы элементов схемы:
3.1 Определяем величину сопротивления резистора R3 из соотношения: Rвх≤R3<<RвхОУ
0,012МОм≤R3<<10МОм
Из стандартного 5% ряда номиналов выбираем резистор R3=12кОм
3.2 Определяем значение емкости С1 разделительного конденсатора входной цепи усилителя из соотношения:
С1≥50/(2π fн*R3)=1/6.28*60*12*103=11*10-6Ф
3.3 Исходя из заданного значения коэффициента усиления Kuoc определяем величины сопротивлений резисторов цепи обратной связи R1 и R2:
R2=R3* KUoc=12*103*10=120 кОм
R1=R3/ KUoc-1=120*103/9=13*103 Ом
Из стандартного ряда 5% номиналов резисторов выбираем резистор R2=120кОм, резистор R1=130кОм
Проверяем выполненные условия:
(R2+R1)Rн/(R2+R1+ Rн)>Rндоп
(120+130)*10/120+130+10>2
9,6>2
3.4 Определяем значение сопротивление резистора балансировки нуля ОУ R4 из паспортных данных микросхемы К154УД1:
R4=10кОм
Iпр=10-3
4 Определяем максимальные значения мощностей рассеивания резисторов R1,R2,R3:
PR1===1,4*10-3Вт
PR2==0,15*10-3Вт
PR3==1,5*10-3Вт
5. Учитывая назначение и расчетные значения мощности рассеивания резисторов выбираем типы резисторов и конденсаторов, входящих в состав схемы: