Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Развитие человеческой цивилизации это непрерывное и динамич ное развитие средств общения от личного до общественного, от при митивных с помощью жестов, мимики, наскальных рисунков, звуков и света (дыма), «ямской гоньбы» и оптических семафоров до создания глобальных телекоммуникационных систем и сетей, обеспечиваю щих передачу, прием, обработку, распределение и хранение различ ной информации. Под информацией понимается совокупность сведений о событиях, явлениях, процессах, понятиях и фактах, предметах и лицах независимо от формы представления.
Телекоммуникационные системы - это комплекс техниче ских средств, обеспечивающих электрическую связь (электро связь) определенного типа.
В приведенном определении есть ключевые слова «связь» и «электросвязь». Что же это такое?
Связь (communication) - обмен информацией или пересылка информации с помощью средств, функционирующих в соответ ствии с согласованными правилами (называемыми в конкретных условиях протоколами).
Международная конвенция по электросвязи определила «элек тросвязь» (Найроби, 1982 год) как «...передачу, получение и прием знаков, сигналов, письменного текста, изображения и звуков или сообщений любого рода по проводной, радио и оптиче ской или другим электромагнитным системам...». В «Основных положениях развития ВСС РФ» электросвязи дается такое опре деление: электросвязь (telecommunication) - передача или прием знаков, сигналов, текстов, изображений, звуков по проводной, оптической или другим электромагнитным системам. Это определение может быть выражено в такой форме: электросвязь -это передача и прием сообщений с помощью сигналов электро связи по проводной, радио, оптической или другим средам распро странения.
Вышеприведенные определения содержат знаковые слова: со общение, сигнал, сигнал электросвязи. А это что такое?
Сообщение - форма представления информации для передачи ее от источника информации к потребителю. Применительно к сфере телекоммуникаций сообщение - это информация, переда ваемая с помощью электромагнитных сигналов средствами электросвязи. Примеры сообщений: текст телеграммы, речь, музы ка, фототелеграмма-факс, телевизионное изображение, данные с выхода вычислительных машин, команды в системах телеуправле ния и телеконтроля и др.
Сигнал - материальный носитель или физический процесс, отражающий (несущий) передаваемое сообщение.
Классификация сигналов может быть самой разнообразной, но особый интерес представляют электрические сигналы, называемые сигналами электросвязи и представляющие электрические напряжения или токи, изменение параметров которых во времени отражает передаваемое сообщение. К электрическим сигналам относятся: телефонные, телеграфные, факсимильные сигналы, сигналы передачи данных, сигналы телевизионного и звукового вещания, сигналы телеконтроля и телеуправления.
С понятием телекоммуникационные системы тесно связано по нятие телекоммуникационные сети, представляющие совокуп ность пунктов, узлов и линий (каналов, трактов) их соединяющих.
Телекоммуникационные системы и телекоммуникационные сети, взаимодействуя друг с другом, образуют систему электросвязи - комплекс технических средств, обеспечивающих электросвязь определенного вида.
Классификация систем электросвязи весьма разнообразна, но в основном определяется видами передаваемых сообщений, сре дой распространения электрических сигналов (рис. 1) и способами распределения информации: коммутируемые или некоммутируемые сети передачи сообщений.
Телекоммуникационные системы и сети представляют совокуп ность технических средств, осуществляющих следующие операции при передаче сообщения от источника к получателю:
преобразование сообщения, поступающего от источника сооб щения (ИС) в сигнал электросвязи;
преобразование сигналов электросвязи в форму, удобную для передачи и получателя сообщения (ПС);
сопряжение сигналов электросвязи с каналами передачи и стан циями коммутации (СК), установленных в оконечных пунктах (ОП) или узлах связи (УС).
Рис. 1. Классификация систем электросвязи по видам передаваемых сообщений и среды распространения
Обобщенная структурная схема взаимодействия телекоммуни кационных систем и сетей представлена на рис. 2, где приняты следующие обозначения:
ИС - источник сообщения (информации); ПР1 - преобразователь сообщения в электрический сигнал, называемый первичным элек трическим сигналом (в дальнейшем просто «первичный сигнал»); СК - станция коммутации, представляющая совокупность коммута ционной и управляющей аппаратуры, обеспечивающей установление различного вида соединений (местные, междугород ные, международные, входящие, исходящие и транзитные) и реали зующей определенный метод коммутации (коммутация каналов,
коммутация сообщений или коммутация пакетов); ОС1 - оборудова ние сопряжения, осуществляющее преобразование первичных сигналов в линейные электрические сигналы, физические характе ристики которых согласуются с параметрами передачи среды рас пространения - СР; ОС-1 - оборудование сопряжения, осуществляющее преобразование линейных электрических сигна лов в исходные первичные сигналы; ПР-1 - преобразователь пер вичного сигнала в сообщение; ПС - получатель сообщения.
Рис. 2. Взаимодействие телекоммуникационных систем и сетей
Комплекс технических средств и среды распространения, обеспечивающий передачу первичного сигнала в определенной полосе частот или с определенной скоростью передачи между сетевыми станциями или сетевыми узлами, называется каналом передачи.
Линейные сигналы при прохождении по среде распространения испытывают ослабление (затухание), подвергаются различного рода искажениям и помехам. Для устранения влияния этих факто ров на качество передачи сигналов, через определенные расстоя ния в зависимости от вида системы передачи устанавливаются усилители, регенераторы или ретрансляторы, которые вме сте со средой распространения образуют линейный тракт систе мы передачи.
Логарифмические единицы измерений
Сигналы, используемые для передачи сообщений, представляют собой электрические мощность, напряжение или ток, изменяющиеся во времени. Характер изменений мгновенных значений напряжения или тока сигналов однозначно соответствует передаваемым сооб щениям.
Значения напряжений (токов) сигналов и помех в различных точ ках каналов и трактов передачи имеют величины от пиковольт (пикоампер) до десятков вольт (ампер). Мощности токов, с которы ми приходится встречаться при расчетах и измерениях, имеют величины от долей пиковатта до целых ватт. Чтобы облегчить измерения и расчеты величин, значения которых размещаются в широком диапазоне (он шире диапазона длин от миллиметра до миллионов километров), и чтобы при сравнении результатов изме рений или расчетов операции умножения и деления заменить соот ветственно сложением или вычитанием, вместо величин мощности, напряжения и тока, выраженных в ваттах, вольтах и амперах (или их долях), используют логарифмы отношения этих величин к услов ным величинам, принятым за отсчетные. Относительные единицы, выраженные в логарифмической форме, называются уровнями передачи. Уровни передачи, представляющие десятичные лога рифмы отношения одноименных величин, называются децибелами (дБ), а представляющие натуральные логарифмы отношения одно именных величин, называются неперами (Нп). В настоящее время принято пользоваться децибелами.
Различают следующие уровни передачи:
по мощности:
или (1)
по напряжению:
или (2)
по току:
или (3)
Между уровнями передачи в дБ и Нп существуют следующие со отношения;
и
В этих формулах Wx, Ux и Iх - соответственно величины кажу щейся или активной мощности, напряжения, тока в рассматривав-
мой точке, a Wo, Uo и /о - величины, принятые за исходные при определении уровней передачи.
Уровни передачи по мощности (ром), напряжению (рон) и току (рот), определенные по формулам (1...3), называются относительными и обозначаются соответственно дБом, дБ0Н, дБ0Т.
Уровни передачи будут положительными, если величины мощно сти W4, напряжения Ux или тока IХ будут больше исходных величин мощности Wo, напряжения Uo или тока /0. 6 противном случае уровни передачи будут отрицательными. Нулевое значение указанные уров ни передачи будут иметь в том случае, если Wx= Wo, Ux= Uo и lx= l0.
От логарифмических единиц (уровней в децибелах) легко перей ти к абсолютным величинам мощности, напряжения или тока по следующим очевидным формулам:
(4)
В общем случае численные значения уровней передачи по мощ ности, напряжению и току несовпадают. Однако между ними легко установить взаимосвязь, если известны сопротивления Zx и Zo, на которых выделяются мощности Wx и Wo.
Действительно,
(5)
ИЛИ
(6)
Уровни передачи подразделяются на абсолютные и измеритель ные. Уровни называются абсолютными, если за исходные приняты следующие величины:
1) кажущаяся мощность Wo = 1 мВА или активная мощность Wo=1 мВт;
2) эффективное напряжение Uo = 0,775 В;
3) эффективное значение тока I0= 1,29 мА.
Если абсолютные уровни передачи определяются при сопротивлении Z = R = 600 Ом, то , что объясняется выбором исходных величин: 0,775 В х 1,29 мА = 1 мВА (мВт) или
0,775В/1,29мА = 600 Ом. Абсолютные уровни передачи по мощно сти, напряжению и току измеряются соответственно в дБм, дБн, дБт. Уровни передачи по току в практических расчетах и измерениях используются весьма редко.
Выражение (1) для относительного уровня по мощности можно представить в следующем виде:
(7)
где рмх - абсолютный уровень по мощности в рассматриваемой точке и рмо - уровень в точке отсчета. Как следует из формулы (7), относительный уровень по мощности равен разности абсолютных уровней мощности в точке измерения и точке, принятой за отсчетную. Аналогичным образом получается выражение для относитель ных уровней по напряжению
рОН =рНХ - рНО. (8)
Измерительным уровнем называется абсолютный уровень в рассматриваемой точке при условии, что в начале тракта включен нормальный генератор, т.е. генератор синусоидальных колебаний определенной частоты с внутренним активным сопротивлением, равным 600 Ом и ЭДС, равной 1,55 В. Если входное сопротивление канала активно и равно 600 Ом, то при подключении нормального генератора на входе канала оказывается абсолютный нулевой уровень.
Если в точке канала с относительным уровнем по мощности ром1 известен абсолютный уровень по мощности сигнала рм1, то в точке канала, с относительным уровнем ром2 абсолютный уровень мощно сти рм2 будет равен
(9)
Если в точке канала с относительным уровнем по мощности ром1 известна мощность сигнала W1 то в точке канала с относительным уровнем ром2 мощность сигнала равна
(10)
Канал передачи представляет из себя каскадное соединение пассивных и активных четырехполюсников. При прохождении сиг налов по каналам передачи имеют место потери энергии в пассив ных четырехполюсниках или ее увеличение в активных. Для оценки
изменений энергии сигнала в различных точках канала вводится понятие рабочего затухания и рабочего усиления.
Под рабочим затуханием четырехполюсника понимается отно шение вида:
(11)
где Wг - кажущаяся мощность, которую отдал бы источник (генера тор) сигнала согласованной с ним нагрузке, Wн - кажущаяся мощ ность, выделяющаяся в нагрузке четырехполюсника в реальных условиях включения. При таком определении учитывается возмож ная несогласованность на входе и выходе четырехполюсника.
Рабочее усиление четырехполюсника определяется выраже нием вида:
(12)
здесь величины WH и Wг имеют тот же смысл, что и в формуле (11).
При проектировании и эксплуатации оборудования телекоммуни кационных систем и сетей необходимо знать величины уровней сигнала в различных точках каналов и трактов передачи. Чтобы охарактеризовать изменения энергии сигнала при его передаче, пользуются диаграммой уровней - графиком, показывающим рас пределение уровней передачи вдоль тракта передачи.
Б качестве примера на рис. 3 показана диаграмма уровней кана ла передачи, состоящего из усилителя передачи УСпер с усилением равным Snep, трех участков линии связи (среды распространения) длиной I,, /2и /З с затуханием, равным А1 ,А2 и А3, двух промежуточ ных усилителей УС1 и УС2 с усилением соответственно S1 , S2 и усилителя приема УСпр с усилением Snp.
На диаграмме уровней отмечены характерные точки канала (тракта) передачи: вход канала с уровнем рвх; уровень передачи равный рпер = рвх + Snep ; уровни приема на входе i-го усилителя pnpi = рпер (i-1) – Аi ; выход канала (тракта) с уровнем рвых и величина защищенности от помех на входе i-го усилителя, равная
(13)
где Wnpi и Wпомi - мощности сигнала и помехи на входе i-го усилите ля, a pпрi и рпомi - соответственно уровни сигнала и помехи.
Соотношение между уровнями сигнала на входе и выходе кана ла определяет его остаточное затухание, которое представляет собой рабочее затухание, определяемое при условии замыкания входа и выхода канала на активные сопротивления нагрузки, соот ветствующие номинальным значениям входного и выходного сопро тивлений канала. Остаточное затухание равно разности между суммой всех рабочих затуханий, имеющихся в канале, и суммой всех рабочих усилений:
(14)
Рис. 3. Диаграмма уровней и ее характерные точки
Для того чтобы обеспечить нормальную работу каналов и систем передачи, величины мощностей, напряжений и токов сигналов и соответствующие им уровни нормируют; нормируют также допусти мые уровни помех. При этом приходится считаться с тем, что уров ни сигналов и помех в различных точках канала будут различными. Чтобы избавиться от неопределенности, все нормируемые величи ны относят к точке тракта передачи с нулевым измерительным уровнем. Уровни по мощности, отнесенные к точке с нулевым изме рительным уровнем, обозначают через дБм0.
И в заключение отметим, что приборы для измерения уровней пе редачи называются указателями уровней и представляют из себя обычные вольтметры, измерительная шкала и входные регуляторы которых отградуированы в уровнях по мощности или напряжению. Во избежание ошибок на указателях уровней указывают напряжение, которому соответствует нулевая отметка шкалы, или величину актив ного сопротивления R, на котором выделяется мощность соответствующая 1 мВт. Наибольшее распространение получили широкопо лосные и избирательные указатели уровней, отградуированные для R = 600 Ом и Uo = 0,775 В, R = 150 Ом и Uo = 0,387 В, R = 75 Ом и Uo = 0,274 В. При такой градуировке значения уровней напряжения совпадают со значениями абсолютных уровней мощности.
1. Что такое уровни по мощности, напряжению и току и как они связа ны между собой?
2. Что такое относительный, абсолютный и измерительный уровни мощности, напряжению, току и как они связаны между собой?
3. Какой мощности, напряжению, току соответствует абсолютный уро вень 0 дБ?
4. Что собой представляет прибор для измерения уровней передачи? Почему в целях измерений не применяются уровни передачи по току?
5. Как по диаграмме уровней определить защищенность?
6. Определить величины мощности и напряжения гармонического сиг нала на сопротивлении RH = 150 Ом, если известно, что уровень по мощности сигнала на этом сопротивлении рм = - 7 дБм. Ответ: Wc = 0,2 мВт, Uc=173mB.
7. Напряжение гармонического испытательного сигнала, измеренное в ка нале передачи на сопротивлении RH = 75 Ом, составляет Uc = 1 мВ. Найти соответствующие этому напряжению абсолютные уров ни по мощности и напряжению. Ответ: рм = - 18,5 дБм, рн = - 57,8 дБн.
8. На вход канала (тракта) передачи подается измерительный сигнал с уровнем рвх = - 3,5 дБм. В некоторой точке канала (тракта) измерен ный уровень этого сигнала равен рх = - 10,5 дБм. Определить относи тельный уровень сигнала в этой точке канала (тракта). Ответ: ро = -7дБ.
9. Абсолютный уровень по мощности сигнала на выходе канала переда чи в процессе его настройки был изменен по отношению к номиналь ному уровню на величину = -10 дБ. Как изменятся при этом мощность этого сигнала на выходе канала? Ответ: мощность сиг нала уменьшится в 10 раз.
Электрический сигнал, получаемый на выходе преобразователя сообщения (см. рис. 2, лекция 1), называется первичным сигна лом электросвязи.
Параметр первичного сигнала «», изменение величины кото рого однозначно отображает передаваемое сообщение, называется представляющим или информационным параметром. Таким параметром, например, может быть амплитуда, частота или фаза гармонического электрического сигнала; амплитуда, длительность или фаза импульсов периодической последовательности; структура и разрядность кодовых комбинаций и др.
Первичный сигнал в структуре телекоммуникационных систем и сетей (ТКСС) есть объект транспортировки, так как он должен быть передан по каналу от передатчика к приемнику. ТКСС представляет технику транспортирования сигнала, а телекоммуникационные сети - специфическую транспортную сеть. Поэтому для установ ления соотношений между параметрами и характеристиками первич ных сигналов и свойствами каналов передачи вводят такие параметры и характеристики первичных сигналов, которые просто измерить и по которым возможно определить условия их передачи с минимальными искажениями и максимально возможной защищен ностью.
Первым таким параметром является длительность первич ного сигнала Тс, определяющая интервал времени, в пределах которого сигнал существует.
Следующим параметром первичного сигнала является его сред няя мощность, определяемая выражением
(1)
где Т - период усреднения; если Т = 1 мин, то такая средняя мощ ность называется среднеминутной мощностью, если Т = 1 ч, то речь идет о среднечасовой мощности и при Т 1 ч говорят о долговре менной средней мощности сигнала; R - сопротивление нагрузки, на которой определяется средняя мощность сигнала; U(t) - напряжение первичного сигнала.
Первичный сигнал характеризуется максимальной мощно стью Wмакс, под которой понимается мощность эквивалентного синусоидального сигнала с амплитудой Um, которая превышается мгновенными значениями переменной составляющей сигнала U(t) с определенной малой вероятностью . Для различных видов сигналов значение принимается равным 10-2, 10-3 и даже 10-5.
Средняя и максимальная мощности сигнала должны быть таки ми, чтобы при прохождении сигнала по каналу передачи не превы шались допустимые значения, обеспечивающие неискаженную передачу сигналов для правильного воспроизведения передавае мого сообщения на приеме.
Минимальная мощность Wмин - это мощность эквивалентного синусоидального сигнала с амплитудой Uм, которая превышается мгновенным значением переменной составляющей сигнала U(t) с определенной вероятностью, которая обычно равна .
Возможный разброс мощностей первичного сигнала в конкретной точке канала характеризуется динамическим диапазоном Dc, под которым понимается отношение вида:
(2)
где Wмакс - максимальная (пиковая) мощность и Wмин - минимальная мощность сигнала в одной и той же точке канала.
Превышение максимальной мощности сигнала средней мощно сти называется пик-фактором Qc, определяемым по формуле
(3)
Превышение средней мощности первичного сигнала Wcp средней мощности помехи Wn называется защищенностью, которая равна
(4)
Первичные сигналы электросвязи (непрерывные и дискретные) являются непериодическими функциями времени. Таким сигналам соответствует сплошной спектр, содержащий бесконечное число частотных составляющих. Однако всегда можно указать диапазон частот, в пределах которого сосредоточена основная энергия сиг нала (не менее 90 %) и ширина которого равна
(5)
где Fмин - минимальная частота первичного сигнала; Fмакс - макси мальная частота первичного сигнала. Этот диапазон еще называют эффективно передаваемой полосой частот сигнала, устанав ливаемой экспериментально, исходя из требований качества пере дачи для конкретного вида первичных сигналов.
Произведение трех физических параметров первичного сигнала: длительности Тс, динамического диапазона Dc и эффективно пере даваемой полосы частот FC, т.е.
(6)
называется объемом первичного сигнала.
Важным параметром первичного сигнала является его потенци альный информационный объем или количество информации Ic, переносимое им в единицу времени и равное
(7)
где - коэффициент активности источника первичного сигнала (для телефонных сигналов берется равным 0,25...0,35, а для ос тальных - 1); - эффективно передаваемая полоса частот, Гц; Wcp - средняя мощность первичного сигнала и Wn - средняя допус тимая мощность помехи.
Классификация первичных сигналов разнообразна, но наиболь шее применение нашла классификация по виду передаваемых сигналов и по виду передаваемых сообщений. Классификация по виду сигналов охватывает аналоговые, дискретные и цифровые сигналы, узкополосные и широкополосные.
Аналоговым (непрерывным) сигналом называется сигнал электросвязи, у которого величина представляющих (информацион ных) параметров может принимать непрерывное множество состояний. Аналоговым сигналом может быть и импульсный сигнал, если один из его параметров (амплитуда, длительность, частота следова ния, фаза) принимает бесчисленное множество состояний.
Дискретным называется сигнал электросвязи, у которого вели чина одного из представляющих параметров квантуется, т.е. имеет счетное множество состояний.
Цифровым называется сигнал электросвязи, у которого счетное множество величин одного из представляющих параметров опи сывается ограниченным набором кодовых комбинаций. Примерами таких сигналов являются: сигналы передачи данных и телеграфии, сигналы телеконтроля и телеуправления, телемеханики и др.
Если отношение граничных частот эффективно передаваемой полосы частот первичного сигнала , то такие сигналы называются узкополосными, а если , то такие сиг налы называются широкополосными.
Классификация первичных сигналов по виду передаваемых со общений охватывает телефонные (речевые) сигналы и сигналы звукового вещания, сигналы передачи данных и телеграфии, телевизионные сигналы и факсимильные сигналы, сигналы телемеханики, телеуправления и телеконтроля, являющиеся част ным случаем сигналов передачи данных.
Телефонные (речевые) сигналы
Для понимания сущности физических параметров речевых, а потом и телефонных сигналов, рассмотрим процесс речеобразования.
В образовании звуков речи принимают участие легкие, гортань с голосовыми связками, образующими голосовую щель, область носоглотки, язык, зубы и губы. В процессе произнесения речи чело век вдыхает воздух и наполняет им легкие, которые через бронхи продувают воздух в гортань и далее через вибрирующие голосовые связки в полость рта и носа.
Голосовые связки, то сжимая, то открывая голосовую щель, про пускают воздух импульсами, частота следования которых называ ется основным тоном. Частота основного тона лежит в пределах от 50...80 Гц (очень низкий голос - бас) до 200...250 Гц (женские и детские голоса).
Импульсы основного тона содержат большое число гармоник (до 40), амплитуда которых убывает с увеличением частоты со скоростью приблизительно 12 дБ на октаву. Например, амплитуда
составляющей импульсов основного тона с частотой 100 Гц на 12 дБ больше амплитуды ее второй гармоники - 200 Гц, которая, в свою очередь, на 12 дБ больше соответствующей ей второй гар моники, т.е. 400 Гц, а вторая гармоника частоты 400 Гц будет на 12 дБ больше составляющей с частотой 800 Гц и т.д.
Импульсы воздуха встречают на своем пути систему резонато ров, образуемых объемами полости рта и носоглотки, положением языка, зубов и губ и изменяющихся в процессе произнесения раз личных звуков. Проходя через эту систему резонаторов, одни гар монические составляющие импульсной последовательности основного тона получают усиление, а другие - ослабление. Карти на спектра звука (гласного), излучаемого ртом, принимает вид, изображенный на рис. 1, где приняты следующие обозначения: р - уровни спектральных составляющих частоты основного тона; f0 - частота основного тона; 1, 2, З...п - гармоники частоты основного тона.
Отметим, что частота основного тона меняется в значительных пределах при переходе от гласных звуков к согласным, и наоборот.
На рис. 1 ясно видны усиленные области частот, характерные для спектра конкретного звука. Эти усиленные области частот называются формантными областями или просто формантами. Звуки речи отличаются друг от друга числом формант и их распо ложением в частотной области. Поскольку форманты значительно мощнее других составляющих, то они главным образом и воздейст вуют на ухо слушающего, формируя звучание того или иного звука.
Разборчивость передаваемой речи зависит от того, какая часть формант доходит до уха слушающего без искажений и какая иска зилась или по тем или иным причинам не была услышана. Пред ставленный на рис. 1 вид спектра соответствует произнесению гласных звуков, обладающих заметной периодичностью. Многие согласные звуки непериодичны и их частотные спектры являются либо полностью сплошными, либо содержат в своем составе участ ки сплошного спектра (штриховая линия на рис. 1).
Максимально в отдельных звуках замечено до шести усиленных частотных областей. Некоторые из них никакого значения для рас познавания звуков не имеют, хотя и несут в себе довольно значи тельную энергию. Спектральные исследования отдельных звуков русского языка отмечают наличие максимально четырех формант с условными максимумами на частотах 500 Гц (первая форманта), 1500 Гц (вторая форманта), 3500 Гц (третья форманта). Важными являются первые одна-две форманты (на оси частот) и исключение из передачи любой из них вызывает искажение передаваемого звука, превращая его в другой звук, либо вообще потерю им призна ков человеческой речи. Первые три форманты звуков речи лежат в полосе частот от 300 до 3400 Гц, что и позволяет считать эту полосу частот вполне достаточной для обеспечения хорошей раз борчивости передаваемой речи, сохранения естественности звуча ния и тембра голоса, узнаваемости говорящего.
Рис. 1. Спектр формирования звука
Следовательно, эффективно передаваемая полоса частот теле фонного сигнала может быть принята равной FT = 0,3...3,4 кГц.
Исследования по определению минимальной, максимальной и средней мощностей телефонного сигнала с учетом характеристик микрофонов телефонных аппаратов, типов и характеристик абонент ских и соединительных линий телефонных сетей, особенностей гово рящих позволяют сделать следующие выводы:
при средней активности источника телефонного сигнала = 0,25...0,35 минимальная мощность телефонного сигнала в точке нулевого относительного уровня равна WминT = 0,1 мкВт0;
средняя мощность телефонного сигнала в этой же точке на ин тервалах активности источника равна WcpT = 88 мкВт0;
максимальная мощность телефонного сигнала с вероятностью превышения в точке нулевого относительного уровня равна WмаксT = 2220 мкВт0.
Согласно формулам (2 и 3), динамический диапазон и пик-фактор будут равны соответственно DT = 43 дБ (в практических расчетах принимают DT = 40 дБ) и QT = 14 дБ, что и берется при расчетах.
Для оценки количества информации, содержащейся в телефон ном сигнале, воспользуемся формулой (7), подставив в нее следующие значения = 0,33, FT = 3400 - 300 = 3100 Гц, WcpT = = 88 мкВтО и мощность помехи Wn = 0,1 мкВтО (что вполне реально), получим IТ = 10 000 бит/с.
Сигналы звукового вещания
Источниками первичных сигналов звукового вещания являются высококачественные микрофоны. Эти сигналы представляют чере дование сигналов различного вида: речи (особо следует выделить речь дикторов), художественного чтения (сочетания речи и музыки), вокальных и инструментальных музыкальных произведений от сольного исполнения до симфонических оркестров.
Частотный спектр сигналов вещания занимает полосу частот от 15 (звук барабана) до 20 000 Гц. Однако в зависимости от требова ний к качеству воспроизведения эффективно передаваемая полоса частот (ЭППЧ) Fзв , отводимая для передачи сигналов вещания, может быть значительно ограничена. Для достаточно высокого качества воспроизведения сигналов звукового вещания его ЭППЧ должна составлять 50... 10 000 Гц. Для получения безукоризненного воспроизведения программ вещания полоса частот сигнала веща ния должна составлять 30... 15 000 Гц.
Значение средней мощности сигнала вещания Wcp. зв существенно зависит от интервала усреднения. В точке с нулевым относительным уровнем мощность сигнала составляет 923 мкВтО при усреднении за час, 2230 мкВтО - за минуту и 4500 мкВтО - за секунду. Максимальная мощность сигнала звукового вещания Wмакс. зв в этой же точке состав ляет 8000 мкВтО.
Динамический диапазон сигнала вещания Dзв весьма широк, так как должны быть переданы сигналы минимальной мощности (на пример, шорох листьев в тихую летнюю ночь) и максималь ной (например, рев моторов взлетающего лайнера), и достигает величины 100...110 дБ. Динамический диапазон речи диктора равен 25...35 дБ, художественного чтения - 40...50 дБ, небольших во кальных и инструментальных ансамблей - 45...55 дБ, симфониче ского оркестра - 60...65 дБ.
При определении динамического диапазона сигнала вещания максимальным считается такой его уровень мощности, вероятность превышения которого составляет 2 %, а минимальным - уровень, вероятность превышения которого равна 98 %.
Для качественной передачи сигналов звукового вещания и их восприятия обходятся динамическим диапазоном Dзв = 65 дБ.
Потенциальная информационная емкость сигнала звукового ве щания при реальных значениях помех в зависимости от ширины ЭППЧ лежит в пределах 140...200 кбит/с.
Факсимильные сигналы
Факсимильная связь - вид электросвязи, обеспечивающей пере дачу неподвижных изображений: фотографий, чертежей, текстов (в том числе и рукописных), газетных полос и др. Первичные фак симильные сигналы получаются при помощи процесса электрооп тической развертки неподвижного изображения, заключающегося в преобразовании светового потока, отражаемого элементами изображения, в электрические. Упрощенная схема одной модели формирования первичного факсимильного сигнала приведена на рис. 2.
Передаваемое изображение на листе соответствующего форма та накладывается на барабан передающего факсимильного аппара та, который находится на валу электрического двигателя Д; оптическая система передающего факсимильного аппарата, со стоящая из осветительного элемента - ОЭ (светодиод, лазерный диод), системы оптических линз Л1, Л2, создает на поверхности изображения яркое световое пятно малого диаметра, которое пе ремещается вдоль оси барабана.
При вращении барабана световое пятно по спирали обегает ба рабан и, следовательно, сканирует все элементы изображения. Отраженный элементами изображения световой поток воздействует на фотоэлемент ФЭ, создавая в его цепи тем больший ток, чем светлее (белее) элемент изображения. В результате в цепи ФЭ получается пульсирующий ток , мгновенное значение которого определяется отражающей способностью элементов изображения.
Далее ток факсимильного сигнала поступает на «Передатчик», согласующий параметры сигнала с параметрами канала передачи и, следовательно, формирующий первичный факсимильный сигнал.
С выхода канала передачи факсимильный сигнал поступает в «Приемник» и затем на осветительный элемент - ОЭ (светодиод или лазерный диод) приемного факсимильного аппарата. Интенсив ность светового потока ОЭ пропорциональна мгновенному значе нию сигнала на выходе «Приемника». Пучок света фокусируется системой линз Л3 и подается на барабан приемного аппарата, на котором закреплена светочувствительная бумага. Барабан прием ного аппарата вращается синхронно и синфазно с барабаном пере дающего аппарата. Световое пятно так же, как и в «Передатчике», перемещается вдоль оси барабана по светочувствительной бумаге и формирует копию передаваемого изображения.
Рис. 2. Структурная схема формирования и передачи факсимильного сигнала
Частотный спектр факсимильного сигнала определяется характе ром передаваемого изображения, скоростью развертки (вращения барабана) и размером анализирующего светового пятна. Макси мальная частота факсимильного сигнала получается при чередова нии черных и белых полей изображения, ширина которых равна диаметру светового пятна. В этом случае частота сигнала
(12)
где D - диаметр барабана, мм; N- число оборотов барабана в минуту, об/мин; d- диаметр светового анализирующего пятна, мм.
Международным союзом электросвязи (МСЭ) рекомендованы сле дующие параметры факсимильных аппаратов: N = 120, 90 и 60 об/мин; диаметр барабана D = 70 мм и диаметр светового пятна d= 0,15 мм. Соответственно из (8) получаем fф = 1465 Гц для N = 120 об/мин, fф = 1100 Гц для N = 90 об/мин и fф = 732 Гц для N = 60 об/мин. При передаче газетных полос частота сигнала достигает 180...250 кГц.
При передаче реальных изображений получается первичный сиг нал сложной формы, энергетический спектр которого содержит частоты от 0 до fф. В зависимости от характера изображений они подразделяются на штриховые, содержащие две градации яркости, и полутоновые, число градаций которых определяется требова ниями качества передачи факсимильного сообщения.
Динамический диапазон сигнала, соответствующего передаче полутоновых изображений, составляет приблизительно .
Пик-фактор факсимильного сигнала Qф определяется из соот ношения
где Uмакс.ф и Uср.ф - максимальное и среднеквадратическое значе ния напряжения факсимильного сигнала соответственно. Пик-фактор факсимильного сигнала определяется из следующих рассу ждений. Предположим, что все градации яркости полутонового изображения равновероятны, т.е. появление I-й градации , где k - количество градаций яркости, обеспечивающих заданное качество передачи. Перенумеруем в порядке возрастания уровни сигнала, соответствующие различным градациям яркости таким обра зом, что напряжение i-го уровня будет равно , а средне квадратическое значение сигнала
Известно, что и поэтому
Следовательно,
(9)
При k = 16 пик-фактор факсимильного сигнала будет равен . Заметим, что увеличение числа градаций яркости мало влияет на рост пик-фактора. Несложно показать, что при пик-фактор стремится к величине Qмакс.ф = 4,8 дБ.
Динамический диапазон факсимильных сигналов, согласно вы шеприведенным рассуждениям, будет равен
(10)
Необходимая защищенность полутоновых сигналов, как и штри ховых, равна Азф = 35 дБ. При этом потенциальная информацион ная емкость факсимильных сигналов будет равна
(11)
где число градаций для штриховых изображений равно k =2.
Одним из важнейших видов факсимильной связи является переда ча газет в пункты их печатания. Для этого используются специальные высокоскоростные факсимильные аппараты, обеспечивающие высо кое качество копий за счет существенного увеличения четкости -уменьшения диаметра анализирующего пятна до 0,04...0,06 мм. Для типовой аппаратуры передачи газетных полос наивысшая частота сигнала достигает 180 кГц, а время передачи газетной полосы 2,3...2,5 мин. Изображение газетной полосы является штриховым, т.е. k=2. Информационная емкость такого сигнала, согласно (11), равна 360 кбит/с.
Телевизионные сигналы
Первичный телевизионный сигнал формируется методом элек тронной развертки с помощью развертывающего луча телевизион ной передающей трубки, преобразующей оптическое изображение в видеосигнал, или сигнал яркости.
Подвижное изображение передается в виде мгновенных фото графий - кадров, сменяющих друг друга. Причем для создания эффекта плавного движения передается ZK = 25 кадров в секунду. Каждый кадр разлагается на строки, число которых определяется установленными стандартами. В широко распространенном стан дарте каждый кадр раскладывается на Zc = 625 строк. Чтобы смена кадров на экране приемной телевизионной трубки (кинескопе) была незаметной (без мерцаний), число изображений должно составлять не менее 50 кадров в секунду. А это требует увеличения скорости развертки, что усложняет оборудование формирования и передачи телевизионных сигналов. Поэтому для устранения возможного мерцания каждый кадр передается в два этапа: сначала передают ся только нечетные строки, а затем - четные. В результате на экра не кинескопа создается кадр из двух изображений, называемых полями, или полукадрами. Число последних в секунду составляет 50, и смена изображений становится незаметной и, благодаря этому, формируется немерцающее изображение. Вследствие инерционности зрения передача 50-ти полукадров в секунду восприни мается как слитное движущееся изображение.
На время смены строк и кадров развертывающий луч приемной трубки должен быть погашен. Для чего на управляющий элек трод трубки подается напряжение, равное напряжению видеосигнала при передаче черного поля. Передающая телевизионная камера поэтому дополняется устройствами, которые доводят напряжение сигнала во время обратного хода луча до величины, соответствую щей напряжению видеосигнала при передаче черного поля. Возни кающие при этом импульсы напряжения называются гасящими импульсами.
Движение развертывающих лучей передающей и приемной те левизионных трубок должно быть синхронным и синфазным. Для этого от передатчика телевизионного сигнала к его приемнику передаются синхронизующие импульсы: в моменты перехода луча от конца одной строки к началу следующей передаются им пульсы строчной синхронизации, а в моменты перехода от конца каждого кадра (полукадра) к началу другого - импульсы кадровой синхронизации. Чтобы синхроимпульсы не создавали помех изображению, их передают в то время, когда луч кинескопа пога шен, т.е. во время передачи гасящих импульсов.
Разделение синхронизирующих и гасящих импульсов в приемни ке осуществляется по уровню: если гасящие импульсы передаются с уровнем, соответствующим уровню видеосигнала при передаче черного поля, то синхроимпульсы передаются с уровнем, соответ ствующим уровню видеосигнала, который получался бы при пере даче поля «чернее черного».
Обобщенная структурная схема формирования телевизионного сигнала приведена на рис. 3, где приняты следующие обозначения:
ГСР - генератор строчной развертки и ГКР - генератор кадровой развертки передающей и приемной телевизионных трубок; ГССИ -генератор строчных синхроимпульсов; ГКСИ - генератор кадровых синхроимпульсов; ЗГ - задающий генератор; ГСГИ - генератор строч ных гасящих импульсов; ГКГИ - генератор кадровых гасящих импульсов; ВУ - видеоусилитель тракта передачи и тракта приема; Пер - передатчик телевизионных сигналов и сигналов звукового сопровождения; ЗС - оборудование формирования сигналов звуково го сопровождения тракта передачи и тракта приема; КП - канал передачи; Прм - приемник телевизионных сигналов и сигналов звуко вого сопровождения; ССИ селектор синхроимпульсов.
Рис. 3. Обобщенная структурная схема формирования телевизионного сигнала
Следовательно, первичный телевизионный сигнал, поступающий на вход передатчика телевизионного канала, представляет после довательность импульсов с непрерывно изменяющейся амплитудой (напряжением). Эти импульсы повторяются с частотой следования строк Fc = ZKZC = 25-625 = 15 625 Гц, а время передачи одной строки равно 1/FC = Тс = 64 мкс. В промежутках между ними передаются импульсы строчной и кадровой синхронизации, имеющие постоян ные амплитуды.
Ширина спектра первичного телевизионного сигнала может быть определена следующим образом. Максимальная частота спектра соответствует передаче чередующихся черных и белых квадрат ных элементов изображения. Вертикальный размер элементов определяется размером строки. Учитывая, что ширина кадра отно сится к его высоте как 4/3, нетрудно определить число элементов М, содержащихся в одной строке: оно равно . Учитывая, что в секунду передается 25 кадров (50 полукадров, состоящих поочередно из четных и нечетных строк изображения), общее число элементов, передаваемое за секунду, будет равно 25М. Время передачи одного элемента, следовательно, будет равно . Максимальная частота спектра телеви зионного сигнала будет равна . Таким образом, полагая нижнюю граничную частоту телевизионного спектра равной 50 Гц (частота смены полукадров), общая ширина спектра телевизионного сигнала принимается равной 50 Гц...6 МГц с учетом передачи сигналов звукового сопровождения.
Энергетический спектр телевизионного сигнала имеет дискрет ный характер, максимумы энергии которого сосредоточены вблизи
гармоник частоты строк nFc (л = 1, 2, 3,...). Однако практически вся энергия сигналов яркости сосредоточена в диапазоне от 0...1,5 МГц. Эта особенность видеосигнала используется при организации видеотелефонной связи, организуемой в полосе частот от 50 Гц до 1,2... 1,5 МГц.
Защищенность сигналов яркости от помех должна быть не менее 48 дБ. Число градаций яркости телевизионного сигнала приблизи тельно равно k = 100 и согласно (10) динамический диапазон ви деосигнала будет равен DTB = 40 дБ. Пик-фактор сигнала, как было показано при рассмотрении полутонового факсимильного сигнала (9), не превышает 4,8 дБ, а потенциальный информационный объем телевизионного сигнала равен (11) Мбит/с.
Все рассмотренное выше справедливо для сигналов черно-белого телевидения. Сигналы цветного телевидения имеют некото рые особенности.
В основе цветного телевидения лежат следующие физические процессы:
оптическое разложение многоцветного изображения с помощью специальных цветных светофильтров на три одноцветных изображения в основных цветах -красном (R - red), зеленом (G - green) и синем (В - blue);
преобразование трех одноцветных изображений в передающей телевизионной трубке в соответствующие им три электрических сигнала ЕR, ЕG, ЕB;
передача этих трех электрических сигналов по каналу связи;
обратное преобразование электрических сигналов изображения в специальном кинескопе (приемной телевизионной трубке) в три одноцветных оптических изобра жения красного, зеленого и синего цветов; каждый цвет характеризуется двумя параметрами: яркостью и цветностью (насыщенностью); напомним, что в черно-белом телевидении при развертке изображения меняется только яркость освещения его отдельных элементов, и передаваемый сигнал является сигналом яркости;
оптическое сложение в определенных пропорциях трех одноцветных изображе ний в одно многоцветное, при котором формируется сигнал яркости
При наличии сигнала не обязательно передавать три цветовых сигнала: ER, ЕG, ЕB - Достаточно передать любые два из них. Обычно в системах цветного телевидения исключается самый широкополосный сигнал - зеленый EG, поскольку в яркостном сигнале содержится 59 % зеленого. Вычитая из EG и Ев полученный сигнал яркости, получают так называемые цветоразностные сигналы. Максимум энергии сигнала яркости группируется в диапазоне нижних частот. Амплитуды составляющих сигнала в диапазоне верхних частот очень малы. Именно в этом диапазоне яркостного сигнала с помощью поднесущих частот помещаются цветоразностные сигналы, образуя сигна лы цветности. Уплотняемые таким способом в общем частотном спектре сигнал яркости и цветоразностные сигналы могут создавать взаимные помехи. Для уменьше ния влияния высокочастотных составляющих яркостного сигнала на цветоразностные сигналы поднесущая частота выбирается в верхнем диапазоне частот (где составляю щие сигнала яркости очень малы и амплитуда поднесущей берется больше амплитуд этих составляющих). В то же время амплитуда поднесущей должна составлять не более 23 % от максимальной амплитуды яркостного сигнала.
Таким образом, яркостный сигнал и два цветоразностных сигнала занимают стандартную полосу частот телевизионного сигнала без заметного взаимодействия между собой.
На рис. 4 приведен фрагмент осциллограммы одной строки полного телевизион ного (ТВ) сигнала с указанием его основных параметров.
Существует несколько систем цветного телевидения, различающихся между собой в основном способами модуляции поднесущих частот цветоразностными сигналами. В нашей стране нашла применение система SEKAM (СЕКАМ) (от фр. Sequentiel couleurs a memoire - последовательная передача цветов с запоминанием).
Рис. 4. Осциллограмма одной строки полного ТВ-сигнала
Особенностью системы является то, что цветоразностные сигналы передаются в частотном спектре яркостного сигнала на вспомогательных цветовых поднесущих методом частотной модуляции. Поскольку модулировать по частоте поднесущую одновременно двумя сигналами невозможно, то в системе SECAM сигналы переда ются поочередно через строку. В течение времени одной строки передается только цветоразностный сигнала другой - только во время третьей строки вновь передается и т.д. Чтобы получить в телевизоре цветоразностный сигнал необходимо иметь оба цветоразностных сигнала и одновременно. Для этого в телевизорах используется линия задержки со временем задержки (запоминанием) на одну строку (64 мкс). Таким образом, каждая переда ваемая строка запоминается в линии задержки и к приходу следующей строки ее можно использовать как недостающий сигнал для формирования третьего цветораз-ностного сигнала. Отметим, что обе поднесущие частоты выбираются четными гармониками частоты строчной развертки. Для передачи сигнала используется частота и для передачи сигнала исполь зуется частота .
Первичные сигналы телеграфии и передачи данных получаются на выходе телеграфных аппаратов или аппаратуры передачи дан ных и представляют последовательность однополярных (рис. 5, а) или двухполярных (рис. 5, б) прямоугольных импульсов постоянной амплитуды и длительности. При этом положительный импульс обычно соответствует передаваемому символу «1», а пропуск или отрицательный импульс - символу «0». Такие сигналы принято называть двоичными.
На рис. 5 приняты следующие обозначения: C(t) - первичный сиг нал передачи данных и телеграфии; Ат- амплитуда импульсов -длительность импульсов. Кроме этих параметров импульсной по следовательности, вводится понятие тактовой частоты, под кото рой понимается отношение вида и которая численно равна скорости передачи в бодах (В). Отметим, что значение тактовой частоты FT и скорости передачи В совпадают только в случае пере дачи двоичных последовательностей. При переходе к многопозици онным кодам такого совпадения нет.
Рис. 5. Сигналы передачи данных и телеграфии
Вероятность появления «1» и «О» для однополярной последова тельности импульсов (иногда называемой обобщенным телеграф ным сигналом) и импульсов положительной или отрицательной полярности, а также статистические связи между импульсами опре деляются свойствами источника сообщения. Чаще эти вероятности равны 0,5, и импульсы последовательности принимаются статисти чески независимыми.
Определим основные физические параметры первичных сигна лов телеграфии и передачи данных.
Такая характеристика, как динамический диапазон, для сигналов передачи данных и телеграфии, как и для всех двоичных сигналов, не применяется, так как по самому определению для такого класса сигналов не имеет смысла.
Информационная емкость сигналов передачи данных и телегра фии равна скорости передачи, т.е. .
Для определения полосы частот, необходимой для качественной пе редачи сигналов телеграфии и передачи данных, воспользуемся поня тием спектральной плотности амплитуд элементарного сигнала: прямоугольного импульса с амплитудой Ат и длительностью .
Спектральную плотность амплитуд такого импульса, иногда на зываемого видеоимпульсом, получим, применив к нему прямое преобразование Фурье:
(12)
Из анализа (12) следует наличие нулей спектральной плотности амплитуд. Эти нули располагаются на частотах, где , т.е. при , и, следовательно, на частотах , т.е. нули спектральной плотности амплитуд одиночного прямоугольного импульса располагаются на гармониках тактовой частоты. При (12) принимает значение
т.е. начальное и одновременно наибольшее значение спектральной плотности импульса равно его площади . График спек тральной плотности амплитуд видеоимпульса (одиночного прямо угольного импульса - элементарной посылки) показан на рис. 6.
Рис. 6. Спектральная плотность амплитуд видеоимпульса
Из рассмотрения рис. 6 следует, что основная энергия (более 90 %) импульса находится в полосе частот от 0 до , т.е. в полосе частот главного «лепестка» его спектральной плотности амплитуд, а в полосе частот от 0 до - более 60 %.
Рис. 7. Телеграфный сигнал, соответствующий передача «точек»
Другим предельным видом сигнала передачи данных и телегра фии является сигнал, соответствующей передачи «точек», т.е. периодической последовательности токовых «1» и бестоковых «0» посылок (см. рис. 7). Здесь, кроме уже принятых, введем новые обозначения: Ти - период следования импульсов, а - час тота следования импульсов; - скважность импульсов (для передачи «точек» скважность q = 2).
Периодический сигнал, может быть представлен рядом Фурье
(13)
Анализ формулы (13) показывает, что периодическая последо вательность импульсов, в самом общем случае, содержит постоян ную составляющую с амплитудой
(14)
и гармоники частоты следования импульсов Fu с амплитудами
(15)
число которых зависит от скважности периодической последова тельности. Для случая передачи «точек» скважность qu = 2 и фор мула (13) приводится к виду:
(16)
Основная энергия периодической последовательности импуль сов лежит в полосе частот от 0 до FT = 2 Fu.
Следовательно, спектр сигналов передачи данных и телеграфии, в самом общем случае, содержит непрерывную составляющую, спектральная плотность амплитуд которой совпадает со спектральной плотностью одиночного импульса, и дискретную составляющую, соответствующую спектру амплитуд периодической последователь ности импульсов типа «точек».
Следует, однако, иметь в виду, что при передаче двоичных сиг налов в приемнике нет необходимости восстанавливать импульсы без искажений, т.е. строго сохранять их форму; для восстановления информации достаточно - зафиксировать только знак импульса при двухполярном сигнале либо наличие или отсутствие импульса для однополярного сигнала.
Если спектр сигнала ограничить фильтром нижних частот (ФНЧ), близким к идеальному, то уверенный прием сигналов возможен при частоте среза, равной 0,5FT, т.е. можно считать, что эти сигналы занимают полосу частот от 0 до 0,5FT. Однако в реальных условиях верхнюю граничную частоту спектра сигналов телеграфии и пере дачи данных принимают равной FT или даже 1,2 FT. Это обусловлено тем, что при некоторых видах передачи информация заложена в изменениях длительности импульсов, а также мешающим дейст вием помех.
Можно считать, если не оговорены специальные условия, сигналы передачи данных и телеграфии занимают полосу частот от 0 до Ft.
При передаче таких сигналов вероятность неправильно принято го символа («1» или «О») или вероятность ошибки должна быть не хуже 10-5. Это позволяет принять значение необходимой защищен ности от помех не хуже Аз.тлг = 12 дБ.
1. Что такое средняя мощность случайного процесса? Привести ее аналитическое выражение.
2. Что такое дисперсия случайного процесса? Привести ее аналити ческое выражение.
3. Динамический диапазон первичного сигнала, физический смысл величин, входящих в формулу для определения динамического диапазона.
4. Пик-фактор первичного сигнала, физический смысл величин, вхо дящих в формулу для его определения.
5. Оценка количества (объема) информации, переносимой первич ным сигналом.
6. Назовите первичный сигнал, обладающий наиболее широкой эф фективно передаваемой полосой частот.
7. Назовите основные параметры первичных сигналов и их размерности.
Ключевыми понятиями техники телекоммуникационных систем и сетей являются канал передачи или канал электросвязи.
Каналом передачи называется совокупность технических средств и среды распространения, обеспечивающая передачу сигналов электросвязи в определенной полосе частот или с определенной скоростью передачи между оконечными или проме жуточными пунктами телекоммуникационных сетей.
Каналы передачи (далее просто «каналы») классифицируются:
по методам передачи сигналов электросвязи различают аналого вые и цифровые каналы. Аналоговые каналы, в свою очередь, под разделяются на непрерывные и дискретные в зависимости от изменения представляющего (информационного) параметра сигнала (см. лекцию 2). Цифровые каналы делятся на каналы с использование импульсно-кодовой модуляции (ИКМ), каналы с использованием дифференциальной ИКМ и каналы на основе дельта-модуляции; каналы, в которых на одних участках используются аналоговые, а на других цифровые методы передачи сигналов, называются смешанны ми каналами передачи;
в зависимости от ширины полосы пропускания, в которой пере даются сигналы электросвязи, и соответствия параметров каналов установленным нормам различают аналоговые типовые каналы тональной частоты, типовые первичный, вторичный, тре тичный и четверичный широкополосные каналы; типовые каналы передачи сигналов звукового вещания, сигналов изо бражения и звукового сопровождения телевидения;
в зависимости от скорости передачи и соответствия параметров каналов установленным нормам различают основной цифровой канал, первичный, вторичный, третичный, четверичный и пятеричный цифровые каналы;
по виду среды распространения сигналов электросвязи разли чают: проводные каналы, организованные по кабельным и, реже, воздушным линиям связи, и каналы радиосвязи, организованные по радио, радиорелейным и спутниковым линиям связи.
Каналом электросвязи называется комплекс технических средств и среды распространения, обеспечивающий передачу пер вичных сигналов электросвязи от преобразователя сообщения в первичный сигнал до преобразователя первичного сигнала в сообщение.
Помимо приведенной классификации, каналы электросвязи под разделяются:
по виду передаваемых первичных сигналов (или сообщений) различают: телефонные каналы, каналы звукового вещания, телевизионные каналы, телеграфные каналы и каналы пере дачи данных;
по способам организации двусторонней связи различают: двух-проводный однополосный канал, двухпроводный двухполос ный канал и четырехпроводный однополосный канал;
по территориальному признаку каналы электросвязи подразде ляются на международные, междугородные, магистральные, зоновые и местные.
Рассмотренная классификация каналов передачи и электросвязи соответствует сложившейся практике их организации и разработки требований к их основным параметрам и характеристикам, которые принято увязывать с соответствующими параметрами и характери стиками первичных сигналов.
Канал может характеризоваться тремя параметрами:
1) эффективно передаваемой полосой частот , которую канал способен пропустить с выполнением требований к качеству переда чи сигналов;
2) временем Тк, в течение которого канал предоставлен для пе редачи сигналов или сообщений;
3) динамическим диапазоном DK, под которым понимается отно шение вида
где Wкмакс - максимальная неискаженная мощность, которая может быть передана по каналу; Wкмин - минимальная мощность сигнала, при которой обеспечивается необходимая защищенность от помех.
Очевидно, что передача сигнала с параметрами , Tc и Dc по каналу с параметрами , TK и DK возможна при условии
(2)
Произведение трех параметров канала VK = DK FK TK называется его емкостью. Сигнал может быть передан по каналу, если его емкость не менее объема сигнала (см. лекцию 2). Если система неравенств (2) не выполняется, то возможна деформация одного из параметров сигнала, позволяющих согласовать его объем с емко стью канала. Следовательно, условие возможности передачи сиг нала по каналу можно представить в общем виде
(3)
Канал характеризуется защищенностью
(4)
где Wn - мощность помех в канале.
Пропускная способность канала описывается следующим выра жением:
(5)
где Wcp - средняя мощность передаваемого по каналу сигнала.
Канал передачи как четырехполюсник
Канал передачи, как совокупность технических средств и среды распространения электрического сигнала, представляет каскадное соединение различных четырехполюсников, осуществляющих фильтрацию, преобразование сигналов, их усиление и коррекцию. Следовательно, канал можно представить эквивалентным четы рехполюсником, параметры и характеристики которого определяют качество передачи сигналов (см. рис. 1).
На рис. 1 приняты следующие обозначения: 1-1 и 2-2 - входные и выходные полюсы (или зажимы) соответственно; и - комплексные входной и выходной токи; и - ком плексные входное и выходное напряжения; и - ком плексные входное и выходное сопротивления (как правило, величины активные и равные, т.е. ); - комплексный коэффициент передачи по напряжению, - модуль коэффициента передачи и - фазовый сдвиг между входным и выходным сигналами; если берет ся отношение входного тока к выходному, то говорят о коэффици енте передачи по току; , - мгновенные значения напряжения входного и выходного сигналов и рвч и рвых - входной и выходной уровни по напряжению или мощности сигналов.
Рис. 1. Канал передачи как четырехполюсник
Каналы передачи работают с реальными нагрузками и , подключаемыми соответственно к зажимам (полюсам) 1-1 и 2-2.
Свойства каналов и их соответствие требованиям к качеству пе редачи сообщений определяются рядом параметров и характеристик.
Первым и одним из основных параметров каналов является остаточ ное затухание , под которым понимается рабочее затухание канала, измеренное или рассчитанное в условиях подключения к полюсам 1-1 и 2-2 (см. рис. 1) активных сопротивлений, соответствующих номи нальным значениям , и соответственно. Входные и выходные сопротивления отдельных устройств канала передачи достаточно хорошо согласуются между собой. При этом условии рабочее затухание канала можно считать равным сумме характеристических (собственных) зату ханий (ослаблений) отдельных устройств, не учитывая отражений. Тогда остаточное затухание канала может быть определено по формуле
(1)
где рвх и рвыч - уровни на входе и выходе канала (см. рис. 1); Аi - затухание i-го и Sj - усиление j-го четырехполюсников, состав ляющих канал передачи.
Это означает, что остаточное затухание (ОЗ) канала пред ставляет собой алгебраическую сумму затуханий и усилений и удобна при расчетах , когда известны затухания усилительных участков и усиления усилителей. ОЗ измеряется на определенной для каждого канала измерительной частоте.
В процессе эксплуатации ОЗ канала не остается величиной по стоянной, а отклоняется от номинального под воздействием раз личных дестабилизирующих факторов. Эти изменения 03 называются нестабильностью, которая оценивается по макси мальному и среднеквадратическому значениям отклонений от номинального или величиной их дисперсии.
Остаточное затухание канала увязывается с его полосой пропус кания. Полоса частот канала, в пределах которой остаточное затухание отличается от номинального не более чем на некото рую величину называется эффективно передаваемой поло сой частот (ЭППЧ). В пределах ЭППЧ нормируются допустимые отклонения 03 от номинального значения. Наиболее распростра ненным способом нормирования является использование «шабло нов» допустимых отклонений 03. Примерный вид такого шаблона приведен на рис. 2.
Рис. 2. Примерный шаблон допустимых отклонений остаточного затухания канала передачи
На рис. 2 приняты следующие обозначения: f0 - частота, на кото рой определяется номинальное значение 03; fн , fв - нижняя и верхняя граничные частоты ЭППЧ; 1,2- границы допустимых отклонений 03; 3 - вид измеренной частотной характеристики 03. Отклонения 03 от номинального определяются по формуле
(2)
где f - текущая частота и f0 - частота определения номинального значения 03.
С понятием ЭППЧ тесно связана амплитудно-частотная ха рактеристика - АЧХ (или просто частотная характеристика) канала, под которой понимается зависимость остаточного зату хания от частоты при постоянном уровне на входе канала, т.е. рвх = const. Эта характеристика оценивает амплитудно-частотные (просто частотные) искажения, вносимые каналом за счет зависимости его 03 от частоты. Допустимые искажения опре деляются шаблоном отклонений 03 в пределах ЭППЧ. Примерный вид АЧХ канала показан на рис. 3.
Для передачи ряда сигналов электросвязи важной является фазочастотная характеристика - ФЧХ (просто фазовая харак теристика) канала, под которой понимается зависимость фазового сдвига между выходным и входным сигналами от час тоты, т.е. . Общий вид фазовой характеристики канала приведен на рис. 4 (линия 1).
Рис. 3. Частотная характеристика канала Рис. 4. Фазовая характеристика канала
В средней части ЭППЧ указанная характеристика близкая к линейной, а на ее границах наблюдается заметная нелинейность, обусловленная фильтрами, входящими в состав канала передачи. В связи с тем, что непосредственное измерение фазового сдвига, вносимого каналом, затруднительно, для оценки фазовых искажений рассматривают частотную характеристику группового времени прохождения - ГВП (или замедления - ГВЗ)
(3)
где - фазочастотная характеристика.
Примерный вид частотной характеристики ГВП показан на рис. 4 (линия 2).
Частотные характеристики остаточного затухания, фазового сдвига или группового времени прохождения определяют линей ные искажения, вносимые каналами передачи при прохождении по ним сигналов электросвязи.
Для оценки линейных искажений на передаваемые сигналы мож но воспользоваться спектральными либо временными представле ниями сигналов и соответственно частотными либо временными характеристиками каналов (трактов) передачи. Спектральное и временное представления сигнала связаны между собой парой преобразования Фурье:
(прямое преобразование);
(обратное преобразование),
где - сигнал как функция времени; - комплексная спек тральная функция сигнала.
Эта связь позволяет при заданной форме сигнала на входе ка нала (заданном воздействии) определить форму сигнала (отклик) на выходе канала. Если сигнал на входе канала обозначить , то его можно представить в виде
(4)
где - комплексная спектральная функция входного сигнала. Сигнал на выходе канала можно определить как
(5)
где - комплексная спектральная функция выходного сигнала. Эта функция определяется с помощью известных частотных ха рактеристик канала из выражения
(6)
где - модуль коэффициента передачи; - фазовый сдвиг.
Следовательно, зная амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики канала, можно определить отклик (реакцию) на выходе канала при заданном воздействии на его входе.
Временными характеристиками канала называются отклики на выходе канала на воздействие определенной формы на его входе. К ним относятся: переходная характеристика, т.е. отклик канала на воздействие в виде единичной функции, и импульсная характе ристика, т.е. отклик на воздействие в виде единичного импульса.
При передаче импульсных сигналов (телеграфных, передачи данных) или факсимильных и телевизионных сигналов, для пра вильного приема которых необходимо точное восстановление их формы, качество канала удобнее оценивать по временным ха рактеристикам; при передаче телефонных сигналов и сигналов звукового вещания, для которых важно восстановить на приеме спектральную плотность передаваемого сигнала, качество канала удобнее оценивать по частотным характеристикам. Метод оценки по частотным характеристикам (спектральный метод) находит более широкое применение, так как:
1) частотные характеристики каскадного соединения не скольких четырехполюсников легко определяются по характери стикам отдельных четырехполюсников, входящих в состав этого соединения. Временные характеристики не поддаются таким простым расчетам;
2) частотные характеристики легче измерить с необходимой сте пенью точности, тогда как точное измерение временных характери стик является более сложной задачей;
3) по частотным характеристикам канала можно определить его временные характеристики, тогда как обратная задача не всегда может быть решена.
В идеальном случае отсутствие линейных искажений в канале соответствует постоянству коэффициента передачи или остаточно го затухания и линейности фазовой характеристики во всем диапа зоне частот от 0 до бесконечности, т.е.
или (7)
(8)
где k = 0, 1, 2, ...
Условие (8) соответствует постоянству группового времени про хождения (замедления) канала, т.е.
(9)
Условия (7-9) называется условиями неискаженной передачи. Для полосы частот канала условия неискаженной передачи графически представлены на рис. 5.
Рис. 5. Условия неискаженной передачи
Зависимость мощности, напряжения, тока или их уровней на выхо де канала от мощности, напряжения, тока или их уровней на входе канала называется амплитудной характеристикой - АХ. Под АХ канала понимается также зависимость остаточного затухания канала от уровня сигнала на его входе, т.е. , измеренная при некото рой обусловленной постоянной частоте измерительного сигнала на входе канала, т.е. fизм = const.
Амплитудная характеристика канала может быть представлена раз личными зависимостями (рис. 6): (рис. 6 а , линии 1 и 2), (рис. 6 б, линия 1), (рис. 6 б, линии 2 и 3), где приняты следующие обозначения: Uвх, Uвых - напряжения сигна ла на входе и выходе канала соответственно; рвх„ рвых - уровни (напряжения, мощности) сигналов на входе и выходе канала соот ветственно; - остаточное затухание канала передачи.
Из рассмотрения графиков, представленных на рис. 6, видно, что АХ имеет три участка:
1) нелинейный участок при малых значениях напряжения или уровней сигнала на входе канала; нелинейность АХ при этом объ ясняется соизмеримостью напряжения или уровня сигнала с шума ми самого канала;
2) линейный участок при значениях напряжения или уровня входного сигнала, для которого характерна прямая пропорциональ ная зависимость между напряжением (уровнем) сигнала на входе канала и напряжением (уровнем) сигнала на выходе канала;
3) участок с существенной нелинейностью при значениях входного напряжения (уровня) сигнала выше максимальных Uмакс (рмакс), для которых характерно появление нелинейных искажений. Если угол наклона прямой, соответствующей линейному участку АХ, равен 45°, то напряжение (уровень) сигнала на выходе канала равно напряже нию (уровню) на его входе; если угол наклона меньше 45°, то в кана ле имеет место затухание, а если угол наклона больше 45°, то в канале имеет место усиление. Если , то канал вносит затуха ние (ослабление), если , то канал передачи вносит остаточное усиление.
Рис. 6. Амплитудные характеристики канала передачи
Незначительная нелинейность АХ при малых значениях входно го напряжения или уровня сигнала не влияет на качество передачи и ею можно пренебречь. Нелинейность АХ при значительных значе ниях напряжения или уровня входного сигнала, выходящих за пре делы линейного участка АХ, характеризуется появлением нелинейных искажений, которые проявляются в возникновении гармоник или комбинационных частот входного сигнала. По АХ можно лишь приблизительно оценить величину нелинейных иска жений. Более точно величина нелинейных искажений в каналах оценивается коэффициентом нелинейных искажений или за туханием нелинейности
или (10)
где - действующее значение напряжения первой (основной) гармоники измерительного сигнала; , и т.д. - действующие значения напряжений второй, третьей и т.д. гармоник сигнала, возникших из-за нелинейности АХ канала передачи. Кроме того, в технике многоканальных телекоммуникационных систем передачи широко пользуются понятием затухания нелинейности по гар моникам
(11)
где - абсолютный уровень первой гармоники измерительного сигнала; - абсолютный уровень n-й гармоники, обусловленной нелинейностью АХ канала.
Цифровые каналы характеризуются скоростью передачи, а каче ство передачи сигналов оценивается коэффициентом ошибки, под которым понимается отношение числа элементов цифрового сигнала, принятых с ошибками к общему числу элементов сигна ла, переданных в течение времени измерения
(12)
где - число ошибочно принятых элементов; - общее число переданных элементов; В - скорость передачи в бодах; Т - время измерения (наблюдения).
Телекоммуникационные системы должны быть построены таким образом, чтобы каналы обладали определенной универсальностью и были бы пригодны для передачи различного вида сообщений. Такими свойствами обладают типовые каналы, параметры и харак теристики которых нормированы. Типовые каналы могут быть про стыми, т.е. не проходящими через оборудование транзита, и составными, т.е. проходящими через оборудование транзита.
Канал тональной частоты. Типовой аналоговый канал пере дачи с полосой частот 300...3400 Гц и с нормированными пара метрами и характеристиками называется каналом тональной частоты - КТЧ.
Нормированная (номинальная) величина относительного (изме рительного) уровня на входе КТЧ равна рвх = - 13 дБм0, на выходе КТЧ рвых = + 4 дБм0. Частота измерительного сигнала принимается равной fизм = 1020 Гц (ранее 800 Гц). Таким образом, номинальное остаточное затухание КТЧ равно , т.е. КТЧ вносит уси ление, равное 17дБ.
Эффективно передаваемой полосой частот КТЧ (составного и максимальной протяженности) называется полоса, на крайних частотах которой (0,3 и 3,4 кГц) остаточное затухание на 8,7 дБ превышает величину остаточного затухания на частоте 1020 Гц (ранее 800 Гц).
Частотная характеристика отклонений остаточного затухания от номинального значения (-17дБ) должна оставаться в пределах шаблона, приведенного на рис. 7.
Рис. 7. Шаблон допустимых отклонений остаточного затухания КТЧ
Чтобы выполнить требования к частотной характеристике оста точного затухания, ее неравномерность для простого канала длиной 2500 км должна укладываться в пределы, указанные в табл. 1.
Таблица 1
|
f, кГц |
0,3…0,4 |
0,4…0,6 |
0,6…2,4 |
2,4…3,0 |
3,0…3,4 |
|
, дБ |
1,4 |
0,72 |
0,6 |
0,72 |
1,4 |
Фазочастотные искажения мало влияют на качество передачи речевых сигналов, но так как КТЧ используется для передачи и других первичных сигналов, большие фазочастотные искажения или неравномерность частотной характеристики группового време ни прохождения (ГВП) недопустимы. Поэтому нормируются откло нения ГВП от его значения на частоте 1900 Гц для простого канала длиной 2500 км (табл. 2).
Таблица 2
Естественно, что для составных каналов отклонения ГВП будут во столько раз больше, сколько простых каналов организуют составной.
Амплитудная характеристика КТЧ нормируется следующим обра зом: остаточное затухание простого канала должно быть постоянным с точностью до 0,3 дБ при изменении уровня измерительного сигнала от -17,5 до +3,5 дБ в точке с нулевым измерительным уровнем на любой частоте в пределах ЭППЧ.
Коэффициент нелинейных искаже ний для простого канала не должен превышать 1,5 % (1 % по 3-й гармонике) при номинальном уровне передачи на частоте 1020 Гц.
Нормирование касается и степени согласования входного и вы ходного сопротивлений КТЧ с сопротивлениями внешних цепей -нагрузок: внутренним сопротивлением источника передаваемых сигналов (ZH1) и сопротивлением нагрузки (Zh2). Входное и выходное сопротивление КТЧ чисто активные и равны . Вход и выход канала должны быть симметричными, коэффициен ты отражения или затухание несогласованности (отражения) равные соответственно
или (13)
не должны превышать 10 % или 20 дБ соответственно.
Важным показателем качества передачи по КТЧ является мощ ность помех, которые измеряются специальным прибором, назы ваемым псофометром («псофос» - по-гречески означает «шум»). Псофометр представляет собой вольтметр с квадратичной характе ристикой выпрямления. Выбор такой характеристики объясняется тем, что ухо складывает шумы от отдельных источников как их мощности, а мощность пропорциональна квадрату напряжения или тока. От обычных квадратичных вольтметров псофометры отлича ются наличием у них частотной зависимости чувствительности. Эта зависимость учитывает различную чувствительность уха на отдель ных частотах, входящих в состав спектра помех и шумов, и форми руется взвешивающим псофометрическим фильтром.
При подаче на вход псофометра напряжения частотой 800 Гц с нулевым измерительным уровнем его показание будет равно 775 мВ. Для получения того же значения при иных частотах уровни должны быть большей частью выше. Напряжение помех, измеренное псофометром , связано с эффективным напряжением соотношением , здесь называется псофомет рическим коэффициентом. Напряжение помех или шумов, измерен ное псофометром, называется псофометрическим напряжением; мощность, определяемая псофометрическим напряжением на некото ром сопротивлении R, называется псофометрической мощностью, которая равна .
Средний уровень мощности помех с равномерным спектром ока зывается при псофометрических измерениях в полосе частот 0,3...3,4 кГц на 2,5 дБ (или в 1,78 раза) меньше, чем при измерениях действующих (эффективных) значений. Величина 2,5 дБ называет ся логарифмическим псофометрическим коэффициентом.
Псофометрическая мощность помех в точке с нулевым измери тельным уровнем КТЧ максимальной протяженности, состоящего из максимального числа простых каналов, не должна превышать 50 000 пВтО (пиковатт псофометрических в точке нулевого относи тельного уровня). Соответствующее значение эффективной (не-взвешенной) допустимой мощности помех составляет 87 000 пВтО. Псофометрическая мощность помех простого канала длиной 2 500 км не должна превышать 10 000 пВтО.
Нормируются также допустимые величины средней и пиковой мощности телефонных сигналов на входе КТЧ: в точке нулевого отно сительного уровня среднее значение мощности составляет 32 мкВтО, а пиковое - 2220 мкВтО.
Динамический диапазон КТЧ составляет величину 30...35 дБ.
Знание ширины полосы частот КТЧ, средней мощности переда ваемого сигнала, значения невзвешенной мощности помех позволяет оценить с помощью формулы (7) лекции 2 его пропускную способ ность, которая оказывается приблизительно равной 25 кбит/с.
Канал звукового вещания. Типовой канал передачи с ЭППЧ 30... 15000 Гц (50... 10000 или 80...6300 Гц), предназначенный для передачи сигналов звукового вещания, называется каналом зву кового вещания (КЗ) высшего (второго, третьего) класса. К типовым КЗ относятся каналы передачи сигналов звукового со провождения телевидения.
Ширина полосы частот КЗ выбирается таким образом, чтобы обеспечить передачу всех составляющих первичного сигнала звуко вого вещания, существенно влияющих на качество воспроизведения речевой и музыкальной программ. Эффективно передаваемой полосой частот (ЭППЧ) КЗ называется полоса частот, на крайних частотах которой остаточное затухание превосходит затухание на частоте 1 020 (800) Гц на величину не более = 4,3 дБ.
Нижняя граничная частота ЭППЧ КЗ обычно принимается равной 30...80 Гц. Значение верхней граничной частоты определяется харак теристиками оборудования канала вещания и трансляционных сетей, осуществляющих распределение программ вещания. В большинстве случаев эта частота лежит в пределах 6300... 15000 Гц. Окончательно граничные частоты КЗ выбираются так, чтобы произведение крайних частот ЭППЧ составляло 450 000....500 000. Значительные отклонения от указанного условия приводят к преобладанию в принимаемой по КЗ программе низких (глухой тембр) или высоких (металлический тембр) тонов.
Амплитудно-частотные искажения в КЗ изменяют соотношение громкостей составляющих звука. Поэтому неравномерность частот ной характеристики остаточного затухания КЗ должна быть не более ±(1 ...2) дБ на средних частотах и ±4,3 дБ - на краях ЭППЧ.
Ухо является частотным анализатором и поэтому мало чувстви тельно к фазо-частотным искажениям, Однако при больших громкостях значительные изменения фазовых соотношений между обертонами сигнала вещания воспринимаются как изменения тем бра и громкости. Поэтому фазо-частотные искажения в КЗ должны быть не более допустимых. Разность ГВП на нижней граничной частоте КЗ и на частоте 1 020 (800) Гц ограничивается величиной 50...80 мс, а на верхней граничной частоте и на частоте 1 020 (800) Гц- не более 10 мс.
Динамический диапазон сигналов вещания очень велик. Совре менные КЗ не могут обеспечить передачу сигналов такого динамиче ского диапазона. Ограничением «сверху» является перегрузка канала, ограничением «снизу» - помехи. Динамический диапазон КЗ в 40 дБ можно считать вполне удовлетворительным. Защищенность от помех различного происхождения не должна опускаться ниже 60 дБ.
Допуск на величину нелинейных искажений обычно задают по коэффициенту нелинейных искажений kн, величина которого не может быть более 0,03. Требования к параметрам и характеристи кам КЗ приведены в табл. 3.
Разность между максимальным уровнем сигнала и уровнем псофометрического напряжения помех на выходе КЗ протяженностью 1км определяется по формуле .
Допустимое отклонение остаточного затухания КЗ высшего класса следующее: в полосе частот от 30 до 50 Гц = 4,35 дБ; в полосе частот от 50 до 10 000 Гц величина = 1 дБ и в полосе частот от 10 000 до 15 000 Гц это отклонение не превышает 4,35 дБ.
Допустимое отклонение остаточного затухания КЗ первого клас са: в полосах частот от 50 до 100 Гц и от 8500 до 10 000 не хуже 4,35 дБ, в полосах частот от 100 до 200 Гц и от 6 000 до 8 500 Гц -2,5 дБ, в полосе частот от 200 до 6 000 Гц это значение не превы шает 1,7 дБ.
Таблица 3
Примечание. Здесь tмин - минимальное значение ГВП; tнч - значение ГВП на нижней граничной частоте ЭППЧ; tвч - значение ГВП на верхней граничной частоте ЭППЧ.
Неравномерность частотной характеристики остаточного затуха ния КЗ в сторону занижения не должна превышать 1... 1,5 дБ.
Канал изображения. Типовой канал, предназначенный для пе редачи полного цветного телевизионного сигнала, называется каналом изображения - КИ.
Важнейшей характеристикой качества телевизионного изобра жения является четкость, позволяющая оценить способность канала передавать мельчайшие детали изображения.
Четкость изображения зависит от размеров развертывающего пятна передающей телевизионной трубки, числа строк разложения кадра, ширины ЭППЧ и от частотных характеристик КИ в пределах этой полосы частот. Необходимая ширина ЭППЧ канала изображе ния может быть установлена следующим образом.
Границе между различными по яркости полями передаваемого изображения соответствует скачкообразное изменение напряжения видеосигнала. Время изменения напряжения (т.е. длительности фронта сигнала) зависит от четкости границ изображения, размеров сечения развертывающего луча и скорости развертки. Длитель ность фронта сигнала на выходе КИ будет больше длительности фронта исходного сигнала: . Для достаточно четкого воспроизведения изображения надо, чтобы при вносимое КИ увеличение длительности сигнала не превышало длительности tэ пробега луча по мельчайшему элементу изображения. При числе строк Zc = 625 кадров ZK = 25 tэ = 0,083 мкс и, следовательно, увели чение длительности фронта передаваемых по КИ сигналов должно быть не более = 0,083 мкс.
Если КИ в полосе пропускания 0...f2 нe вносит частотных искаже ний, то увеличение длительности нарастания скачка напряжения может составлять . Исходя из этого, верхняя граничная часто та тракта видеосигнала должна быть не ниже , а с учетом передачи соответствующих градаций цветности принимается равной 6,5 МГц. Следовательно, ЭППЧ занимает диапазон 0... 6,5 МГц.
В пределах ЭППЧ частотные и фазовые искажения не должны пре вышать допустимых, иначе вызванные ими изменения соотношений между амплитудами и фазами составляющих видеосигнала исказят форму последнего на экране приемной телевизионной трубки.
При определении требований к характеристикам КИ в границах ЭППЧ необходимо учитывать следующее.
Различию между полями яркости изображения соответствует ви деосигнал, имеющий форму ступеньки напряжением длитель ностью фронта . Если бы КИ обладал характеристиками идеального фильтра нижних частот с частотой среза fc = 6,5 МГц, то ступенька напряжения на выходе канала имела бы длитель ность фронта а установление напряжения носило бы колебательный характер.
Продолжительность колебательного процесса возрастает с уменьшением f2, а величина первого, наибольшего, выброса будет тем больше, чем меньше исходного сигнала. При выброс достигает 0,09 .
Монотонное (по мере роста частоты) увеличение затухания в полосе 0...f2 увеличивает и уменьшает выбросы. Монотонное уменьшение затухания приводит к обратному эффекту. Монотонное изменение затухания только на верхних частотах ЭППЧ влияет на переходной процесс меньше, чем такой же величины монотонное изменение затухания на нижних частотах. Волнообразное измене ние затухания приводит к появлению дополнительных сигналов (эхо-сигналов), сдвинутых во времени относительно основного сигнала.
Монотонность фазочастотных характеристик мало сказывается на времени нарастания выходного напряжения, но резко увеличи вает выбросы и вызывает несимметричное искажение переднего и заднего фронтов импульсных сигналов. Волнообразное измене ние фазочастотных характеристик приводит к появлению дополни тельных сигналов (эхо-сигналов) разной полярности, сдвинутых во времени относительно основного сигнала.
Частотные и фазовые искажения тем меньше влияют на пере ходной процесс, чем выше диапазон частот, в котором они наблю даются.
Увеличение длительности фронта сигналов снижает контрастность изо бражения, а выбросы напряжения приводят к окантовке вертикальных границ полей изображения. Дополнительные импульсы вызывают повтор ное (сдвинутое относительно основного) изображение.
Причиной появления повторных изображений может быть также несо гласованность входных-выходных сопротивлений четырехполюсников, составляющих КИ.
Нелинейные искажения (обусловленные нелинейностью ампли тудной характеристики канала) приводят к изменению соотношения амплитуд последовательности телевизионных сигналов и, следова тельно, к изменению соотношения яркостей элементов изображе ния. Чрезмерные нелинейные искажения могут нарушить нормальную работу системы синхронизации.
Разнообразно влияние помех различного происхождения и ха рактера на качество передачи телевизионных сигналов.
Периодическая помеха, частота которой кратна частоте полукад ров, приводит к появлению на экране кинескопа темных горизон тальных полос. Степень потемнения зависит от амплитуды помехи, а число темных полос на экране - от соотношения частот помехи и полукадров: чем выше частота помехи, тем больше темных полос.
Если частота помехи не кратна частоте следования полукадров, то темные полосы будут перемещаться в вертикальном направле нии. Скорость перемещения возрастает с увеличением разности частоты помехи и ближайшей к ней гармоники частоты полукадров.
Периодическая помеха с частотой fn, кратной частоте строк, т.е. fn = mFc, в течение передачи одной строки создает т периодических изменений напряжения видеосигнала. На экране кинескопа это вызы вает появление чередующихся по яркости участков на каждой строке. Поскольку за время передачи строки проходит целое число периодов помехи, участки потемнения и посветления каждой последующей строки оказываются точно под аналогичными участками предыдущей строки. Так как за время передачи кадра проходит целое число пе риодов помехи, то в каждом последующем кадре участки посветления и потемнения строк сохраняют свое положение на экране. Чем выше
частота помехи, тем большее число периодов помехи проходит за время передачи одной строки, тем большее число темных полос будет на экране и тем более узкой будет каждая из них.
Периодическая помеха с частотой не кратной частоте строк при водит к появлению на экране кинескопа сетки подвижных наклонных полос.
Кратковременные импульсные помехи вызывают появление светлых и темных горизонтальных полосок, длина которых зависит от длительности импульсной помехи.
Выбросы флуктуационных помех приводят к появлению светлых и темных точек, беспорядочно возникающих в различных участках кинескопа. При значительных флуктуационных помехах мерцающие точки создают подобие пленки, снижающей четкость и контраст ность принимаемого изображения.
Нормы на частотные искажения в КИ определяются по шабло нам. Для каналов с верхней граничной частотой до 6,5 МГц допус каются отклонения частотной характеристики остаточного затухания от идеальной в переделах ± 2 дБ и группового времени прохождения (ГВП) в переделах ± 0,3 мкс в диапазоне 0...1.2 МГц и монотонное увеличение отклонений частотной характеристики затухания до 2...4 дБ и ГВП до ± 0,5 мкс на частотах 1,2...6,5 МГц.
Отношение размаха сигнала изображения к напряжению взве шенной флуктуационной помехи, измеренной на выходе КИ, должно быть не меньше 57 дБ в течение 99 % времени. Эта величина мо жет снижаться до 49 дБ в течение 0,1 % времени.
Отношение размаха сигнала изображения к размаху периодиче ской помехи должно быть не менее: 30 дБ для помехи в полосе час тот 50... 100 Гц; 50 дБ для помехи в полосе частот от 1 кГц до 1 МГц и {50 - 4 (fn - 1)} дБ для помехи в полосе частот от 1 до 6 МГц (fn -частота помехи, МГц).
Номинальная величина входного и выходного сопротивлений КИ должна быть равна 75 Ом при затухании несогласованности (отра жения) не менее 24 дБ.
Широкополосные и цифровые каналы. К широкополосным каналам (трактам) относятся: предгрупповой (ПШКГ), первичный (ПШК), вторичный (ВШК), третичный (ТШК) и четверичный (ЧШК) широкополосные каналы. Для организации связи на телекоммуни кационных сетях параметры и характеристики этих каналов должны быть унифицированы независимо от оборудования их образования.
Основные нормы на электрические характеристики и параметры широкополосных каналов приведены в табл. 4.
Таблица 4
Величины номинальных измерительных уровней, остаточного затухания и амплитудная характеристика измеряются на частотах 18 кГц для предгруппового, 82 кГц для первичного, 420 кГц для вторичного и 1545 кГц для третичного широкополосного канала.
На телекоммуникационных сетях организуются типовые цифро вые каналы (тракты), основными из которых являются:
основной цифровой канал (ОЦК) со скоростью передачи кбит/с;
субпервичный цифровой канал (СПЦК) со скоростью передачи кбит/с;
первичный цифровой канал (ПЦК) со скоростью передачи кбит/с;
вторичный цифровой канал (ВЦК) со скоростью передачи кбит/с;
третичный цифровой канал (ТЦК) со скоростью передачи кбит/с;
четверичный цифровой канал (ЧЦК) со скоростью передачи кбит/с.
Качество передачи по цифровым каналам определяется коэф фициентом ошибок, о котором говорилось выше, см. (12).
1. Что такое канал передачи? Его структурная схема и требования к основным элементам.
2. Канал передачи как четырехполюсник. Перечислите основные па раметры и характеристики канала и поясните их физическую сущ ность.
3. Остаточное затухание канала передачи, его оценка и влияние на качество передачи.
4. Эффективно-передаваемая полоса частот канала, ее влияние на качество передачи и оценка.
5. Изобразите схему измерения остаточного затухания канала то нальной частоты.
6. Изобразите схему измерения частотной характеристики канала то нальной частоты. Влияние частотной характеристики канала на ка чество передачи.
7. Фазочастотная характеристика канала и частотная характеристика группового времени прохождения (замедления), их взаимосвязь и влияние на качество передачи сигналов.
8. Линейные искажения, причины их возникновения и способы оценки. Классификация линейных искажений.
9. Изобразите схему измерения амплитудной характеристики канала. Формы представления амплитудной характеристики канала.
10. Нелинейные искажения, причины их возникновения и оценка.
11. Изобразите схему измерения затухания нелинейности канала по второй и третьей гармоникам.
12. Рассчитать и построить внешнюю диаграмму уровней канала пере дачи, содержащего оборудование двух оконечных станций, четыре усилительных участка с затуханием А1 = 34 дБ, А2 = 38 дБ, А3 = 36 дБ, А4 = 31 дБ и три промежуточных усилителя с усилением S1 = 32 дБ, S2 = 39 дБ, S3 = 35 дБ. Измерительный уровень на выходе око нечного оборудования передачи равен рвых= - 6 дБм. Измеритель ный уровень на выходе канала рк вых = -7 дБм. Уровень передаче на входе канала рк вх = - 13 дБм. Определить остаточное затухание ка нала передачи.
13. Амплитудная характеристика канала передачи описывается урав нением . Определить спектральный состав напряжения на выходе канала, если а1 = 1, а2 = 0,1 1/мВ и а3 = 0,01 1/мВ2 для Uвх = 0,472 мВ. Определить напряжения пер вой, второй, третьей гармоник и затухание нелинейности по второй и третьей гармоникам. Определить коэффициент гармоник по рас считанным затуханиям нелинейности, если .
Для обеспечения диалога при общении двух абонентов (человек-человек, человек-машина, машина-машина) канал передачи должен быть двустороннего действия, или двусторонним каналом. Рас смотренные выше типовые каналы являются односторонними и, следовательно, для организации двусторонней - дуплексной связи необходимо использование двух типовых односторонних - симплекс ных каналов, объединив их в двустороннюю единую систему и сохра нив при этом взаимную независимость односторонних каналов. Поскольку наиболее массовым видом является телефонная связь, то рассмотрим принципы организации двусторонних телефонных кана лов. Полученные при этом соотношения и выводы справедливы для организации двусторонних каналов передачи других видов сообщений.
Исторически первой двусторонней системой телефонной связи была однополосная четырехпроводная система двусторонней связи (рис. 1), при которой передача от микрофона М одного абонен та к телефону Т другого абонента ведется в одной полосе частот f1...f2 по двухпроводной линии. Такая схема организации двусторон ней связи экономически и эксплуатационно нецелесообразна, так как к абонентам требуется подведение четырехпроводной линии.
Рис. 1. Однополосная четырехпроводная схема организации двусторонней телефонной связи
Обычные абонентские линии двухпроводные и поэтому для под ключения микрофонов и телефонов к таким линиям требуется применение особых развязывающих устройств - РУ (противоме-
стная схема телефонного аппарата). При этом получается однопо лосная двухпроводная схема двусторонней связи (рис. 2), при которой передача и в одном, и в другом направлениях ведется по двухпроводной линии и в одной и той же полосе частот.
Рис. 2. Однополосная двухпроводная схема организации двусторонней связи
Как следует из рис. 2, передача в одном и другом направлениях ведется в одной полосе частот, а разделение направлений передачи осуществляется с помощью специального РУ, к характеристикам которого предъявляются определенные требования.
Двусторонняя связь при использовании двухпроводной линии может быть осуществлена с помощью двух полос частот: одна полоса частот (нижняя) f1..f2 передается от абонента А к абоненту Б, а другая полоса частот (верхняя) f3...f4 передается от абонента Б к абоненту А. Следовательно, кроме развязывающего устройства, аналогичного РУ, при двухполосной двухпроводной схеме органи зации связи должны быть устройства, преобразующие исходные сигналы в полосу частот соответствующего направления тракта передачи и обратного преобразования в тракте приема. Разделение направлений передачи осуществляется с помощью фильтров ниж них и верхних частот, называемых направляющими фильтрами, или вилкой направляющих фильтров. Схема двухпроводной двух полосной организации двусторонней связи приведена на рис. 3.
Рассмотрим прохождение сигнала от абонента станции А к абоненту станции Б (для обратного направления все процессы будут аналогичными) по двухполосному двухпроводному двустороннему каналу передачи телефонных сигналов и их основные преобразования.
К зажимам 1-1 (2-2) подключается двухпроводный тракт теле фонной сети, использующий двухпроводные физические цепи, по которым передаются телефонные сигналы в тональном диапазоне частот F1...F2. Эти сигналы поступают на развязывающее устройство (РУ-1), предназначенное для разделения направлений передачи и приема. С выхода РУ-1 первичный сигнал в полосе частот F1...F2 поступает на передатчик станции А (Пер-А), где происходит его преобразование в линейный спектр f1...f2, передаваемый по двух проводной линии (физической цепи). Формирование линейного спектра направления передачи от станции А к станции Б осуществ ляется направляющим фильтром нижних частот (ФНЧ). На стан ции Б сигнала выделяется аналогичным ФНЧ и поступает на вход приемника (Пр-Б), где происходит его преобразование в тональный спектр с полосой частот F1...F2. С выхода Пр-Б сигнал поступает на развязывающее устройство (РУ-2), предназначенное для разделе ния трактов приема и передачи станции Б, и далее поступает в двухпроводный тракт телефонной сети.
Рис. 3. Двухполосная двухпроводная схема организации двусторонней связи
При передаче от станции Б к станции А в передатчике станции Б (Пер-Б) осуществляется преобразование спектра первичного сигнала F1...F2 в линейный спектр f3...f4, выделяемый направляющим фильт ром верхних частот (ФВЧ). 6 тракте приема станции А линейный спектр выделяется ФВЧ и затем в приемнике станции А (Пр-А) пре образуется в тональный спектр F1...F2 и далее через РУ-1, разде ляющее тракты передачи и приема станции А, поступает в двух проводный тракт телефонной сети.
Из рассмотренного очевидно, что вилки направляющих ФНЧ и ФВЧ станций А и Б выполняют роль разделяющих устройств (РУА и РУБ, обведенные штриховыми линиями), развязывающих направ ления передачи. Частотные характеристики затухания (ослабления) ФНЧ и ФВЧ приведены на рис. 4, где приняты следующие обозначе ния: АФВЧ - затухание направляющего фильтра верхних частот (ФВЧ) в полосе эффективного задерживания f1...f2; аФВЧ - максимально-допустимое затухание ФВЧ в полосе эффективного пропускания; АФНЧ - затухание фильтра нижних частот (ФНЧ) в полосе эффективного задерживания f3…f4; аФНЧ - максимально допустимое затухание ФНЧ в полосе эффективного пропускания f1...f2.
Рис. 4. Характеристики ослабления направляющих фильтров верхних и нижних частот
Дальность непосредственной телефонной связи определяется из сле дующих рассуждений: на выходе типового микрофона телефонного аппа рата средняя мощность первичного сигнала равна WМ = 1 мВт, мощность сигнала на входе телефона, соответствующая его нормальному воспри ятию, WT = 1 мкВт, допустимое затухание (ослабление) между микрофо ном одного абонента и телефоном другого равно . Если коэффициент затухания линии равен дБ/км, то непосредственная дальность связи будет равна , км.
Пример: коэффициент затухания телефонного кабеля равен = 0,75 дБ/км, следовательно, допустимая дальность непо средственной связи составит LMT = AMT/ = 30/0,75 = 400 км.
Максимальная дальность телефонной связи должна быть не ме нее 27 500 км. Следовательно, необходимо применение усилителей и их равномерное размещение по магистрали.
Усилители - это четырехполюсники одностороннего направле ния передачи и поэтому требуются два усилителя, обеспечивающих усиление сигналов двух направлений передачи. Структурная схема усилителя однополосной двухпроводной схемы организации дву сторонней связи приведена на рис. 5. Подключение усилителей к двухпроводной линии осуществляется с помощью развязывающих устройств PУ1 и РУ2. Структурная схема двустороннего усилителя двухполосной двухпроводной схемы организации связи приведена на рис. 6.
Рис. 5. Структурная схема двустороннего усилителя однополосной двухпроводной схемы организации двусторонней связи
К зажимам 1-1 левого развязывающего устройства (РУ1) и к за жимам 1-1 правого РУ2 подключается двухпроводная линия (физи ческая цепь). Рассмотрим передачу сигналов от станции А к станции Б. После прохождения по двухпроводной цепи ослаблен ный сигнал от зажимов 1-1 РУ1 поступает на зажимы 2-2, усилива ется усилителем (Ус1) направления от станции А к станции Б и через зажимы 4-4 РУ2 поступает в двухпроводную линию (зажимы 1-1 РУ2). Передача от станции Б к станции А осуществляется ана логично. Напомним, что в случае двухпроводной двухполосной схемы организации двусторонней связи роль развязывающих уст ройств РУ1 и РУ2 выполняет вилка направляющих фильтров нижних (ФНЧ) и верхних (ФВЧ) частот.
Рис. 6. Структурная схема двустороннего усилителя двухполосной двухпроводной организации двусторонней связи
В случае организации двусторонней связи по четырехпроводной однополосной схеме развязывающие устройства необходимы
только для подключения двустороннего канала к двухпроводным линиям телефонных сетей (рис. 7).
Рис. 7. Обобщенная схема однополосной четырехпроводной системы двусторонней связи
К зажимам 1-1 РУ1 и РУ2 подключаются двухпроводные абонент ские или соединительные линии телефонных сетей. Передатчики преобразуют полосу частот первичного сигнала в полосу частот f1…f2, которая передается по двухпроводной линии от станции А к станции Б, и наоборот. Усилители Ус1…Усn компенсируют ослаб ление (затухание) сигналов при их прохождении по физическим -двухпроводным линиям.
Канал тональной частоты (КТЧ) - канал односторонней переда чи. Для организации двусторонней связи требуются два КТЧ и их подключение к двухпроводным линиям телефонных сетей должно осуществляться с помощью развязывающих устройств (РУ1 и РУ2).
Из вышерассмотренного следует, что двусторонний канал пред ставляет замкнутую систему и, следовательно, возникает цепь обратной связи и при определенных условиях возможно самовоз буждение канала. Обобщенная структурная схема двустороннего канала и пути возникновения обратных связей показаны на рис. 8.
Рассмотрим прохождение сигналов при передаче от пункта А (п. А) к пункту Б (п. Б). Сигнал от абонента п. А поступает по двухпроводной линии на зажимы 1-1 РУ1 далее - на зажимы 2-2 РУ1 и через канал односторонней передачи - на зажимы 4-4 РУ2 и далее через зажимы 1-1 РУ2 сигнала поступает по двухпроводной цепи к абоненту п. Б. Если затухание от зажимов 4-4 к зажимам 2-2 РУ2 не равно бесконечности, то сигнал с выхода канала передачи от п. А к п. Б поступает на вход канала обратного направления передачи и, если затухание от зажимов 4-4 к зажимам 2-2 РУ1 также не равно бесконечности, то сигнал поступает на зажимы 2-2 и на вход канала передачи от п. А к п. Б. Так образуется электрическая замкнутая цепь (цепь обратной связи).
Рис. 8. Обобщенная структурная схема двустороннего канала
Цепь обратной связи образует одиночную замкнутую систему (ОЗС), в которой при определенных условиях возможно самовозбу ждение - генерация.
Как следует из схем организации двусторонних каналов, РУ представляет собой шестиполюсник (2хЗ-полюсник), условное обозначение которого приведено на рис. 9.
Рис. 9. Развязывающее устройство (а) и его условное обозначение (б)
Пути передачи сигналов от зажимов 1-1 (1) к зажимам 2-2 (2) и от зажимов 4-4 (4) к зажимам 1-1 (1) называются направлениями пропускания и характеризуются минимально возможным затухани ем (ослаблением); путь передачи сигнала от зажимов 4-4 (4) к зажимам 2-2 (2) называется направлением развязки (задержива ния) и характеризуется максимально возможным затуханием.
Идеальным РУ называется развязывающее устройство, у кото рого в рабочих частотном и динамическом диапазонах передавае мых сигналов выполняются следующие требования:
отсутствует затухание в направлениях передачи, т.е. ;
имеет место бесконечно большое затухание (ослабление) в направлениях развязки (задерживания), т.е. ;
входные сопротивления со стороны зажимов 1-1, 2-2 и 4-4 со гласованы с нагрузками;
отсутствуют различного вида искажения при передаче сигналов в направления пропускания (развязки).
Развязывающие устройства могут быть построены на принципах частотной селекции или на принципах уравновешенных (сбаланси рованных) мостовых схем, называемых дифференциальными сис темами (ДС).
Развязывающие устройства подразделяются на следующие три группы:
линейные РУ, построенные на пассивных элементах, параметры которых не меняются во времени и не зависят от уровня передачи сигналов; такие РУ называются пассивными;
линейные РУ, в схемы которых включены активные элементы, параметры которых не меняются во времени и не зависят от уровня передачи сигналов; такие РУ называются активными;
параметрические РУ, в схемы которых включены элементы с изменяющимися во времени параметрами.
Развязывающие устройства называются обратимыми (взаим ными), если выполняются условия . Если эти условия не выполняются, то такие РУ называются необратимыми. Линейные пассивные РУ относятся к обратимым - взаимным.
6 однополосных двухпроводных и четырехпроводных системах организации двусторонней связи широкое применение нашли ли нейные пассивные обратимые РУ на основе резисторов, включен ных по мостовой схеме и называемых резисторными дифференциальными системами (РДС), и на основе дифференци альных трансформаторов, которые называются трансформатор ными дифференциальными системами (ТДС).
Задачей анализа дифференциальных систем является опреде ление:
1) условий, при которых дифференциальная система как разде ляющий шестиполюсник имеет направления пропускания с минимально возможным затуханием и направления непропускания (задер живания) с максимально возможным затуханием (ослаблением);
2) условий, обеспечивающих согласованное подключение нагру зок к соответствующим зажимам дифференциальной системы;
3) рабочих затуханий (ослаблений) дифференциальной системы (далее - дифсистемы) в различных направлениях передачи.
Резисторная дифсистема (РДС) реализуется по схеме Т-перекрытого четырехполюсника (рис. 10). Покажем, что эта схема может быть ис пользована как развязывающее устройство, обладающее направления ми передачи с минимальным затуханием и направлениями задерживания с бесконечным затуханием и возможностью согласован ного подключения нагрузок.
Рис. 10. Резисторная дифференциальная система - РДС
Это мостовая схема, где резисторы представляют ее плечи, а полюса (зажимы) 2-2 и 4-4 представляют ее диагонали, к которым подключаются сопротивления Z2n Z4. Положим, что
(1)
и
и (2)
При выполнении условия (1) и = 1 получается равноплечая РДС, в противном случае - неравноплечая. При выполнении условия
(3)
схема (см. рис. 10) будет уравновешена (сбалансирована) для направлений передачи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2, и наоборот. Если к полюсам 4-4 (2-2) подключить генератор, то на полюсах 2-2 (4-4) напряжение будет равно нулю, т.е. затухание (ослабление) . Следовательно, направления передачи от полюсов 4—4 (2-2) к полюсам 2-2 (4-4) развязаны и не влияют друг на друга.
Использование РДС как развязывающего устройства при органи зации двусторонней связи предполагает, что к полюсам 1-1 под ключается двухпроводная линия, волновое сопротивление которой известно и, для простоты дальнейшего анализа, положим, что оно равно Z1= Z; к полюсам 2-2 подключается тракт передачи, а к полю сам 4-4 - тракт приема.
Для обеспечения согласованного подключения нагрузок к РДС определим его входное сопротивление со стороны различных полюсов при выполнении условия (3), т.е. сбалансированности РДС.
Входное сопротивление РДС со стороны полюсов 2-2 найдем из рассмотрения эквивалентной схемы (рис. 11).
Входное сопротивление РДС со стороны полюсов 2-2, как сле дует из рис. 11, равно
Рис. 11. К определению входных сопротивлений РДС со стороны полюсов 2-2 и 4-4
С учетом соотношений (1) и (2), последнее уравнение можно представить в форме
(4)
Входное сопротивление РДС со стороны полюсов 4-4 при тех же условиях будет равно
Подставив в эту формулу значения сопротивлений из (1) и (2) и, выполнив несложные преобразования, получим
(5)
Следовательно, входное сопротивление тракта передачи дву стороннего канала при использовании рассмотренной схемы РДС должно быть равно Z2, а выходное сопротивление тракта приема Z. При этом будет обеспечено согласованное подключение канала к двухпроводной линии.
При выполнении условий (1) и (3) входные сопротивления со стороны полюсов 1-1 и 3-3, а также со стороны подключения других полюсов будут равны Z1 Z3, ZA и ZБ и только для равноплечей РДС.
Определим затухание рассматриваемой РДС в различных направ лениях передачи. При этом учтем, что на всех входах (1-1, 2-2, 3-3 и 4-4) имеется полное согласование. Направлениями передачи явля ются: передача от полюсов 2-2, 4-4 к полюсам 1-1, 3-3, 1-4 и 4-3, и наоборот.
Рассмотрим эквивалентную схему уравновешенной (сбаланси рованной) РДС при передаче от полюсов 2-2 ко всем сопротивле ниям плеч Z1 (полюса 1-1), ZA (полюса 1-4), Z3 (полюса 4-3) и ZБ (полюса 3-3), рис. 12, где к уже принятым элементам и обозначени ям добавляются новые: Гс - генератор сигнала с внутренним сопро тивлением Zc и Ес - ЭДС генератора.
Определим затухание от полюсов 2-2 к полюсам 1-1. Из схемы (см. рис. 12) следует, что напряжение, приложенное к полюсам 2-2, с учетом (1), (2), равно:
(6)
здесь и - падения напряжений на сопротивлениях Z1 (полюса 1-1) и ZБ (полюса 1-4); /2- ток, протекающий через сопро тивления Z1 и ZБ.
Рис. 12. К определению затуханий
(ослаблений) в направлениях
пропускания
Затухание в направлении передачи от полюсов 2-2 (1-1) к полю сам 1-1 (2-2)
(7)
Затухание в направлении пропускания от полюсов 2-2 (3-3) к полюсам 3-3 (2-2), т.е. к сопротивлению ZE, определится аналогич но вышеприведенному:
(8)
Используя приведенную методику определения затуханий в на правлениях пропускания, можно показать, что затухание от полюсов 2-2 к полюсам 1-4 (к сопротивлению ZA) определится по формуле
(9) а затухание от полюсов 2-2 к полюсам 4-3 (к сопротивлению Z3) будет равно
(10)
Для определения затуханий от полюсов 4-4 к полюсам 1-1 А41 (к сопротивлению Z1), к полюсам 1-4 А414 (к сопротивлению ZA), к полюсам 4-3 А443 (к сопротивлению Z3), к полюсам 3-3 А43 (к со противлению Zб), следует изобразить эквивалентную схему уравно вешенной РДС и, используя вышеприведенную методику, получим:
(11)
Из формул (7) - (11) следует, что у равноплечей РДС зату хание во всех направлениях пропускания одинаковы и равны
(12)
Эта величина имеет простое физическое толкование: у равно плечей РДС мощность, подведенная к соответствующим полюсам (диагоналям моста), распределяется поровну между четырьмя сопротивлениями плеч.
Выбирая соответствующие значения , можно снизить затухание в одних направлениях передачи за счет повышения его в других направлениях.
Соотношения (1)...(3) показывают, что РДС реализуется просто, если все сопротивления активны или все реактивны.
В том случае, когда хотя бы одно из сопротивлений имеет ком плексный характер, должны быть комплексными и остальные со противления; при этом РДС весьма усложняется.
Особенно частот мостовые схемы на сопротивлениях использу ются в качестве так называемых распределителей мощности, обеспечивающих независимую работу двух генераторов на общую нагрузку или одного генератора на различные нагрузки и, следова тельно, являющихся развязывающими устройствами.
Принципиальная схема нагруженной трансформаторной диффе ренциальной системы (ТДС) приведена на рис. 1, где приняты сле дующие обозначения: ДТ - дифференциальный трансформатор; 1-1, 2-2, 3-3 и 4-4 - полюса подключения нагрузочных сопротивлений; к полюсам 1-1 подключается двухпроводная линия с входным сопро тивлением Z1; к полюсам 2-2 подключается направление передачи с входным сопротивлением Z2; к полюсам 4-4 подключается направ ление приема с выходным сопротивлением Z4; к зажимам 3-3 под ключается так называемое балансное сопротивление Z3; Z11 - входное сопротивление ТДС со стороны полюсов 1-1; Z22 - входное сопротивление ТДС со стороны полюсов 2-2; Z44 - входное сопро тивление ТДС со стороны полюсов 4-4; Z33 - входное сопротивле ние ТДС со стороны полюсов 3-3; w1 - количество витков первой полуобмотки первичной обмотки ТД; w1 - количество витков второй полуобмотки первичной обмотки ДТ и w2 - количество витков вто ричной обмотки ДТ.
Рис. 1. Трансформаторная дифференциальная система
Обозначим коэффициенты трансформации ДТ следующим об разом:
(1)
где n - коэффициент трансформации ДТ; n1 и n2 коэффициенты трансформации между вторичной обмоткой и полуобмотками пер вичной обмотки ДТ; - коэффициент неравноплечности ТДС. Если , то такая дифференциальная система называется равнопле чей; если , то такая ТДС называется неравноплечей.
Анализ выполним для неравноплечей ТДС. Необходимые соот ношения для равноплечей ТДС получаются при подстановке в соответствующие формулы коэффициента . Будем считать известным сопротивление Z1 (волновое или входное сопротивление двухпроводной линии, подключаемой к ТДС) и, что ДТ является идеальным, т.е. не имеет потерь, индуктивности его обмоток беско нечно велики, а их рассеяние отсутствует.
Развязывающее устройство называется уравновешенным (сба лансированным), если затухание в направлении передачи 4-2 равно бесконечности, т.е. , что исключает влияние тракта приема на тракт передачи двустороннего канала.
Выясним условия, при которых затухание ТДС будет беско нечно велико. Подключим к полюсам 4-4 генератор Гс с внутренним сопротивление Z4, а к полюсам 1-1, 2-2 и 3-3 сопротивления Z1, Z2 и Z3 соответственно (см. рис. 1).
При передаче от полюсов 4—4 ток от них разветвляется на состав ляющие I1 и I3 протекающие по обмоткам и ДТ. Токи I1 и l3 протекая по обмоткам и , соответственно, создают магнит ные потоки, пропорциональные ампер-виткам и направлен ные в противоположные стороны. Результирующий магнитный поток, создаваемый этими токами в магнитопроводе ТД, пропорционален разности ампер-витков полуобмоток первичной обмотки. При равен стве ампер-витков полуобмоток результирующий магнитный поток будет равен нулю и поэтому во вторичной обмотке w2 ЭДС наводить ся не будет, т.е. напряжение на полюсах 2-2 U22 = 0 и ток l2, проте кающий через сопротивление Z2, будет равен нулю.
Следовательно, условием непропускания от полюсов 4-4 к по люсам 2-2, или уравновешенности - сбалансированности ТДС, является равенство
или (2)
Для идеальной ТДС эти обмотки и не представляют со противления для токов I1 и l3. На пути этих токов находятся только сопротивления Z1 и Z3, и эквивалентная схема ТДС для этого случая приобретает вид (рис. 2).
Рис. 2. Эквивалентная схема уравновешенной ТДС при передаче от полюсов 4-4 к полюсам 2-2
Из схемы (см. рис. 2), с учетом (2), очевидны следующие равенства:
или (3)
Из последнего уравнения следует основное условие непропус кания или бесконечно большого затухания в направлении 4-2, т.е. .
или (4)
Так как трансформаторная дифференциальная система (дифсистема) относится к линейным пассивным развязывающим устройст вам, то при выполнении условий (4) затухание (ослабление) от полюсов 2-2 к полюсам 4-4 также будет равно бесконечности, т.е.
Со стороны полюсов 4-4. При выполнении условий (4) энергия от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 не передается и из эквивалентной схемы (см. рис. 2) следует, что входное сопротивление со стороны полюсов 4-4 равно
(5)
Для согласованного включения нагрузок должно выполняться условие
(6)
Со стороны полюсов 2-2. Эквивалентная схема ТДС при вы полнении условий (4) со стороны полюсов 2-2 имеет вид (рис. 3).
Рис. 3. К определению входного сопротивления ТДС со стороны полюсов 2-2
Сопротивления Z1 и Z3 со стороны полюсов 2-2 включены по следовательно и потому, с учетом коэффициента трансформации ДТ , входное сопротивление дифсистемы со стороны полюсов 2-2 будет равно
(7)
Из условия согласованного подключения нагрузок следует, что
(8)
Если известно сопротивление нагрузки Z2 и коэффициент неравноплечности ТДС , то коэффициент трансформации ДТ опреде лится по формуле
(9)
Со стороны полюсов 3-3. Если со стороны полюсов 1-1, 2-2 и 4-4 нагрузки подключены согласованно, то входное сопротивле ние со стороны полюсов 3-3 будет равно
(10)
Со стороны полюсов 1-1. Если нагрузки на полюсах 2-2, 3-3 и 4-4 равны Z2, Z3 и Z4, определенных по формулам (8), (10) и (6) соответственно, то входное сопротивление со стороны полю сов 1-1 будет равно
. (11)
Направление передачи от полюсов 1-1 (3-3) к полюсам 3-3 (1-1) является также направлением непропускания. Условие урав новешенности (сбалансированности) ТДС для этих направлений передачи может быть получено следующим образом: из (8) очевидно, подставив это значение Z1 в (6), получим
(12)
При выполнении условия (12) затухание в направлении передачи от полюсов 1-1 (3-3) к полюсам 3-3 (1-1) будет равно беско нечности.
Дифсистема, для которой нагрузочные сопротивления, при за данных сопротивлении Z1 и параметрах дифференциального трансформатора (ТД) определяются формулами (6), (8) и (10), называется полностью уравновешенной (сбалансированной) и характеризуется тем, что при подключении генератора к паре полю сов (1-1 и 3-3 или 4-4 и 2-2)... уравновешивающих плеч ТДС, ток в другом плече отсутствует.
Для равноплечей ТДС и, следовательно,
и (13)
Направление передачи от полюсов 2-2 к полюсам 1-1, 3-3 и обратно. Эквивалентная схема ТДС при передаче от полюсов 2-2 к полюсам 1-1 и 3-3 имеет вид (рис. 4), где приняты следую щие обозначения: W2 - мощность, отдаваемая генератором Гс в нагрузки Z1 и Z3, на которых выделяются мощности W1 и W3 соот ветственно; I - ток, протекающий через нагрузки Z1 , Z3.
Для принятых ранее условий идеальности ТДС мощность, под веденная к полюсам 2-2, распределяется между сопротивлениями Z1 и Z3, т.е.
W2=W1+W3.
Из рассмотрения рис. 4 следует
и [см. (4)]
и, следовательно,
Рис. 4. К определению затухания при передаче от полюсов 2-2 к полюсам 1-1 и 3-3
Затухание (ослабление) сигнала при передаче от полюсов 2-2 (1-1) к полюсам 1-1 (2-2) будет равно
(14)
Затухание сигнала при передаче от полюсов 2-2 (3-3) к полюсам 3-3 (2-2) определится по формуле
(15)
Для равноплечей ТДС
(16)
Направление передачи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 и 3-3 и обратно. Эквивалентная схема ТДС для этого случая приведена на рис. 5.
Рис. 5. К определению затухания при
передаче от полюсов 4-4 к полюсам
1-1 и 3-3
Для принятых условий идеальности ТДС мощность генерато ра Гс, подведенная к полюсам 4-4 (см. рис. 5), распределяется между сопротивлениями Z1 и Z3, т.е. -
где первое слагаемое , - мощность на сопротивлении Z1 и - мощность на сопротивлении Z3.
Подставляя значения и (см. 4), получим и, следовательно, мощность на полюсах 4-4 будет равна
Затухание сигнала при передаче от полюсов 4-4 (1-1) к полюсам 1-1 (4-4) будет равно
(17)
Затухание сигнала при передаче от полюсов 4-4 (3-3) к полюсам 3-3 (4-4) определится по формуле
(18)
Для равноплечей ТДС затухания в рассматриваемых на правлениях будут равны
(19)
Зависимость затухания в направлениях передачи от коэффици ента неравноплечности л изображена на рис. 6.
Рис. 6. Зависимость затухания ТДС в направлениях пропускания от значения
В реальных ТДС, вследствие потерь в трансформаторах, затуха ния в направлениях пропускания превышают найденные.значения на 0,5...1 дБ.
Трансформаторные дифференциальные системы нашли самое широкое применение при организации двусторонних каналов и в построении развязывающих устройств различного назначения.
Если не выполняются условия уравновешивания или баланси ровки дифсистемы [см. (4), (12)], то изменяются затухания в на правлениях непропускания. Оценим эти изменения для направления передачи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2. Для этого воспользуемся рис. 7.
На рис. 7 приняты следующие обозначения: Zл - входное сопро тивление двухпроводной линии; - входное сопротивление ТДС со стороны полюсов 1-1; - балансное сопротивление; Гс - генератор сигнала с внутренним сопротивлением Z4, A41 - затухание в направлении пропускания от полюсов 4-4 к полюсам 1-1; А12 -затухание в направлении пропускания от полюсов 1-1 к полюсам 2-2; Z2 - сопротивление нагрузки, подключенное к полюсам 2-2.
Рис. 7. К анализу неуравновешенной трансформаторной дифсистемы
Для неуравновешенной ТДС входное сопротивление со стороны полюсов не будет согласованно с входным сопротивлением линии, т.е.
(20)
При передаче сигнала от полюсов 4-4 к полюсам 1-1 сигнала ис пытывает затухание . Часть энергии сигнала, посту пившая к полюсам 1-1, из-за несогласованности входного сопротивления линии Zл с входным сопротивлением дифсистемы Z11 отразится от полюсов 1-1 в сторону полюсов 2-2, испытав при этом затухание отражения равное
(21)
и, претерпев затухание , поступит в нагрузку Z2. В соответствие с этим затухание сигнала от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 будет равно
(22)
Подставив значения А41, A12, Аотр, выраженные через коэффици ент неравноплечности ТДС, получим
(23)
где величина
(24)
называется балансным затуханием. Для равноплечей ТДС и (23) приводится к виду
(25)
Выражения (23) и (25) являются приближенными, так как при их выводах учитывалась несогласованность только на полюсах 1-1. В действительности несогласованность будет иметь место на всех полюсах ТДС.
Практически балансное затухание не превосходит 25...30 дБ в тех случаях, когда балансный контур (сопротивление Zб) имити рует волновое - входное сопротивление линии.
Понятие балансного затухания справедливо и для резисторной дифференциальной системы, где сопротивления Zл и Zб включаются в плечи мостовой схемы.
После ознакомления с принципами построения и работы развя зывающих устройств на основе трансформаторных и резисторных дифференциальных систем проведем их сравнение.
Трансформаторная дифсистема обладает следующими достоин ствами:
отсутствуют гальванические (по постоянному току) связи между некоторыми (а, в принципе, между всем) полюсами подключения нагрузок;
возможность согласованного подключения до четырех различ ных по величине сопротивлений нагрузок;
сравнительно небольшие затухания в направлениях пропускания.
Трансформаторная дифсистема обладает рядом недостатков, основными из которых являются:
нелинейные искажения, вносимые трансформаторами с ферро магнитными сердечниками, величина которых тем больше, чем меньше сечение сердечника и чем больше передаваемая мощность сигнала;
для получения равномерной частотной характеристики затухания ТДС в направлениях пропускания необходимо увеличение индуктив ности обмоток дифференциального трансформатора, что достигается применением сердечников из высококачественных ферромагнитных материалов или увеличением сечения сердечника;
сравнительно большие размеры, масса и относительно высокая стоимость.
Резисторная дифференциальная система (РДС) характеризуется следующими достоинствами:
простота изготовления, малый вес, малые габариты, низкая стоимость, возможность ее миниатюризации;
равномерная частотная характеристика затухания во всех на правлениях пропускания;
отсутствие нелинейных искажений;
возможность согласованного включения четырех и даже шести одинаковых сопротивлений;
наличие трех направлений непропускания при соответствующей конфигурации мостовой схемы.
Недостатки РДС сводятся к следующему:
сравнительно большое затухание в направлениях пропускания;
наличие гальванических связей между всеми сопротивлениями нагрузок;
если хотя бы одно из сопротивлений нагрузок комплексное, то и все остальные пять сопротивлений так же должны быть комплексными.
Из сказанного следует, что оба типа дифсистем имеют свои досто инства и недостатки, которые должны учитываться при выборе спосо бов построения развязывающих устройств различного назначения.
При построении двусторонних каналов неизбежно возникают замкнутые электрические системы. Их появление обусловлено ис пользованием развязывающих устройств (РУ) на основе дифферен циальных систем или направляющих фильтров, имеющих конечную величину затухания между встречными направлениями передачи.
Двусторонний канал одержит одну (одиночную) замкнутую систему либо несколько каскадно-включенных одиночных замкнутых систем (ОЗС). Обобщенная схема ОЗС приведена на рис. 1, где приняты следующие обозначения: РУ1, РУ2 - развязывающие устройства, а 1-1, 2-2, 4-4 их полюса; А142 и А242 - переходные затухания соответствующих РУ между направлениями передачи; Ус.1 и Ус.2 -усилители соответствующих направлений передачи (как бы эквива ленты каналов передачи одного и другого направлений); Sy1 и Sy2 -усиление усилителей между полюсами 2-2 и 4-4; S1 и S2 - рабочее усиление усилителей соответствующего направления передачи между полюсами 1-1 РУ1 и РУ2, подключения двухпроводных линий.
Рис. 1. К определению устойчивости одиночной замкнутой системы
Из-за конечной величины переходного затухания РУ в этой системе возникает петля обратной связи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 РУ1 - Ус.1 - полюсам 4-4 и 2-2 РУ2 – Ус.2 - полюсам 4-4 РУ1 (пунктирная линия).
Вследствие этого будет иметь место влияние одного направления пере дачи на другое. Это влияние при некоторых условиях может привести к самовозбуждению ОЗС и тогда передача станет невозможной.
Определим условия устойчивости ОЗС, воспользовавшись кри терием устойчивости Найквиста. Согласно этому критерию, система с обратной связью самовозбудится, если одновременно будут выполнены два условия для разомкнутой петли обратной связи в полосе частот от нуля до бесконечности:
1) условие амплитуд
(1)
т.е. сумма усилений в разомкнутой цепи обратной связи больше или равна сумме затуханий по этой же петле;
2) условие фаз, т.е. сумма фазовых сдвигов, вносимых устройст вами образующих петлю обратной связи [РУ1, Ус1, РУ2 и Ус2, (см. рис. 1)], равна
(2)
где n = 0, 1,2, ...
Так как в рассматриваемой ОЗС фазовые соотношения случай ны, то полагая, что условия фаз выполняются хотя бы на одной частоте рабочей полосы частот, определим условия устойчивости ОЗС, т.е. невыполнения условия амплитуд
или (3)
Из рис. 1 следует, что ОЗС будет устойчива, т.е. генерация не возникнет, если
(4)
Величина, показывающая на сколько сумма затуханий по петле больше суммы усилений, называется запасом устойчивости X. Для рассматриваемой ОЗС запас устойчивости равен
X = (А141 + А242) - (Sy1 + Sy2). (5)
Иногда величину X называют затуханием по петле обратной связи. Величина, показывающая, на сколько можно увеличить усиление усилителей Sy1 и Sy2, чтобы ОЗС самовозбудилась (полагаем, что условие фаз (2) выполняется), называется устойчивостью и определяется по формуле
(6)
Устойчивость показывает, на какую величину следует увели чить усиление каждого из усилителей ОЗС (см. рис. 1), чтобы в ней при выполнении условий фаз (2) возникла генерация.
Если в качестве развязывающих устройств (РУ1 и РУ2) использу ется равноплечая трансформаторная дифференциальная система (ТДС), то переходное затухание согласно [(24), лекция 5] равно
А142 = Ae1 + 6, ДБ и А242 = Аe2 + 6, ДБ, (7)
здесь Ае1, Ае2- балансные затухания первой и второй ТДС.
Из рис. 1 следует, что рабочие усиления S1 и S2 равны S1 = Sy1 - А12- А41 = Sy1 - 6, дБ и S2 = Sy2 - А12 - А41 = Sy2 - 6, дБ, (8)
где А12 и А41 - затухания равноплечих ТДС в направлениях пропус кания [см.(16), (19) лекция 5].
Подставив значения затуханий (7) и усилений (8) в формулы (5) и (6) получим: запас устойчивости равен
X = (Ае1 + Аe2) - (S1 + S2), (9)
устойчивость равна
(10)
Если
Ae1 = Аe2 = Ae и S1=S2 = S, (11)
что часто встречается, то
(12)
Запас устойчивости ОЗС типа двустороннего двухпроводного двухполосного канала, где слева направо передается полоса частот f1...f2, а справа налево - f3...f4 [см. рис. 6, лекция 4] и в качестве РУ используется вилка направляющих фильтров нижних (ФНЧ) и верх них (ФВЧ) частот (рис. 2), будет равен затуханию по петле обратной связи от полюсов 2-2 РУ1, УНЧ, полюса 4-4 РУ2, ФНЧ, ФВЧ, полюса 2-2 РУ2, УВЧ, полюса 4-4 РУ,, ФВЧ, ФНЧ и полюса 2-2 РУ1:
(13)
устойчивость определится по формуле
(14)
В формулах (13) и (14) и на рис. 2 приняты следующие обозначе ния: Анч - затухание фильтра нижних частот (ФНЧ) в полосе эффек тивного задерживания (f3....f4) или в эффективно передаваемой полосе частот фильтра верхних частот (ФВЧ); АВЧ - затухание ФВЧ в полосе эффективного задерживания (f1....f2) или в эффективно передаваемой полосе частот ФНЧ (см. рис. 4 лекция 4); SHЧ - усиление усилителя нижних частот (УНЧ) и SBЧ - усиление усилителя верх них частот (ФВЧ). Затуханием фильтров в полосах эффективного пропускания пренебрегаем, так как оно значительно меньше затуха ния фильтров в полосах эффективного задерживания.
Рис. 2. К определению устойчивости двустороннего двухполосного канала с направляющими фильтрами верхних и нижних частот
Устойчивость двустороннего двухпроводного двухполосного ка нала в полосе частот нижней группы обеспечивается затуханием Авч направляющих ФВЧ, а в полосе частот верхней группы - затухани ем Анч направляющих ФНЧ.
Телефонный канал состоит из двух каналов тональной частоты встречных направлений передачи, объединенных с помощью диф ференциальных систем (как правило, трансформаторных). В на стоящее время телефонные каналы организуются в основном по четырехпроводной однополосной или двухпроводной двухполосной (электрически четырехпроводной) системам. Токи паразитной об ратной связи в телефонных каналах возникают из-за недостаточной балансировки оконечных дифсистем. Токами обратной связи, воз никающими в промежуточных усилителях двухполосной двухпро водной схемы организации двусторонней связи, можно пренебречь, так как сумма затуханий направляющих фильтров в полосах эффек тивного задерживания значительно превышает сумму усилений в обоих направлениях передачи.
Эквивалентная схема телефонного канала для определения ус тойчивости представлена на рис. 3, здесь приняты следующие обозначения: КТЧ - канал тональной частоты; ТУ - транзитные удлинители с затуханием АТУ = 3,5 дБ; SКТЧ - остаточное затухание (усиление) КТЧ; S2ПР - остаточное затухание (усиление) телефонно го канала в двухпроводном окончании; А42 - затухание дифсистем в направлениях непропускания (развязки); А12, А41 - затухания диф систем в направлениях пропускания; АГ - остаточное затухание телефонного канала между полюсами аа' (точки подключения линий телефонных сетей).
Как следует из рис. 3, телефонный канал эквивалентен одиночной замкнутой системе, в которой в качестве развязывающего устройства используются дифсистемы (как правило, трансформаторные), и, следовательно, его запас устойчивости [см. (9)] будет равен
(15)
Рис. 3. К определению устойчивости и запаса устойчивости телефонного канала
Из рис. 3 очевидно, что S2ПР = Аr - 2АТУ = 0, следовательно, запас устойчивости телефонного канала
Хтлф = 2А42. (16)
Балансное затухание Ае определяется затуханием отражения то ков в точках подключения двухпроводного окончания телефонного канала аа. Ток обратной связи поступит на транзитный удлинитель (ТУ), затухание которого равно Аr/2, отразится в точке а с затухани ем отражения Ае и через ТУ возвратится в точку 1, претерпев зату хание Аr/2. Следовательно, затухание тока обратной связи от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 будет равно
А42 = 2АТу +Ае = Аг + Ае. (17)
Сопротивление балансного контура (балансного сопротивления) дифсистемы Zб обычно выбирается равным характеристическому сопротивлению ТУ и поэтому
Aе = 20lg|(Za+Zб)/(Za-Zб)|, (18)
здесь Za - входное сопротивление цепи, подключаемой к точке а телефонного канала. Самые неблагоприятные условия работы дву стороннего телефонного канала будут иметь место в режиме холо стого хода (Za = ) или короткого замыкания (Za = 0). Подставив эти значения Za в (18) и, раскрыв неопределенности, получим, что Ае = 0. Подставив это значение балансного затухания в (17), получим, что А42 = Аr. С учетом последнего (16) приводится к виду:
ХТЛФ = 2Аг, (19)
т.е. запас устойчивости равен удвоенному значению остаточного затухания телефонного канала, а его устойчивость
(20)
Так как остаточное затухание телефонного канала Аr = 7 дБ, то телефонный канал, безусловно, устойчив и его устойчивость будет выше Аr на величину затухания отражения, величина которого не бывает меньше 5 дБ. Поэтому минимальный запас устойчивости телефонного канала в рабочем режиме будет не менее 12 дБ.
Следует отметить, что устойчивость телефонного канала не зависит от величины затухания транзитных удлинителей, так как увеличение их затухания требует увеличения на ту же величину усиления. В противном случае изменится значение остаточного затухания телефонного канала.
Наличие развязывающих устройств (РУ) при организации двусто ронних каналов с конечной величиной переходного затухания между направлениями передачи, даже при соблюдении условий устойчиво сти, приводит к появлению токов паразитной обратной связи (ОС). В этом случае усилитель любого из направлений передачи можно рассматривать как усилитель с обратной связью (рис. 4), где приняты следующие обозначения:
- коэффициенты передачи усилителей; - постоянные передачи развязывающих устройств РУ1 и РУ2 с выхода одного усили теля на вход другого (между полюсами 4-2). Для усилителя Ус.1 все устройства подключенные к полюсам 2-2 и 4-4, представляют цепь обратной связи.
Из теории усилителей известно, что при подключении цепи ОС коэффициент передачи усилителя уменьшается в раз, т.е.
(21)
где - глубина обратной связи, а - петлевое усиление, которое для рассматриваемой замкнутой системы равно
(22)
здесь S1 и S2 - усиление усилителей и A1, А2 - затухания развязы вающих устройств, выраженные в децибелах; - суммарный фазо вый сдвиг по петле обратной связи. Сумма вида S1 + S2 - A1 – А2 = - X [см. (5)] представляет затухание по цепи обратной связи с отрица тельным знаком, т.е. усиление по петле обратной связи.
Рис. 4. К определению искажений от обратной связи
Формулу (21) с учетом (22) можно представить в следующем виде:
(23)
Изменение усиления усилителя Ус.1, обусловленное обратной связью, будет равно
(24)
где - запас устойчивости двустороннего канала (одиночной замкнутой системы).
Частотная характеристика усиления усилителя Ус.1 при наличии обратной связи представлена на рис. 5.
Как следует из рис. 5, частотная характеристика усиления из-за паразитной обратной связи имеет волнистый характер по сравне нию с аналогичной характеристикой без обратной связи.
Такой характер частотной характеристики усиления усилителя объясняется тем, что токи паразитной обратной связи с частотами, соответствующими различным фазовым соотношениям в замкнутой
системе, могут либо увеличивать, либо уменьшать усиление усили теля. Следовательно, наличие токов обратной связи приводит к специфическим амплитудно-частотным искажениям, которые назы ваются искажениями от обратной связи. Корректировать такие искажения практически невозможно.
Рис. 5. Искажения от обратной связи
Так как в двустороннем (телефонном) канале, как замкнутой систе ме, фазовые соотношения носят случайный характер, то на практике для оценки искажений от обратной связи определяют лишь их пре дельные значения изменения усиления усилителя при фазовом сдвиге по петле обратной связи равном , т.е. при отрицательной обратной связи и , т.е. при положительной обратной связи. Для отрицательной обратной связи множитель , и величина искажений от отрицательной обратной связи будет равна [см. (24)]
(25)
для положительной обратной связи и величина искажений от положительной обратной связи будет равна
(26)
Как видно из (25) и (26), влияние токов положительной обратной связи всегда больше влияния токов отрицательной обратной связи. Однако при больших значениях устойчивости ( > 12 дБ) эти величины одинаковы. Влиянием паразитной обратной связи на частотную харак теристику канала можно пренебречь, если > 15... 17 дБ. При этом искажения от токов обратной связи так малы, что практически не оказывают влияния на качество передачи телефонного сообщения.
Явление электрического эха
Наличие несогласованности в точках подключения абонентского тракта к телефонным каналам [точки а и а', (рис. 3)] относительно большой протяженности приводит к возникновению токов электри ческого эха. Для пояснения сущности этого явления рассмотрим телефонный канал (рис. 6), где ТУ - транзитные удлинители; ДС1,2 - дифференциальные системы, обеспечивающие переход с двухпро водного абонентского тракта на четырехпроводный тракт; КТЧ -односторонние каналы тональной частоты; а, а' - точки подключе ния абонентского тракта к телефонному каналу.
Рис. 6. Механизм возникновения электрического эха
Часть энергии речевого сигнала, передаваемого, например, сле ва направо (от точки а к точке а'), на приемном конце (точка а') из-за неполной уравновешенности (балансировки) дифсистемы ДС2 частично отражается, и отраженная волна попадает в канал обрат ного направления и возвращается к говорящему абоненту со сдви гом во времени, равном удвоенному времени распространения сигнала между точками а и а'. При некоторых условиях говорящий абонент может воспринимать повторение своего же разговора как явление, аналогичное явлению акустического эха. Так возникает первое эхо говорящего. Поскольку ДС1 также уравновешена не полностью, то ток первого эха говорящего частично отражается в точке а и отраженная волна попадает в канал передачи от а к а'. В результате возникает первое эхо слушающего. После первого эха слушающего может появиться второе эхо говорящего и т.д. Посте пенно энергия токов эха уменьшается и процесс замирает. В от дельных случаях повторенные эхо-сигналы прослушиваются до 8...9 раз.
Опыты показывают, что мешающее действие электрического эха для говорящего абонента проявляется в том, что ему кажется, будто бы собеседник перебивает его, а для слушающего - в сниже нии внятности передачи.
Мощность сигналов эха говорящего будет значительно больше мощности эха слушающего и поэтому расчет мешающего действия электрического эха выполняется лишь для эха говорящего.
Явление электрического эха будет наблюдаться при выполнении двух условий:
во-первых, при заметном промежутке времени между произнесе нием звука и поступления эхо-сигнала;
во-вторых, при достаточной мощности эхо-сигнала.
Промежуток времени между произнесением звука и поступлением эхо-сигнала определяется конечной скоростью распространения электрических сигналов по физической среде его распространения и оборудованию каналов и трактов и называется групповым временем прохождения - ГВП или замедления. Абсолютная величина ГВП в телефонном канале оказывает влияние и на величину интервала времени между вопросом и ответом. Значительная величина этого времени может привести к потере чувства контакта между абонента ми. Опытным путем установлено, что влияние ГВП незаметно, если абсолютное время распространения сигнала не превышает 250 мс. Эта величина может быть превышена только при связи через искус ственные спутники Земли, так как абсолютное ГВП, равное 250 мс, можно получить на кабельных магистралях протяженностью 50 000...70 000км.
Абсолютная величина ГВП не оказывает мешающего действия на передачу сигналов телеграфии и передачи данных, звукового вещания и телевидения, факсимильных сигналов, поскольку каналы передачи этих сигналов являются односторонними.
Экспериментальные исследования позволили установить зави симость между временем распространения электрического эха tЭ в канале и минимально необходимой величиной затухания на пути токов эха АЭ, при котором явление электрического эха не будет заметно (рис. 7).
Затухание между точками а и а' (см. рис. 6) определяет остаточ ное затухание телефонного канала Аr и, следовательно, затухание для токов электрического эха будет равно
здесь Ае - балансное затухание оконечной дифференциальной сис темы со стороны возникновения токов электрического эха.
Рис. 7. Зависимость минимально
необходимого затухания токов эха от
времени прохождения первого эха
говорящего
При самых неблагоприятных условиях (величина входного сопротивления або нентского тракта близка к короткому замыканию или холостому ходу) величина балансного затухания Ае = 6 дБ, а, следовательно, . Для полученного значения Ае по гра фику (см. рис. 7) можно определить допустимую величину ГВП и максимальную дальность связи, при котором мешающее действие токов электрического эха ощущаться не будет.
В телефонных каналах электрическое эхо не ухудшает качества связи, если абсолютное время прохождения сигнала в одном на правлении не превышает 30 мс. Если же это время больше, то необходимо увеличивать затухание на пути токов электрического эха путем увеличения остаточного затухания. Однако значительно увеличить остаточное затухание нельзя, так как при этом ухудшает ся качество связи. Поэтому для сохранения величины остаточного затухания телефонного канала равным номинальному значению Аr = 7 дБ и снижения мешающего влияния токов электрического эха на оконечных станциях в КТЧ включают специальные устройства, называемые эхозаградителями. Последние позволяют вносить зна чительное затухание (до 50 дБ) на пути электрического эха. Схема включения эхозаградителей приведена на рис. 8, где приняты сле дующие обозначения: ТУ - транзитные удлинители; КТЧ - канал тональной частоты; БПЗ - блоки переменного затухания; УУ - управ ляющие устройства. Эхозаградитель работает следующим образом: под воздействием разговорных токов срабатывает управляющее устройство (УУ) и воздействует на блок переменного затухания (БПЗ), тем самым вносится дополнительное затухание для токов эха.
Однако при использовании эхозаградителей встречаются опре деленные трудности. Наличие в каналах шумов не дает возможно сти создать эхозаградители с высокой чувствительностью. Поэтому слабые разговорные токи эхозаградителями не подавляются. При включении эхозаградителей несколько ухудшается качество связи, так как из-за конечного времени их срабатывания наблюдается пропадание части начальных слогов слов.
Рис. 8. Включение эхозаградителей
Кроме снижения мешающего действия электрического эха, с по мощью эхозаградителей находят применение:
метод самобалансирующейся дифференциальной системы, при котором возрастание затухания на пути токов эха достигается уве личением балансного затухания дифсистем с помощью автомати ческой регулировки сопротивления балансного контура;
компенсационный метод, обеспечивающий возрастание затуха ния на пути токов эха за счет увеличения остаточного затухания обратного направления только для эхо-сигналов, путем формиро вания сигналов подобных сигналам эхо, но обратных по фазе.
1. Необходимость организации двусторонних каналов. Основные проблемы.
2. Изобразите схемы организации двусторонних каналов переда чи двухпроводного однополосного, четырехпроводного одно полосного и двухпроводного двухполосного.
3. Назначение развязывающих устройств при организации дву сторонних каналов, требования к ним и их классификация.
4. Поясните физическую сущность балансного затухания транс форматорной дифференциальной системы.
5. Поясните физическую сущность таких понятий, как запас ус тойчивости и устойчивость.
6. Причины возникновения искажений от обратной связи в оди ночной замкнутой системе, их оценка и способы снижения.
7. Электрическое эхо, механизм его возникновения и способы снижения его мешающего влияния.
8. Заданы два генератора с внутренним сопротивлением Rг1 = 300 Ом и Rг2 = 600 Ом. Необходимо обеспечить их независимую работу на общую нагрузку RH = 150 Ом с помощью трансформаторной дифсистемы (ТДС). Рассчитать коэффициенты трансформации и неравноплечности дифференциального трансформатора ТДС. Ответ: для одного из возможных вариантов согласованного включения генераторов и нагрузки к ТДС коэффициент трансформации n = 1,225 и коэффициент неравноплечности =2.
9. Для выбранной ТДС предыдущей задачи и исходных данных определить входные сопротивления и затухания в направле ниях пропускания.
10. Определить устойчивость двустороннего усилителя однопо лосной двухпроводной системы связи, если волновое сопро тивление линии ZЛ1 = 200 Ом и ZЛ2 = 192 Ом, величина балансного сопротивления ТДС Zб1 = Zб2 = 197 Ом, затухание прилегающих к усилителю усилительных участков принять равным Аy1 = 28 дБ и Ау2 = 26 дБ. Ответ: = 11,1 дБ.
11. Для исходных данных предыдущей задачи определить вели чину критического усиления Sкр двустороннего (дуплексного) усилителя, при котором устойчивость одиночной замкнутой системы равна нулю, величину искажений от положительной и отрицательной обратной связи.
Ответ: Sкр = 40,1 дБ, u .
12. Определить требования к величинам затухания направляющих фильтров нижних частот - ФНЧ и верхних частот - ФВЧ, при которых искажения от обратной связи не будут более 0,2 дБ. Максимальное затухание усилительных участков принять рав ным А1= 32,3 дБ в полосе эффективного пропускания ФНЧ и А2 = 47,8 дБ в полосе эффективного пропускания ФВЧ.
Ответ: затухание ФНЧ в полосе эффективного задерживания Афнч = 64,2 дБ и ФВЧ в полосе эффективного задерживания Афвч = 48,6дБ.
Технико-экономическое обоснование применения многоканальных систем передачи
Основу современных телекоммуникационных систем составляют многоканальные системы передачи (МСП), позволяющие получить типовые каналы и тракты и обеспечить экономически целесообраз но организованную связь на любые расстояния. Последнее утвер ждение подтвердим следующими рассуждениями.
Пусть между пунктами А и Б, расстояние между которыми L км, требуется организовать N каналов. Необходимое количество каналов может быть организовано на воздушных, кабельных и радиорелейных линиях различными способами. Например, требуется организовать 480 каналов. Их можно получить путем организации 480 физических цепей и на каждой цепи организовать один канал, а можно использо вать одну физическую цепь и с помощью МСП получить необходимое число каналов.
С экономической точки зрения представляют интерес только те варианты организации связи, которые при прочих равных условиях требуют меньших затрат.
Представление об эффективности использования МСП можно получить путем сравнения вариантов организации связи между пунктами А и Б путем сравнения вариантов по общим или удельным капитальным вложениям. Рассмотрим два варианта организации N каналов: по первому из них необходимое количество каналов N получается путем использования N физических цепей, а по второму варианту необходимое количество каналов получается путем ис пользования МСП и одной физической цепи.
Общие капитальные вложения определяются формулами: по первому варианту
(1)
и по второму варианту
К2 = (Кл + Кц) L + 2Ко, (2)
где КЛ - стоимость прокладки одного километра физической цепи и соответствующего технического оснащения; КЦ - стоимость одного километра физической цепи; N - необходимое количество каналов (цепей); L - протяженность магистрали (расстояние между пунктами А и Б); Ко - стоимость оборудования МСП оконечных пунктов маги страли.
Удельные капитальные вложения по вариантам k1 и k2 определяют ся как частное от деления общих капитальных вложений на протяжен ность каналов магистрали - на канало-километры NL.
Для первого варианта
(3)
для второго варианта
(4)
Общая экономия от применения оборудования многоканальных систем передачи (МСП) будет равна
(5)
и удельная экономия
(6)
Зависимости, выраженные формулами (1) - (6), представлены графически на рис. 1 и рис. 3 при фиксированном количестве кана лов N = const и на рис. 2 и рис. 4 при фиксированной протяженности магистрали L = const.
Из формул (5) и (6) и рис.1 - 4 видно, что использование многока нальных систем передачи для получения заданного числа каналов на одной физической цепи экономически оправдано, если потребность каналов и протяженность магистрали больше некоторых критических значений NK и LK. Экономия от применения МСП тем выше, чем боль ше пучок каналов N и протяженность магистрали L.
Рис. 1. К определению капитальных вло жений и общей экономии для вариантов организации связи при N = const
Рис. 2. К определению капитальных вло жений и удельной экономии для вариантов организации связи при L = const
Рис. 3. К определению удельных капи тальных вложений и удельной экономии для вариантов организации связи при N = const
Рис. 4. К определению удельных капитальных вложений и экономии для вариантов организации связи при L = const
При использовании многоканальных систем передачи для раз личных линий связи (кабельные, радиорелейные и др.) общие капитальные вложения равны
K = (KЛ+KСn)L (7)
и удельные капитальные вложения
(8)
где КЛ - стоимость одного километра магистрали без стоимости оборудования МСП; Кс- стоимость одной МСП, отнесенная на один километр магистрали; n - количество многоканальных систем пере дачи; N'- количество каналов, образуемых одной МСП; L - протя женность магистрали, км.
Для иллюстрации эффективности использования МСП (или про сто систем передачи) рассмотрим некоторые примеры.
Пример 1. Необходимо организовать N = 30 телефонных каналов между пунктами А и В. Определить расстояние LK, начиная с которого целесообразно использовать систему передачи для организации 30 кана лов на одной физической цепи. Известно, что стоимость одного километра физической цепи КЛ = 6000 руб/км, стоимость оборудования систем переда чи оконечных станций равно Ко = 1 150 000 руб.
Решение. Необходимое число каналов может быть получено путем использования 30 физических цепей или с использованием одной физиче ской цепи и системы передачи на 30 каналов. Общая экономия от примене ния системы передачи и одной физической цепи определяется по формуле (5) . Так как при (см. рис. 1 и 3), то , откуда = 2 х 1 150 000/6000 (30 - 1) = 13,2 км. Следовательно, до расстояния, равного 13,2 км, экономически целесообразнее заданное число каналов получить с помощью 30 физических цепей, а начиная с расстояния между пунктами А и В, большего 13,2 км, экономически выгоднее использовать систему передачи, позволяющую на одной физической цепи получить 30 каналов.
П р и м е р 2. Определить экономию от использования системы передачи К-300 вместо системы К-60 для организации 600 каналов тональной частоты на магистрали протяженностью L = 1000 км. Варианты организации: 1-й вариант - используются кабель типа МКС 7х4х1,2 и n=10 систем К-60, позволяющих получить 600 каналов; 2-й вариант - применяются кабель типа МКТП-4 и n = 2 системы передачи К-300, позволяющих получить также 600 каналов. Стоимость одного километра кабеля типа МКС равна КЛ = = 278 500 руб/км и стоимость одной системы передачи К-60, отнесенная к одному километру магистрали, равна Кс = 5250 руб/км; стоимость одного километра кабеля типа МКТП равна КЛ = 217 600 руб/км и стоимость одной системы передачи К-300, отнесенная к одному километру равна Кс= = 10 075 руб/км.
Решение. Согласно формуле (7) имеем:
по первому варианту = (278 500 + 5250 х 10) X 1000 = = 331 000 000 руб;
по второму варианту = (217600 + 10075 х 2) X 1000 = = 273 750 000 руб.
Общая экономия при использовании второго варианта равна = 93 250 000 руб.
Рассмотренные примеры показывают, что применение многоканальных систем передачи позволяет экономически целесообразными способами организовать необходимое число каналов на телекоммуникационных сетях.
Многоканальной системой передачи (в дальнейшем просто систе мой передачи) называется совокупность технических средств, обеспечивающих одновременную и независимую передачу однотип ных или разнотипных сообщений от N источников к N получателям по одной линии связи (физической среде распространения сигналов электросвязи). Обобщенная структурная схема N- канальной систе мы передачи (СП) приведена на рис. 5.
Рис. 5. Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи
Первичные сигналы , время существования и спектры частот, которых могут частично или полностью перекрываться, поступают в передающую часть системы передачи, где с помощью устройств Мi преобразуются в канальные сигналы .
Процесс преобразования первичного сигнала в канальный реша ет две задачи.
Во-первых, каждый канальный сигнал наделяется совокупно стью физических признаков, отличающих его от остальных каналь ных сигналов; эти признаки или параметры называются разделительными.
Во-вторых, необходимо сформировать канальные сигналы так, чтобы в них содержались передаваемые сообщения, т.е. сведения о форме первичных сигналов, поступающих на входы каналов.
Многоканальный, или групповой сигнал S(t) получается объеди нением канальных сигналов в устройстве объединения О. В частно сти групповой сигнал можно получить суммированием канальных сигналов, т. е.
(9)
Системы передачи, где групповой сигнал представляет сумму канальных сигналов, называются аддитивными.
Системы передачи, в которых при формировании группового сиг нала применяются другие операции, носят название комбинационных.
Современные многоканальные телекоммуникационные системы в основном являются аддитивными.
Прохождение группового сигнала по линии связи (среде распро странения) сопровождается помехами и искажениями, следовательно, на входе приемной части системы передачи будем иметь сигнал S'(t).
Разделение группового сигнала на отдельные канальные сигналы осуществляется разделяющими устройствами Фi (фильтрующими устройствами) на основе тех разделительных признаков, которыми первичные сигналы были наделены на передаче. На выходе уст ройств Фi получаем канальный сигнал , отличающийся от каналь ного сигнала наличием помех и искажений, обусловленных прохождением канального сигнала по элементам оборудования систем передачи и среды распространения (линии связи).
Разделяющие устройства Фi могут быть линейными и нелинейны ми. Система передачи называется линейной или системой передачи с линейным разделением сигналов, если развязывающие устройства являются линейными четырехполюсниками с постоянными или пере менными параметрами. Если разделяющие устройства представляют нелинейные четырехполюсники, то такие системы передачи называ ются нелинейными. В основном применяются системы передачи с линейным разделением каналов (сигналов).
После разделения канальные сигналы поступают на устройства Дi, где осуществляется преобразование канальных сигналов в первичные сигналы , отличающиеся от первичных сигналов на передаче наличием помех и искажений, вносимых элементами обо рудования систем передачи и линий связи (среды распространения).
При разработке и исследовании многоканальных систем переда чи обычно известны свойства первичных сигналов, число каналов и характеристики линий связи-среды распространения и помех.
Теория построения многоканальных телекоммуникационных сис тем должна указать класс канальных сигналов, обеспечивающих принципиальную возможность их разделения, и определить требо вания к устройствам формирования канальных сигналов и их раз деления, обеспечивающих минимальное различие между первичными сигналами на передаче C(t) и приеме C'(t). Должны быть также указаны пути технической реализации устройств фор мирования канальных сигналов М, их объединения О и разделения.
В многоканальных системах передачи кроме внешних помех воз никают специфические помехи, обусловленные неидеальностью функционирования устройств разделения канальных сигналов. Эти помехи проявляются как взаимные переходные влияния между каналами. Необходимо указать пути снижения этих влияний до допустимых значений.
Системы передачи должны обеспечивать не только высокое ка чество передачи сигналов, но и ее необходимую надежность. При этом дальность связи может достигать многих тысяч километров. Важной задачей техники многоканальных систем передачи является также достижение высокой экономической эффективности, которая, как указывалось выше, оценивается стоимостью строительства и эксплуатации 1 км канала передачи. В связи с этим может быть поставлена задача построения многоканальных систем передачи, минимизирующих эти показатели.
Следовательно, основные задачи техники многоканальных сис тем передачи сводятся к созданию систем, обеспечивающих задан ное число каналов, требуемые качество передачи, надежность, эффективность и дальность связи.
Современные многоканальные системы передачи состоят из следующих основных частей (рис. 6): каналообразующего оборудо вания (КОО), оборудования сопряжения (ОС), оборудования линей ного тракта (ОПТ), унифицированного генераторного оборудования (УГО) и сервисного оборудования (СО).
Каналообразующее оборудование для конкретного типа систем передачи является унифицированным и предназначено для созда ния типовых каналов с характеристиками, соответствующими опре деленным нормам.
Рис. 6. Унифицированное оборудование многоканальных систем передачи
Оборудование линейного тракта является частью системы пере дачи, в которой сигналы всех каналов объединены в групповой или многоканальный сигнал, параметры которого согласованы с пара метрами передачи среды распространения, и называется такой сигнала линейным. Оборудование линейного тракта включает в себя устройства, устанавливаемые на оконечных станциях, линию связи и оборудование промежуточных станций (усилительные или регенерационные пункты).
Оборудование сопряжения является специфическим для каждой системы передачи, оно обеспечивает согласование каналообразующего оборудования с оборудованием линейного тракта.
В состав системы передачи входит также унифицированное гене раторное оборудование, вырабатывающее электрические сигналы, необходимые для формирования канальных сигналов, и вспомога тельные сигналы, обеспечивающие качественное функционирование всего оборудования систем передачи.
Сервисное оборудование обеспечивает автоматизацию процес сов технического обслуживания каналов и трактов систем передачи.
Самой дорогостоящей частью многоканальной системы переда чи является каналообразующее оборудование, реализующее раз личные методы разделения канальных сигналов.
Методы формирования канальных сигналов и их разделения можно разделить на простейшие, когда первичные сигналы передаются без каких-либо преобразований в исходном диапазоне частот, и методы, основанные на дополнительном преобразовании первичных сигналов в канальные с наделением их определенными отличительными признаками.
Простейшие методы разделения канальных сигналов.
Наиболее простым методом разделения канальных сигналов явля ется метод уравновешенного моста (рис. 7).
Если сопротивления проводов физической цепи ZП1 = ZП2 = ZП, то при Z1 = Z2 = Z3 = Z4=Z0 схема рис. 7 образует уравновешенный мост с сопротивлениями плеч Z0 и Z0 + ZП. В такой схеме разность потенциалов, создаваемая источником сигнала HC1 между точками а, б и а', б" равна нулю и, следовательно, сигнал C1(t) от источника HC2 не воздействует на приемник сигнала ПС2; сигнал C2(t) от ис точника ИС2 не воздействует на приемник сигнала ПС1 так как разность потенциалов, создаваемая источником сигнала ИС2 между точками с и с', равна нулю. Таким образом, при идеальной уравно вешенности моста двухпроводную физическую цепь (линию связи) можно использовать для организации двух независимых каналов, обеспечивающих передачу сообщений от источника ИС1 к приемни ку ПС1 и от источника ИС2 к приемнику ПС2.
Рис. 7. Схема разделения каналов методом уравновешенного моста
Цепь в данном примере является трехпроводной: роль третьего провода выполняет «земля». Разумеется, если , то равно весия моста можно добиться соответствующим подбором сопро тивлений Z1...Z4. Однако на практике не удается достичь идеального уравновешивания моста и поэтому между каналами возникают взаимные помехи.
Дополнительные цепи, образованные методом уравновешенного моста, называются искусственными, или фантомными. Искусст венные цепи используются для передачи токов дистанционного питания, совместного телеграфирования и телефонирования, пере дачи дополнительных телефонных разговоров (в частности, для служебной связи).
Наибольшее применение нашли искусственные цепи на основе дифференциальных трансформаторов, известные как схемы Пикара. При наличии двух двухпроводных цепей с помощью дифференци альных трансформаторов (ДТ1...ДТ3) может быть организована ис кусственная, или фантомная телефонная цепь (рис. 8).
Рис. 8. Схема искусственной телефонной цепи
Двухпроводные цепи, используемые для устройства искусствен ной цепи, в этом случае называются основными цепями. В точках А-А дифференциальных трансформаторов искусственной цепи могут быть включены телеграфные аппараты, т. е. на искусственную теле фонную цепь может наложена цепь передачи телеграфных сигналов.
Разделение сигналов по методу уравновешенного моста имеет существенный недостаток: при помощи этого метода удается полу чить не более двух-трех дополнительных связей на одной физиче ской цепи. Искусственные цепи применяют как вспомогательные, совместно с более совершенными методами разделения канальных сигналов.
Принципы линейного разделения сигналов. Первичные сиг налы , поступающие на входы каналов системы передачи, могут одновременно существовать в одинаковых или перекрывающихся' спектрах частот. Как следует из рис.5, в устройствах Mi осуществля ется формирование отличающихся друг от друга канальных сигна лов . Преобразование первичного сигнала в канальный сигнал можно, в общем виде, описать выражением
(10)
где Мi - оператор, осуществляющий преобразование i-го первичного сигнала в i-й канальный сигнал. Как правило, преобразование Мi осуществляется путем модуляции сигналом некоторого сигнала , называемого переносчиком. Как известно, процесс модуляции можно представить как умножение модулирующего сигнала на переносчик . Если принять, что сигнал представляет собой медленно меняющуюся функцию времени сi, остающейся постоян ной на периоде переносчика , то процесс формирования i-го можно записать в виде
(11)
Рассмотрим аддитивную линейную N-канальную систему пере дачи, в которой групповой сигнал S(t) получается суммированием канальных сигналов sk(t) (9), т. е.
(12)
Разделяющие устройства Фi представляют линейные четырех полюсники, действие которых описывается линейным оператором Фi. Операцию разделения и преобразования сигналов на приеме можно описать выражением
(13)
В аддитивных линейных многоканальных системах передачи оператор разделения Фi является линейным и поэтому (13) можно представить в виде
(14)
Условие разделения сигналов (13) с учетом (14) можно записать следующим образом:
(15)
Выражение (15) показывает, что с помощью линейного операто ра Фi i-го канала из группового сигнала выделяется только i-й ка нальный сигнал и что на выходе i-ro канала сигналов, передающихся по другим каналам, не будет. Затем с помощью устройства Дi (см. рис. 5) i-й канальный сигнал преобразуется в i-й первичный сигнал .
Чтобы канальные сигналы удовлетворяли условию разделения (15), они должны быть линейно независимыми. Канальные сигналы как функции времени, будут линейно независимыми, если нельзя подобрать такие числовые коэффициенты не равные нулю, для которых
(16)
Действительно, коэффициенты характеризуют амплиту ду первичных сигналов, которую, как допускалось выше, можно счи тать постоянной на периоде переносчика . Если канальные сигналы линейно зависимы, то при некоторых значения коэффи циентов можно получить . При этом , т. е. условия разделения (15) не выполня ется. Тождество (16) возможно лишь при .
Следовательно, для получения линейно независимых канальных сигналов необходимо использовать линейно независимые перенос чики , так как канальные сигналы представляют собой модули рованные переносчики.
Можно показать, что к линейно независимым относятся, напри мер, следующие последовательности функций:
или
если - вещественные числа.
Для функций вида имеем , что означает их линейную зависимость. Линейное разделение функций такого вида невозмож но, и их, следовательно, нельзя использовать в качестве перенос чиков для формирования канальных сигналов.
В общем случае критерий линейной независимости функций , определенных на интервале , дается теоремой Грама, которая формулируется следующим образом:
Для того чтобы функции были линейно неза висимыми, необходимо и достаточно, чтобы был отличен от нуля определитель матрицы , элементы которой определены соот ношением
(17)
Таким образом, условие линейной независимости функций можно записать в следующей форме:
(18)
где G [ ] называется определителем Грама.
Из множества функций, удовлетворяющих условию (18), выде ляется класс ортогональных функций. Функции (i = 0, 1, 2,..., N) называются ортогональными с весом р(t) на интервале 0...Т, если они удовлетворяют следующим условиям:
(19)
где р (t) - некоторая фиксированная неотрицательная функция, не зависящая от индексов i и j; - постоянная величина, пропорцио нальная среднеквадратичному значению или средней мощности j-го сигнала. Для некоторого класса ортогональных функций весовая функция р (t) = 1.
Известно много классов функций, удовлетворяющих условию ор тогональности. К ортогональным функциям времени относятся пе риодические последовательности импульсов, не перекрывающиеся во времени. На основе таких переносчиков строятся многоканальные системы передачи с временным разделением каналов (СП с ВРК), основанные на различных видах импульсной модуляции.
К классу ортогональных сигналов относятся и канальные сигналы с неперекрывающимися частотными спектрами. В таких системах передачи канальные сигналы являются ортогональными в частотной области, т.е. они удовлетворяют соотношению
(20)
На основе таких канальных сигналов строятся системы передачи с частотным разделением каналов (СП с ЧРК).
Из всего сказанного следует, что обобщенную структурную схему линейной аддитивной многоканальной системы передачи можно представить в следующем виде, рис. 9.
Рис. 9. Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи с линейным разделением сигналов - каналов
На передающей стороне первичные сигналы поступают на вход устройств М1, М2,..., MN, на другой вход которых от генераторов переносчиков поступают линейно независимые или ортогональные переносчики , переносящие первичные сигналы в канальные сигналы . Затем канальные сигналы суммируются, и формируется групповой много канальный сигнал S(t).
На приемной стороне групповой сигнал, изменившийся под воз действием различного вида помех и искажений S'(t), поступает на перемножители П1, П2,..., ПN, на другой вход которых от генерато ров переносчиков поступают переносчики . Ре зультаты перемножения поступают на интеграторы И1, И2,..., ИN, на выходе которых получаются канальные сигналы, изменившиеся под воздействием различного вида помех и искажений, .
Далее канальные сигналы поступают на устройства Д1, Д2,...,ДN, преобразующие канальные сигналы в первичные, претерпевшие изменения под воздействием помех и искажений, .
Функционирование системы передачи возможно при синхронном (а иногда и синфазном) воздействии переносчиков на устройства преобразования М на передаче и умножения П на приеме. Для этого на приемной стороне в групповой сигнал вводится синхросигнал (СС), а на приемной стороне он выделяется из группового сигнала приемником синхросигнала (ПС).
Кроме уже указанных систем линейно независимых и ортого нальных переносчиков, находят применение переносчики на основе функций Якоби, Лежандра, Лаггера, Уолша и множества других. В этих системах канальные сигналы могут совпадать по времени
и иметь перекрывающиеся спектры, поэтому такие системы могут быть названы системами с разделением сигналов по форме.
В настоящее время наибольшее распространение получили ана логовые системы передачи с частотным разделением каналов и цифровые системы передачи с временным разделением каналов.
Нелинейное и комбинационное разделение каналов. В настоящее время нелинейные методы разделения каналов для построения многока нальных систем передачи применяются крайне редко и общая теория нелинейного разделения не разработана пока в общем виде. Однако применение некоторых методов нелинейного разделения сигналов позво ляет существенно повысить эффективность использования физических цепей. Рассмотрим разработанные к настоящему времени два метода нелинейного разделения каналов.
РАЗДЕЛЕНИЕ ПО УРОВНЮ. Разделением по уровню назовем случай, ко гда сигналы различных каналов имеют одинаковую форму, передаются одновременно и различаются только величиной. Такие сигналы линейно зависимы и линейными методами их не разделить. Пусть, например, имеются прямоугольные амплитудно-модулированные импульсы. Если амплитуды импульсов могут принимать в каждом канале любое из значений то разделение невозможно. В самом деле, если принимается, скажем, значение то неизвестно, передается ли импульс амплитудой по одному каналу или импульс с амплитудой по одному и по другому каналу. К тому же, неизвестны и не могут быть установлены номера каналов, которым принадлежат составляющие принятого сигнала. Разделение возможно лишь при соблюдении определенных условий, которые и установим.
Рассмотрим в качестве примера разделение двух каналов, сигнал каждого из которых представляет собой случайную последовательность импульсов, имеющих амплитуду A1 в первом канале и А2 во втором. Сигналы обоих каналов могут быть принципиально всегда разделены при условии . Рассмотрим возможный процесс разделения (см. рис. 10 а).
В простейшем случае первый сигнал выделяется с помощью порого вого устройства путем ограничения смеси двух сигналов снизу на уровне А2 и сверху на уровне А1 , т. е. путем вырезания из смеси полосы высотой (см. рис. 10, б).
В результате такого ограничения выделяется канальный сигнал , но уменьшенный в (А1 – А2) раз. Этот сигнал усиливается до номинального значения усилителем с коэффициентом усиления К=А1/(А1 -А2) (см. рис. 10 б) и поступает на выход первого канала. Сигнал s2(t) второго канала получается путем вычитания сигнала первого канала из группового сигнала S(t) (см. рис. 10 6).
Рис. 10. Разделение по уровню: а - временные диаграммы; б - функциональная схема разделения
Разделение по уровню возможно и в том случае, когда число каналов больше двух, при условии, что высоты канальных импульсов убывают, т.е.
и что где N - число каналов. Разделение сигналов по уровню применяется в некоторых системах передачи цифровой информации в сочетании с другими методами разделения и позволяет существенно повысить их информационную эффективность.
КОМБИНАЦИОННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ. Возможен метод разделения кана лов, переводящий задачу построения многоканальных систем передачи в несколько иную плоскость. Рассмотрим передачу двоичных импульсных последовательностей импульсов по двум каналам, полагая, что амплитуды импульсов в обоих каналах одинаковы. Оба канала работают двоичным кодом с элементами 0 и 1 (рис. 11). Возможные комбинации сигналов в обоих каналах в линии приведены в табл. 1.
Таблица 1
Как видим, сигналы обоих каналов будут смешаны, следовательно, раз делить их будет невозможно, так как суммарный сигнал, равный единице, означает наличие импульса в одном канале и отсутствие в другом, но неизвестно, в каком именно. Но возможно вместо суммарного сигнала передавать номер комбинации, так как этот номер однозначно определяет сигналы каждого из каналов в отдельности. Таким образом, дело сводится к передаче четырех чисел, которые могут быть переданы любым способом, т. е. закодированы любым кодом и переданы посредством любого вида модуляции.
Рис. 11. К комбинационному разделению сигналов
Построение многоканальной системы передачи сводится теперь к соз данию некоторого устройства, на N входов которого поступают канальные сигналы и которое вырабатывает результирующий или линейный сигнал в форме кодовой комбинации, отображающей совокупность мгновенных значений канальных сигналов в данный момент. Число таких комбинаций равно, очевидно, М = mN, где N - число каналов, a m- основание кода в канале до преобразования или число возможных состояний канального сигнала. Так при импульсной пятиканальной системе и при применении в каждом канале кода с основанием десять, необходимо передавать в каж дый тактовый интервал пятизначное десятичное число. Число 20 739 означает, например, что по первому каналу передается сигнал 2, по второ му - 0, по третьему - 7 и так далее. Это число может быть закодировано как угодно, совершенно независимо от того, каков код канала. Таким образом, линейный сигнал не есть просто сумма или смесь канальных сигналов; линейный сигнал представляет собой отображение определенной комби нации канальных сигналов. Выбор способа отображения комбинаций может быть различным. Например, в качестве линейных сигналов для двухканальной системы передачи можно применить синусоидальные колебания, начальная фаза которых, в зависимости от комбинации канальных импуль сов, принимает одно из четырех возможных значений. Возможно также использование четырех колебаний с частотами .
Для передачи N двоичных сигналов необходимое число различных сигна лов в линии, соответствующее различным параметрам переносчика (частоты, фазы и др.), равно 2N. Однако в линию в любой момент (такт) времени пере дается только один сигнал, т.е. необходимая мощность сигнала в линии уменьшается, что является достоинством этой системы. Комбинационная система выгодна при небольшом числе каналов, так как увеличение числа каналов (кратности системы) резко увеличивает необходимое количество передаваемых сигналов, что приводит к усложнению системы.
Приемник такой системы каждому их М вариантов линейного сигнала должен сопоставлять определенную комбинацию канальных сигналов, посылаемых N получателям сообщений.
Большой практический интерес представляют комбинированные систе мы, в которых используются одновременно различные методы разделения каналов: комбинированные системы с применением частотного разделе ния, комбинированные системы с использованием временного разделения, комбинированные системы с использованием частотного и временного разделения.
Наибольшее распространение получили системы, в которых сочетаются методы линейного разделения ортогональных сигналов в виде отрезков синусоидальных колебаний и комбинационно-фазовой модуляции каждого из этих колебаний.
Из-за неидеальности работы устройств формирования каналь ных сигналов Мi на передаче и устройств разделения канальных сигналов на приеме Фi на приеме (см. рис. 5) в многоканальных системах передачи возникают специфические переходные или взаимные помехи между каналами. Причиной таких помех могут быть линейные или нелинейные искажения в устройствах передачи группового (многоканального) сигнала.
Неидеальность функционирования устройств формирования ка нальных сигналов Мi приводит к тому, что канальные сигналы si(t) формируются лишь приближенно. Искажения и мультипликативные помехи в трактах передачи также изменяют форму канальных сиг налов, нарушается условие ортогональности сигналов-переносчи ков. В результате канальные сигналы, поступающие на вход прием ного устройства, удовлетворяют условиям разделения лишь при ближенно. Неидеальность функционирования устройств разделе ния Фi не позволяет точно реализовать алгоритмы разделения сигналов. Все это является причиной возникновения межканальных, или переходных помех.
Качество многоканальной системы передачи с точки зрения пе реходных помех можно охарактеризовать величиной затухания между влияющими и подверженными влиянию каналами, называе мого переходным затуханием.
Для оценки переходных влияний рассмотрим рис. 12, где приняты следующие обозначения: Г - генератор измерительного сигнала, подключенный ко входу i-го канала, являющегося влияющим; Zok -нагрузочное сопротивление на входе k-го канала, подверженного влиянию; ZHi - нагрузочное сопротивление на выходе i-го канала; ZHk - нагрузочное сопротивление на выходе k-го канала; Wi - мощность сигнала на выходе влияющего канала; Wik - мощность сигнала на выходе канала, подверженного влиянию. Затухание переходных помех, обусловленных вышеназванными причинами, равно
(21)
Затухание Aik называют также защищенность канала от пере ходных помех. Знание этой величины позволяет определит величи ну мощности Wik переходной помехи по формуле
(22)
Рис. 12. К определению затухания переходных помех
Одна из основных задач, решаемая при построении многока нальных систем передачи, заключается в обеспечении условий, при которых взаимные помехи между каналами не превосходят допус тимых величин. Эти величины определяются в каждой конкретной ситуации в зависимости от вида сигналов, назначения системы передачи и требований к качеству связи. При заданных характери стиках тракта передачи группового или многоканального сигнала может быть поставлена задача выбора типа переносчиков и их разделительных и информационных параметров, обеспечивающих максимальное значение защищенности от переходных помех.
При построении многоканальных систем передачи наибольшее распространение получили временное и частотное разделение каналов на основе различных видов модуляции.
1. Сформулируйте требования к устройствам Мi формирования ка нальных сигналов многоканальной системы передачи (см. рис. 5).
2. Сформулируйте требования к устройствам Фi разделения ка нальных сигналов многоканальной системы передачи (см. рис. 5).
3. Докажите, что переносчики вида образуют класс линейно независимых сигналов на интервале -Т...+Т.
4. Групповой сигнал трехканальной системы передачи представ ляет сумму вида . Используя операции интегрирования и дифференцирования, осуществить процесс их разделения. Привести функциональную схему разделения канальных сигналов.
5. Групповой сигнал представляет сумму трех канальных сигна лов , амплитуды которых образуют ряд 1, 0,5 и 0,25, рис. 13. Привести алгоритм их разделения и функцио нальную схему устройства разделения.
Рис. 13 (к задаче 5) Рис. 14 (к задаче 6)
6. Заданы три канальных сигнала на интервале времени 0-Т (см. рис. 14). Показать возможность их линейного разделения.
Структурная схема системы передачи с частотным разделением каналов
Многоканальные системы передачи с частотным разделением каналов (СП с ЧРК) относятся к классу систем с линейным разделе нием сигналов с совпадающими или перекрывающимися спектрами. В качестве переносчиков канальных сигналов в СП с ЧРК использу ются гармонические колебания различных частот, а методами формирования канальных сигналов является модуляция одного или нескольких параметров этих колебаний. Переносчики канальных сигналов называются несущими колебаниями, или несущими час тотами.
Известно, что модуляция одного из параметров несущей частоты переносит спектр модулирующего сигнала в спектр частот, опреде ляемый частотами несущего колебания и видом модуляции.
Сущность построения СП с ЧРК заключается в том, что спектр каж дого первичного сигнала с помощью несущей частоты переносится в отведенную для него полосу частот линии связи (физической среды распространения электрического сигнала), формируя таким образом канальные сигналы с неперекрывающимися спектрами (рис. 1).
На вход канальных модуляторов М1, М2 и М3 поступают первичные сигналы с1(t), c2(t) и c3(t), спектры которых S1(f), S2(f) и S3(f) занимают одну и ту же полосу частот (рис. 2 а). С помощью несущих частот fH1, fH2 и fH3, представляющих гармонические колебания - пере носчики , первичные сигналы преобразуются в канальные сигналы, занимающие полосы частот для первого канала, для второго и для третьего каналов (рис. 2 б).
Рис. 1. Структурная схема системы передачи с частотным разделением каналов
Рис. 2. Формирование канальных сигналов в системе передачи с частотным разделением каналов в передающей части - тракте передачи
Канальные сигналы выделяются канальными полосовыми фильтрами (КПФ-1 для первого канала, КПФ-2 для второго канала и КПФ-3 для третьего канала). Спектр группового сигнала состоит из трех полос и занимает общий диапазон частот от до .
В приемной части происходит разделение канальных сигналов с помощью разделительных канальных полосовых фильтров КПФ-1 для первого канала, КПФ-2 для второго канала и КПФ-3 для третье го канала. Спектральные диаграммы сигналов приемной части сис темы передачи с частотным разделением каналов приведены на рис. 3.
На рис. 3 а показаны канальные сигналы на выходе разделитель ных канальных полосовых фильтров (КПФ-1, КПФ-2, КПФ-3) прием ной части или тракта приема системы передачи с частотным разде лением каналов (см. рис.1). Выделенные канальные сигналы посту пают на входы демодуляторов Д-1 первого канала, Д-2 второго ка нала и Д-3 третьего канала (см. рис. 1). На другие входы демодуля торов подаются несущие частоты fH1 первого канала, fH2 второго кана ла и fН3 третьего канала. На выходе демодуляторов появляются пер вичные сигналы с полосой частот и высокочастотные продукты демодуляции (рис.3 б, в, г). Фильтры нижних частот (ФНЧ), устанавливаемые на выходе демодуляторов, выделяют полосу час тот первичных сигналов и подавляют высокочастотные продукты демодуляции (см. рис. 1 и рис. 3 б, в, г).
Рис. 3. Преобразование канальных сигналов в приемной части -тракте приема
Нетрудно показать, что сигналы на выходе канальных полосовых фильтров тракта передачи СП с ЧРК будут ортогональными в частотной области. Рассмотрим N-канальную систему передачи, спектр канальных сигналов которой приведен на рис. 4.
Рис. 4. Спектры канальных сигналов N-канальной СП с ЧРК
Для спектров канальных сигналов (см. рис. 4) справедливы сле дующие условия:
(1)
Общий диапазон частот, занимаемый многоканальным - группо вым сигналом , находится в области частот от f1 до fN. Спектры канальных сигналов si(t) не перекрываются и потому
(2)
где - некоторая постоянная, величина которой определяется энергией i-го канального сигнала.
Выражение (2) означает, что спектры канальных сигналов пред ставляют ортогональные функции частоты и, следовательно, они всегда разделимы. Канальные сигналы, как функции времени s1(t), s2(t)... sN(t), также ортогональны, что легко доказывается с помощью преобразования Фурье.
Выделение i-го канального сигнала из группового будет осущест влено, если модуль коэффициента передачи (частотная характери стика) i-го разделительного канального полосового фильтра удовлетворяет условию
(3)
Последнее выражение соответствует частотной характеристике идеального полосового фильтра. Реальные полосовые фильтры
имеют хотя и значительное, но все же конечное затухание в полосе эффективного затухания и переходную область - полосу расфильтровки. Поэтому для обеспечения разделения канальных сигналов реальными фильтрами между спектрами канальных сигналов долж ны быть защитные частотные интервалы , ширина которых опре деляет ширину полосы расфильтровки канальных полосовых фильтров.
Неидеальность разделительных канальных полосовых фильтров приводит к появлению межканальных переходных помех.
Общая полоса частот группового сигнала , передаваемого в тракт, определяется полосой частот отводимой на один канал, защитным частотным интервалом , и количеством каналов N
(4)
или
(5)
если все канальные сигналы имеют одинаковые полосы частот, т.е. .
Полоса частот , отводимая на один канал, определяется спосо бом формирования канальных сигналов и может быть равна или шире исходной полосы частот первичного сигнала , т.е. . Для бо лее экономичного использования линии связи ширина полосы частот группового сигнала должна быть как можно меньше при заданном чис ле каналов N. Минимальная ширина полосы частот группового сигнала получается в случае, когда .
Поэтому выбор способа формирования канальных сигналов имеет большое значение при построении СП с ЧРК.
В системах передачи с частотным разделением каналов в качестве основного метода формирования канальных сигналов ис пользуются методы амплитудной модуляции гармонического колеба ния - несущей частоты, позволяющие наиболее эффективно ис пользовать спектр частот линии связи.
Несущее колебание представим в виде
(6)
где - амплитуда несущего колебания, f - частота несущего колеба ния, -круговая частота, - начальная фаза несущего колебания.
Первичный сигнал представляет собой сложное колебание, спектр частот которого ограничен полосой , т.е.
(7)
где - амплитуда i-ой частотной составляющей первичного сигна ла, - i-ая частотная составляющая первичного сигнала, - на чальная фаза i-ой частотной составляющей первичного сигнала. Для упрощения выводов формул и соотношений положим, что мо дулирующий сигнал с (t) представляет собой одночастотное гармо нической колебание вида
(8)
При таком допущении сравнительно просто выполнить анализ, а затем распространить выводы на случай сложного модулирующего колебания - первичного сигнала.
Анализ амплитудно-модулированных сигналов. При модуля ции амплитуды несущего колебания (6) гармоническим сигналом (8) амплитудно-модулированное (AM) колебание имеет вид
(9)
Величину называют коэффициентом глубины модуляции
и с учетом этого выражение (9) для AM - сигнала будет иметь вид
(10)
Отметим, что при линейной амплитудной модуляции величина .
Выражение (10) путем несложных тригонометрических преобра зований легко приводится к виду:
(11)
Анализ последнего выражения показывает, что спектр AM сигнала содержит несущее колебание с амплитудой и колебания двух бо ковых частот, симметричных относительно несущей и с одинаковыми амплитудами . Спектр первичного сигнала и AM сигнала при модуляции гармоническим колебанием показан на рис. 5, а.
Рис. 5. Спектр первичного сигнала и AM канального сигнала при модуляции гармоническим колебанием (а) и сложным сигналом (б)
Если первичный сигнал представляет сложный сигнал, спектр которого ограничен полосой частот , то AM сигнал будет иметь вид
(12)
или
(13)
где - глубина амплитудной модуляции по /-й составляющей модулирующего сигнала с амплитудой . При линейной AM - амплитуда напряжения боковой часто ты (верхней боковой соответствует знак «+», нижней боковой соответствует знак «-»). Выражения, стоящие в квадратных скобках в формулах (10) и (12) при линейной модуляции всегда положи тельны (так как ) и при представляют собой оги бающую модулированного колебания.
Из последнего выражения следует, что спектр AM сигнала со держит несущую и две боковые полосы частот (нижнюю и верх нюю), симметричные относительно несущей частоты. Полная ширина спектра канального сигнала при AM равна удвоенной наивысшей частоте спектра первичного сигнала (из рис. 5, б следует , откуда сле дует ).
Мощность AM сигнала WAM равна сумме мощностей несущего колебания , нижней боковой и верхней боковой . Мощ ности боковых равны, т.е. . Следовательно,
(14)
Из формулы (11) следует, что мощность боковых на сопротивлении условной нагрузки R равна , а мощность несущего колебания . Отношение мощности боковой к мощности несущего колебания равно
(15)
Из (15) очевидно, что при и, следовательно,
(16)
Из соотношений (11) и (16) следует, что мощность несущего ко лебания при амплитудной модуляции остается неизменной, а мощ ность AM сигнала возрастает на величину 2Wб, зависящую от коэффициента глубины модуляции т; при этом мощность AM сиг нала может увеличиться не более чем в 1,5 раза.
Амплитудная модуляция, имея ряд достоинств (простота техни ческой реализации, относительно неширокая полоса частот AM сиг нала и возможность ее уменьшения, простота демодуляции AM сиг нала), обладает существенными недостатками, основными из кото рых являются: 1) низкая помехоустойчивость; 2) основная мощность AM сигнала сосредоточена в несущем колебании, которое не содержит полезной информации, что приводит к неоправданной за грузке элементов тракта передачи (в основном усилительных уст ройств).
Из формул (11) и (13) видно, что исходный - первичный сигнал - содержится только в боковых полосах частот и поэтому для вос становления первичного сигнала из AM сигнала на приеме не обя зательно передавать по каналу весь спектр AM сигнала. Поэтому, в зависимости от области применения многоканальных СП с ЧРК и специфики их работы, оказывается целесообразным применение различных методов формирования и передачи канальных AM сигналов.
Различают следующие методы передачи AM сигналов:
передача двух боковых полос и несущей частоты; для это го случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала, равна
, (17)
где F2 - максимальная частота первичного сигнала;
передача двух боковых полос частот без несущей; для это го случая полоса частот, отводимая для одного канального сигнала, равна
; (18)
передача одной боковой полосы частот и несущей; для этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сиг нала, будет равна
; (19)
передача одной боковой полосы частот без несущей; для
этого случая полоса частот, отводимая для одного канального сиг нала, равна
, (20)
здесь - полоса частот первичного сигнала;
передача одной боковой полосы частот, несущей и части второй боковой полосы частот; для этого случая полоса час тот, отводимая для одного канального сигнала, равна
, (21)
где - максимальная частота первичного сигнала, передаваемого на второй (частично подавленной) боковой полосе частот. Обычно для этого метода .
Все эти методы обеспечивают принципиальную возможность формирования канальных сигналов в СП с ЧРК, линейного разде ления канальных сигналов и восстановления первичных сигналов на приеме. Однако практическая реализация этих методов требует различных технических решений.
Рассмотрим эти методы с целью определения особенностей ор ганизации связи при использовании каждого из них.
Передача двух боковых полос и несущей. Этот метод обеспе чивает относительно простое формирование канального сигнала с помощью канального амплитудного модулятора (КАМ) и несложного канального полосового фильтра (КПФ), простое получение первично го сигнала на приеме путем взаимодействия несущей частоты с ниж ней и верхней боковыми полосами частот при их поступлении на ка нальный демодулятор (КД) и выделение его с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) и нет необходимости в генераторе несущей час тоты на приеме. Структурная схема передачи двух боковых и несу щей и соответствующие частотные преобразования приведены на рис. 6 и 7, соответственно.
Рис. 6. Структурная схема передачи двух боковых полос и несущей
На вход КАМ тракта передачи поступает первичный сигнал c(t), спектр которого занимает полосу частот (см. рис. 7, а).
С помощью несущего колебания частотой формируется канальный сигнал s (t) со спектром , в состав которого входит нижняя боковая полоса частот несущая частота и верхняя боковая полоса частот Формирование такого канального сигнала осуществляется канальным полосовым фильтром (КПФ).
Поясним процесс преобразования первичного сигнала c(t) в канальный сигнал s(t) в канальном амплитудном модуляторе сле дующим образом. Для простоты выкладок положим, что первичный сигнал представляет гармоническое колебание вида ,
Рис. 7. Формирование спектра канального сигнала на передаче (а) восстановление спектра первичного сигнала на приеме (б)
а несущее колебание имеет вид , а амплитудная характеристика амплитудного модулятора описывается уравнением
(22)
На амплитудный модулятор воздействуют напряжение первичного сигнала и напряжение несущей частоты, следовательно, входное напряжение равно
(23)
Подставив (23) в (22) и выполнив несложные тригонометрические преобразования, получим
(24)
Анализ последнего выражения показывает, что спектр сигнала на выходе канального амплитудного модулятора с амплитудной характеристикой вида (22) содержит:
постоянную составляющую с амплитудой
первичный сигнал с амплитудой
несущую частоту с амплитудой
вторые гармоники первичного сигнала и несущего колебания с амплитудами
нижнюю и верхнюю боковые полосы частот с амплитудами
Побочные продукты преобразования: постоянная составляющая, частоты первичного сигнала и несущей, их вторые гармоники от фильтровываются канальным полосовым фильтром. Соответст вующим подбором коэффициентов и на выходе канального по лосового фильтра получаем амплитудно-модулированный сигнал, содержащий несущую частоту с амплитудой , и боковые полосы с амплитудами
Демодуляция AM сигнала, содержащего несущую частоту, ниж нюю и верхнюю боковые полосы частот, должна осуществляться линейным детектором, выходное напряжение которого равно абсо лютному значению входного
(26)
Положим, что начальные фазы первичного сигнала и несущей частоты равны нулю и что при прохождении канального сигнала по групповому тракту фазовые соотношения не нарушаются. Подста вив (10) в (26), получим
(27)
Сомножитель можно представить рядом Фурье
(28)
Подставив (28) в (27) и выполнив ряд тригонометрических пре образований, получим
(29)
Формула (29) описывает спектр сигнала на выходе линейного де тектора для случая, когда в качестве первичного сигнала взято гар моническое колебание (8) при , что не сказывается на спек тральном составе AM сигнала.
Из анализа формулы (29) следует, что спектр сигнала на выходе линейного детектора содержит (см. рис. 7, б):
постоянную составляющую с амплитудой
исходный первичный сигнал с амплитудой
знакопеременные четные гармоники несущей частоты с амплитудами
комбинационные продукты демодуляции (преобразования) вида
с амплитудами равными .
Для сложного первичного сигнала, занимающего полосу частот , сигнал на выходе ФНЧ имеет вид
(30)
Если , то спектр первичного сигнала выделяется неслож ным фильтром нижних частот, рис.7б. При линейном детектирова нии значение сигнала на выходе ФНЧ пропорционально огибающей амплитудно-модулированного сигнала.
В случае использования детектора с квадратичной характеристикой (31)
возникают продукты преобразования (демодуляции), которые нель зя устранить фильтром нижних частот, включаемого на выходе де модулятора. Положив в (10) и подставив значение этого ка нального сигнала в (31), получим
(32)
Из анализа последнего выражения следует, что продукты преоб разования (демодуляции) вида достаточно просто подавляются несложным фильтром нижних частот, вклю чаемым на выходе демодулятора.
Продукты преобразования вида , если отношение (что, как правило, выполняется для первичных сигналов), устранить фильтром нижних частот невозможно, и, следовательно, будут иметь место нелинейные искажения и помехи нелинейного проис хождения.
Рассмотренный метод из-за отмеченных выше недостатков не используется при построении многоканальных проводных систем передачи, работающих на значительные расстояния.
Относительная простота передающего и приемного оборудова ния делает этот метод удобным при построении систем радиосвязи, а также проводных систем передачи на небольшое число каналов и на незначительную дальность связи, для которых не требуется применение промежуточных усилителей.
Передача двух боковых полос без несущей. Это метод пере дачи амплитудно-модулированных сигналов в отличие от предыду щего позволяет использовать групповые усилители для усиления многоканального усилителя. Отсутствие несущей частоты позволя ет увеличить мощность боковых полос частот и тем самым повы сить помехозащищенность AM сигналов. Для формирования ка нальных сигналов при таком способе передачи AM сигналов не тре буется сложных канальных полосовых фильтров, а подавление не сущей частоты возможно применением балансных схем канальных модуляторов, иногда, в сочетании с заграждающими фильтрами. Структурная схема способа передачи двух боковых без несущей приведена на рис. 8, где приняты обозначения аналогичные рис. 6.
Рис. 8. Схема передачи двух боковых без несущей
При этом способе передачи AM сигналов требуется усложнение приемного оборудования, так как для восстановления первичного си гнала необходимо синхронное и синфазное детектирование,
в противном случае возникают биения сигналов и вносится дополни тельное затухание для полезных сигналов. При несоблюдении этих условий прием сигналов будет невозможным.
Рассмотрим причины этих явлений раздельно. Примем, что тракт передачи не вносит фазовых сдвигов.
Канальный сигнал на выходе канального полосового фильтра (КПФ), согласно (11) можно представить в виде
(33)
Для восстановления первичного сигнала на приеме на демоду лятор КД (см. рис. 8) необходимо подать несущее колебание , частота которого может отличаться от частоты несущего колебания на передаче на величину :
(34)
Положим, что канальный демодулятор представляет перемножи тель. Перемножая канальный сигнал на выходе канального полосо вого фильтра тракта приема (33) на несущее колебание (34), получим
На выходе фильтра нижних частот получим первичный сигнал вида
(35)
или
(36)
здесь принято
Анализ выражения (35) показывает, что несинхронность несущих частот на передаче и приеме приводит к возникновению вместо одно го колебания с частотой двух колебаний с частотами и , смещенных по частоте на относительно частоты исходного сигнала, а между собой на величину . Последнее выражение со ответствует так называемым биениям, частота которых равна .
За период, равный , амплитуда первичного сигнала будет два раза меняться от максимального значения, равного до нуля. Осуществление связи становится невозможным.
При передаче сложного сигнала на выход канала поступает сиг нал, спектр которого определяется спектрами, смещенными на ве личину вверх и вниз по оси частот относительного спектра ис ходного сигнала.
Положим теперь, что имеет место расхождение фаз несущих на передаче и на приеме на величину . Расхождение частот . Сделав выводы, аналогичные предыдущим, получим, что первичный сигнал на выходе фильтра нижних частот будет иметь вид
(37)
Из (37) видно, что при изменении от 0 до амплитуда сиг нала на выходе фильтра нижних частот тракта приема будет соот ветственно изменяться от максимального значения, равного , до нуля. Эти изменения будут отсутствовать, если .
Требуемые синхронность и синфазность несущих частот на пе редаче и приеме при передаче двух боковых полос без несущей обеспечить относительно сложно. Рассмотрим один из возможных методов, использующийся в системах передачи с частотным разде лением каналов на короткие расстояния (рис. 9).
Рис. 9. Выделение несущей частоты из канального сигнала
Схема работает следующим образом. С выхода разделительного канального полосового фильтра тракта приема поступают сигналы верхней боковой и нижней боковых полос. Нижняя бо ковая полоса выделяется фильтром нижних частот ФНЧН, верхняя боковая полоса выделяется фильтром верхних частот ФВЧВ. Далее эти боковые полосы частот поступают на умножитель Умн, на выхо де которого получаются частоты . Вторая гармоника несу щей частоты выделяется фильтром верхних частот ФВЧ и поступа ет на делитель на два, на выходе которого получается несущая частота . Эту частоту можно либо непосредственно подать на ка нальный демодулятор КД, либо использовать для захватывания ге нератора несущей частоты приемной станции.
Передача одной боковой полосы и несущей. Каждая из боковых полос частот амплитудно-модулированного сигнала содержит инфор мацию о первичном сигнале. Следовательно, появляется возможность уменьшить ширину полосы частот канального сигнала в два раза по сравнению с двумя выше рассмотренными методами. При этом можно в два раза увеличить число каналов в одной и той же полосе частот, что повышает эффективность использования линий связи. Исходный первичный сигнала на приеме будет получен от взаимодействия пере данных боковой полосы частот и несущего колебания в канальном де модуляторе. Структурная схема передачи одной боковой и несущей аналогична схеме на рис. 3. Однако этот метод требует применения сложных канальных полосовых фильтров для подавления неисполь зуемой боковой полосы частот. Кроме того, уменьшение соотношения мощностей полезного сигнала и несущей приводит к снижению поме хоустойчивости, так как мощность полезного сигнала, равная мощно сти одной боковой полосы частот, уменьшается в два раза по сравне нию со способами передачи с двумя боковыми.
При передаче сложного сигнала и использовании квадратичного детектора возникают комбинационные составляющие спектра вида , лежащие в пределах полосы частот передаваемого сигнала , устранить которые путем фильтрации невозможно. И послед нее, использование усилителей для усиления многоканального груп пового сигнала при этом методе является еще более сложной задачей из-за дополнительного увеличения соотношения мощностей несущей и боковой полосы частот. Из-за перечисленных выше недостатков ме тод передачи одной боковой и несущей не получил распространения и представляет только исторический интерес.
Передача одной боковой полосы частот. Метод передачи од ной боковой полосы (ОБП) дает возможность наиболее экономично использовать возможности линий связи, так как ширина спектра ка нального сигнала при ОБП минимальна и равна ширине спектра пер вичного сигнала . Отсутствие несущего колебания в спектре ОБП дает возможность значительно повысить мощность боковой по лосы частот при той же мощности канального сигнала и тем самым обеспечить наибольшую помехоустойчивость метода ОБП по срав нению с другими методами передачи амплитудно-модулированных сигналов. Подавление несущей частоты, мощность которой значи тельно превышает мощность боковой полосы частот, позволяет при менять групповые усилители для одновременного усиления сигналов всех каналов системы передачи.
При использовании метода ОБП в результате модуляции происхо дит перемещение сигнала по шкале частот при неизменной ширине занимаемой им полосы. Такой метод модуляции называется преобра зованием частоты. Демодуляция также приводит к перемещению спектра сигнала по шкале частот, только в обратном направлении. По этому в аппаратуре многоканальных систем передачи с частотным разделением каналов, основанной на использовании метода ОБП, мо дуляторы и демодуляторы называются преобразователями частоты.
Отмеченные выше достоинства метода ОБП определяют его преимущественное применение для формирования канальных сиг налов в каналообразующем оборудовании систем передачи с час тотным разделением каналов. Обобщенная структурная схема пе редачи с одной боковой полосой частот приведена на рис.10.
На выходе канального полосового фильтра (КПФ) тракта передачи получается сигнал одной (верхней) боковой вида . Этот же сигнал будет и на выходе КПФ тракта приема. Исходный сиг нал в тракте приема будет получен путем взаимодействия в канальном демодуляторе (КД) боковой полосы частот и несущей частоты, подан ной от генератора (Г) тракта приема. На выходе КД появится сигнал
Рис.10. Структурная схема передачи с одной боковой полосой частот
С помощью фильтра нижних частот (ФНЧ) можно выделить ис ходный сигнал . Для восстановления первичного сигнала без искажений необходимо, чтобы частоты несущих колебаний тракта передачи и приема совпадали. В противном случае спектр восстановленного сигнала окажется смещенным на величину рас хождения несущих частот передачи и приема . При расхожде нии несущих частот передачи и приема сигнал на выходе КД будет иметь вид . Следовательно, расхождение несущих частот (асинхронность) обуславливает смещение спектра восста новленного первичного сигнала на величину . Это явление на зывается изменением частоты передаваемого сигнала в канале.
Изменение частоты приводит к ухудшению качества передаваемого сообщения. Так, при передаче речи снижается ее разборчивость, при передаче музыкальных программ изменяется характер звучания отдельных музыкальных инструментов, при передаче телеграфных сигналов или сигналов передачи данных увеличиваются ошибки в виде преобладаний в приемнике сигналов. Для каналов тональной частоты допускается сдвиг частоты в канале не более 2 Гц. Это сильно усложняет построение генераторного оборудования систем передачи с частотным разделением каналов.
Рассмотрим, что происходит с демодуляцией канального сигнала ОБП при расхождении генераторов несущих передачи и приема по фазе на величину .
Пусть на вход канального демодулятора (КД) тракта приема, см. рис. 3.10, поступает канальный сигнал ОБП , на другой вход КД поступает несущее колебание от генератора Г . В результате взаимодействия этих сигна лов на выходе КД появится сигнал вида
Сигнал на выходе фильтра нижних частот (ФНЧ) тракта приема будет иметь вид .
Расхождение фаз несущих частот тракта передачи и тракта приема вызывает изменение фазы всех составляющих исходного сигнала на одну и ту же величину , что несущественно для прие ма любых сообщений. Поэтому при передачи ОБП не требуется со блюдения условия синфазности несущих частот.
Самым дорогостоящим элементом при формировании канальных сигналов ОБП является канальный полосовой фильтр. Это объяс няется, с одной стороны, трудностью выполнения требований к ха рактеристике затухания КПФ в полосах эффективного задержива ния, с другой стороны, массовостью этих фильтров, их число зави сит от канальности системы передачи. Для организации двусторон него телефонного канала требуются четыре канальных фильтра.
Сложность КПФ определяется шириной полосы расфильтровки между боковыми полосами амплитудно-модулированного сигнала, которая, как следует из рис. 5, б равна
(38)
здесь F1 - минимальная частота первичного сигнала.
Отсутствие синхронности и синфазности несущих частот генера торов тракта передачи и тракта приема при недостаточном подав лении второй боковой полосы частот приводит к дополнительному нежелательному явлению - колебанию остаточного затухания кана ла . Определим зависимость от отношения напряжений по давленной боковой (например, нижней) и полезной (верхней):
(39)
Воспользуемся формулой (35) и, полагая , , получаем
(40)
или
(41)
Здесь - фаза сигнала на выходе канала, зависящая от ве личины и , Uc (t) - огибающая сигнала:
(42)
Из формулы (42) следует, что амплитуда сигнала изменяется во времени, принимая максимальное значение при
(43)
минимальное значение при
(44)
и среднее значение при полном подавлении нижней боковой
(45)
Учитывая (45) и (43), определим величину колебаний остаточно го затухания канала как
(46)
Применяя разложение последнего выражения в степенной ряд и ограничиваясь одним членом разложения при , получим
(47)
здесь - затухание подавления, показывающее, на сколько децибел уровень ненужной боковой ниже уровня полезной боковой.
Из формулы (47) можно определить необходимое затухание по давления ненужной боковой полосы при допустимой величине ко лебаний остаточного затухания:
(48)
Например, при передаче телефонных сигналов допускается не стабильность остаточного затухания дБ. При этом требу ется дБ.
Если же вместо подавленной боковой полосы частот одного ка нала помещается боковая полоса соседнего канала, то степень по давления ненужной полосы частот должна быть значительно выше и определяется требованиями защищенности от переходных помех.
Передача одной боковой полосы, несущей и части второй боковой полосы. Подавление ненужной боковой полосы частот с помощью фильтров возможно, если имеется полоса расфильтровки [см. (38)] значительной ширины. Для телефонных сигналов эта полоса равна 600 Гц.
Однако некоторые первичные сигналы, например телеграфные, передачи данных, телевидения и фототелеграфии, имеют спектр, занимающий полосу частот от . В результате ам плитудной модуляции несущего колебания первичными сигналами такого типа образуются две боковые полосы частот практически без промежутка между ними (38) и для полного подавления одной из боковых необходим идеальный канальный полосовой фильтр либо передавать такой амплитудно-модулированный сигнал в виде одной боковой полосы и части второй боковой полосы, т.е. передачей с асимметричными боковыми полосами.
Спектр амплитудно-модулированного колебания с асимметрич ными боковыми полосами при передаче нижней боковой и части верхней боковой полосы показан на рис. 11. Для формирования спек тра амплитудно-модулированного сигнала в этом случае применяет ся фильтр с кососимметричной характеристикой коэффициента пе редачи относительно несущей (так называемый фильтр Найквиста). Этот фильтр в переходной области между полосой пропускания и полосой задерживания должен иметь характеристику коэффициента передачи по амплитуде, подобную показанной на рис. 12.
Рис. 11. Спектр амплитудно-модулированного колебания при передаче одной боковой полосы, несущей и части второй боковой
Сумма коэффициентов передачи по амплитуде для любой пары бо ковых частот в переходной области от (f - Fo) до (f + Fo) должна быть равна коэффициенту передачи Ао в полосе пропускания, т.е. в полосе частот от (f - F2) до (f + F2), например, К (f- Fi) + К (f + Fi) = Ко. Кроме того, фазовая характеристика формирующего фильтра в переход ной области должна быть линейной и симметричной (кососимметричной) относительно несущей частоты. В этом случае после демо дуляции все составляющие спектра исходного первичного сигнала будут восстанавливаться с одинаковыми амплитудами. Спектр час тот остатка верхней боковой от f до (f + Fo) сформирован так, что при восстановлении сигнала на приеме остаток верхней боковой дополняет спектр сигнала в полосе частот от 0 до Fo, доводя значе ния амплитуд частотных составляющих до значений, при которых отсутствуют амплитудно-частотные искажения, рис.13.
Рис. 12. Частотная характеристика коэффициента передачи фильтра,
формирующего амплитудно-модулированный сигнал при передаче одной
боковой полосы, несущей и части второй боковой полосы
Рис. 13. Спектр восстановленного сигнала на приеме
Таким образом, характеристика фильтра устраняет амплитудно-частотные искажения, которые могли бы возникнуть вследствие пе редачи одних составляющих сигнала только в составе одной боко вой полосы (составляющие от F0 до F2), а других - в составе двух боковых полос (составляющих от 0 до Fo).
При передаче амплитудно-модулированных (AM) сигналов по реальным трактам из-за отличия их постоянной передачи на часто тах несущего колебания, нижней и верхней боковых полос восста новление первичных сигналов на приеме сопровождается специфи ческими искажениями. Рассмотрим раздельно влияние на форму канального сигнала s(t) амплитудно-частотной и фазочастотной ха рактеристик трактов передачи AM сигналов.
Для простоты предположим, что коэффициент передачи тракта на несущей частоте будет равен , а на боковых частотах, соответственно, и . При этих допущениях AM сигнал на выходе тракта передачи определится выражением:
или
(49)
Составляющая AM сигнала на выходе тракта , совпа дающая по фазе с несущей частотой на входе тракта, называется синфазной составляющей, а вторая составляющая вида , сдвинутая по фазе на относительно несущей, называется орто гональной, или квадратурной составляющей.
Сигнал на выходе тракта (49) можно представить в форме:
(50)
где есть огибающая высокочастотного колеба ния несущей.
Подставив в формулу для огибающей величины A(t) и В(t) и вы полнив некоторые тригонометрические преобразования, получим
(51)
Глубина модуляции обычно не превышает величины т < 0,5, и, следовательно, величина у <1.
Применяя известное разложение в степенной ряд
(52)
и, пренебрегая степенями выше второй, получим формулу для оги бающей
(53)
Наличие второй гармоники первичного сигнала (а в общем слу чае при учете большего числа членов разложения (52) и других гармо ник) в спектре огибающей говорит о нелинейных искажениях первично го сигнала при его восстановлении при помощи линейного детектора.
Из формулы (53) следует, что нелинейных искажений не будет, если Кн = Кв = К, т.е. огибающая будет такой же, как на передаче, и в этом случае отсутствует квадратурная составляющая в выраже нии (49). Несимметрия амплитудно-частотных характеристик тракта приводит к появлению нелинейных искажений огибающей и, следо вательно, первичного сигнала на выходе канала. Эти искажения со провождаются появлением квадратурной составляющей модулиро ванного сигнала на входе канального демодулятора, и можно гово рить о квадратурных искажениях (по сути дела, специфических не линейных искажениях) сигнала.
Несимметричность фазо-частотных характеристик приводит к аналогичным квадратурным искажениям, так как и в этом случае в амплитудно-модулированном сигнале появляется квадратурная составляющая. Эти искажения будут отсутствовать, если фазовая характеристика , являющаяся нечетной функцией относительно несущей частоты (симметрия второго рода), будет удовлетворять условию
(54)
Квадратурные искажения являются существенным недостатком методов передачи двух боковых полос и несущей и одной боковой полосы, несущей и части второй боковой полосы. Как следует из формулы (53) квадратурные искажения можно существенно умень шить путем уменьшения коэффициента модуляции т или расшире нием полосы частот остатка второй боковой полосы частот при ис пользовании метода передачи одной боковой полосы, несущей и части второй боковой полосы. Однако применение этих мер ограни чивается влиянием помех, так как уменьшение т приводит к сниже нию помехоустойчивости, а расширение полосы часто неэкономично.
Квадратурные искажения можно полностью устранить, применяя синхронное детектирование (рис. 14).
При этом методе приема амплитудно-модулированных сигналов первичный сигнал восстанавливается в канальном демодуляторе (КД) путем перемножения канального сигнала с колебанием несу щей частоты, синхронной с несущей частотой передачи. Такой ме тод ведет к усложнению приемника - требуется дополнительно ге нератор несущей частоты на приеме и система синхронизации -СС. Тем не менее, во многих случаях (например, в телевидении) это себя вполне окупает.
Рис.14. Схема передачи амплитудно-модулированного сигнала с синхронным детектированием
Рассмотрим требования, предъявляемые к точности синхрони зации генераторов несущих частот оборудования передачи и прие ма. Предположим, что квадратурные искажения максимальны, т.е. вторая боковая подавлена полностью. В этом случае передаются несущая и одна из боковых полос, например нижняя, и канальный сигнал на выходе канального полосового фильтра (КПФ), (см. рис. 14), определяется выражением (49)
Перемножая канальный сигнал с синхронной несущей, отличаю щейся от несущей передачи только начальной фазой
получим
Фильтр нижних частот на приеме (рис.14) выделит только низко частотные составляющие:
(55)
Из последней формулы следует, что для полного устранения квадратурных искажений необходимо, чтобы , т.е. требуется синфазность генераторов несущих передачи и приема; при этом сигнал восстанавливается без искажений
(56)
На практике допускается ; в этом случае квадратурные ис кажения не превышают 4 %.
Отметим, что при передаче одной боковой полосы (ОБП) квадра турные искажения практически не наблюдаются, а применение де модулятора с квадратичной характеристикой детектирования вос станавливает первичный сигнал без искажений. В этом еще одно достоинство метода ОБП.
При передаче амплитудно-модулированного сигнала с одной бо ковой полосой важнейшей задачей является формирование одно полосного сигнала при необходимой степени подавления ненужной боковой полосы.
При реализации метода передачи ОБП необходимо подавить не сущее колебание и одну боковую полосу частот. Подавление несу щей частоты осуществляется соответствующим выбором схем пре образователей частоты: балансной или двойной балансной (коль цевой) схемы канального амплитудного модулятора. Несущее коле бание на выходе таких схем будет отсутствовать при их балансиро вании. Некоторое дополнительное подавление несущей частоты, которая может появляться на выходе преобразователя из-за неточ ности его балансировки, осуществляется канальными полосовыми фильтрами. Если по каким-либо причинам требуется высокая сте пень подавления несущей частоты, то применяются заграждающие или режекторные фильтры. Следовательно, проблема подавления несущего колебания при формировании AM сигнала с ОБП трудно стей не вызывает.
Подавление ненужной боковой полосы частот осуществляется фильтровым, фазоразностным или фазофильтровым методами.
Нумерация формул и рисунков является продолжением восьмой лекции.
Общая схема, реализующая фильтровой метод формирования ОБП, приведена на рис.15, а, схема частотных преобразований при этом показана на рис.15, б.
Как следует из рис. 15, а, первичный сигнал c(t), занимающий по лосу частот (см. рис.15, б), поступает на балансный ка нальный амплитудный модулятор (КМ), на выходе которого имеем амплитудно-модулированный сигнал saм(t), содержащий нижнюю и верхнюю боковые полосы частот (f- F2)...(f- F1) и (f+ F1)...(f+ F2), соответственно (см. рис.15, б). Полезная боковая полоса частот (верхняя) выделяется канальным полосовым фильтром (КПФ) (рис.15, а и б).
Рис.15. К фильтровому способу формированию ОБП
Сложность технической реализации фильтрового способа фор мирования ОБП обусловлена высокими требованиями к минималь но допустимой величине затухания КПФ в полосе эффективного задерживания Амин (см. рис.15, б). Эта величина зависит от ширины полосы расфильтровки, которая, как следует из рис.15, б, равна
и ширины полосы частот первичного сигнала . Практически для всех первичных сигналов полоса расфильтровки оказывается не значительной (для канала тональной частоты = 600 Гц) и не из меняется с увеличением несущей частоты. Сложность КПФ опреде ляется значением относительной полосы расфильтровки, под кото рой понимается отношение вида
(57)
С другой стороны, сложность реализации полосовых фильтров определяется крутизной характеристики затухания в переходной области, под которой понимается отношение вида (см. рис.15)
(58)
Для канальных полосовых фильтров (КПФ) каналов тональной частоты величина минимально допустимого затухания в полосе эффективного задерживания (ПЭЗ) должна удовлетворять условию Амин 60 дБ. Следовательно, крутизна характеристики затухания КПФ должна быть не менее Амин = 60/600 = 0,1 дБ/Гц.
Если > 0,02, то для формирования сигнала ОБП возможно ис пользование полосовых фильтров на LC-элементах. Опыт показы вает, что изготовление КПФ с хорошими характеристиками не вы зывает значительных затруднений, если добротность его элементов (прежде всего индуктивностей)
(59)
Из этого выражения следует, что при условии одинаковой ширины полосы пропускания для получения КПФ с той же крутизной харак теристики затухания в ПЭЗ, но при работе его в области более высо ких частот, необходимо увеличить добротность его элементов во столько раз, во сколько увеличилась его несущая частота f. Так, на пример, добротность элементов фильтра с шириной полосы пропус кания = 3100 Гц и несущей частотой f =12 000 Гц, согласно при веденному выражению, должна быть не менее 60, а добротность элементов КПФ с той же шириной полосы пропускания, но при f = 108 000 Гц - не менее 520. Так как добротность лучших катушек индуктивности равна, примерно, 200...300 в диапазоне частот от 10 до 30 кГц, то применение КПФ на LC-элементах возможно в этом диа пазоне частот.
При необходимости формирования сигнала ОБП в диапазоне более высокой области частот, когда < 0,02, необходимо примене ние фильтров на элементах с большей добротностью, например, кварцевые фильтры обеспечивают добротность не менее 10 000... 15 000, магнитострикционные или электромеханические фильтры с добротностью не хуже 2000... 10 000.
Серьезным недостатком фильтрового метода формирования сигнала ОБП является разнотипность КПФ, число которых равно канальности системы передачи с частотным разделением каналов (СП с ЧРК). При большом числе каналов это удорожает и усложняет производство и эксплуатацию каналообразующего оборудования. Этот недостаток устраняется применением многократного преобра зования частоты, позволяющего реализовать КПФ на единой эле ментной базе.
Необходимость многократного преобразования вытекает из сле дующих простых рассуждений. Пусть требуется разработать СП с ЧРК на число каналов тональной частоты N = 60, линейный спектр которой занимает полосу частот от 12 до 252 кГц.
Наиболее просто сформировать линейный спектр одной ступе нью преобразования, подавая на каждый канальный модулятор (КМ) первичный телефонный сигнала с полосой частот 0,3...3,4 кГц
и свою несущую частоту: на первый канал = 12 кГц, на второй ка нал =16 кГц и так далее через 4 кГц, на шестидесятый канал по дается несущая f60 = 248 кГц, и выделяя верхнюю боковую полосу частот. Для первого канала это будет 12,3... 15,4 кГц, для второго -16,3... 19,4 кГц и так далее, для шестидесятого 248,3...251,4 кГц. Канальные полосовые фильтры (КПФ) для каналов, занимающих полосу частот до 30 кГц, могут быть реализованы на LC-элементах; от 30 до 60 кГц нет соответствующей элементной базы, реализую щей КПФ отвечающих требованиям к величине крутизны характери стики затухания в ПЭЗ; в полосе частот от 60 до 110 кГц КПФ могут быть реализованы на основе кварцевых или магнитострикционных резонаторов; в полосе частот от 130 до 200 кГц возможно примене ние электромеханических или пьезокерамических фильтров. Сле довательно, такой способ формирования линейного спектра приво дит к значительной разнотипности КПФ, реализованных на раз личной элементной базе, т.е. требуются 60 различных фильтров с разной элементной базой. Это усложняет производство и эксплуа тацию каналообразующего оборудования СП с ЧРК.
Возможно и другое формирование линейного спектра. Для реа лизации канальных полосовых фильтров выбирается диапазон час тот, являющийся оптимальным для конкретной элементной базы и в пределах которого формируется канальных сигналов ОБП, зани мающих неперекрывающие полосы частот. Ступень формирования группового сигнала на канальных сигналов называется ступенью индивидуального преобразования. Отметим, что число каналов на ступени индивидуального преобразования кратно числу каналов N СП с ЧРК. Следующие ступени преобразования являются группо выми и предназначаются для создания из одинаковых по спектру - канальных групповых сигналов общего группового q-канального сигнала (где q = ), затем для создания из одинаковых по спек тру q-канальных групповых сигналов общего группового N -канального сигнала (где N = qn3 = ) и т.д. Последняя ступень группового преобразования предназначается для преобразования спектров полученных многоканальных групповых сигналов, содер жащих необходимое число канальных сигналов, в линейный спектр СП с ЧРК, предназначенный для передачи по линии. Структурная схема, поясняющая принцип многократного преобразования часто ты, показана на рис. 16.
Рис. 16. К пояснению принципа многократного преобразования частоты
Используем многократное преобразование частоты для рас сматриваемого ниже примера формирования линейного спектра СП с ЧРК на N = 60 каналов тональной частоты (КТЧ).
Для формирования канальных сигналов с ОБП применим каналь ные полосовые фильтры (КПФ) на LC-элементах, требуемая крутизна характеристик которых обеспечивается в диапазоне частот 10...30 кГц. Пусть на первой ступени преобразования объединяется n1 = 3 КТЧ в трехканальную предварительную группу (предгруппу), занимаю щую полосу частот 12,3...23,4 кГц (округленно 12...24 кГц). Схема формирования трехканальной предгруппы приведена на рис. 17.
Как следует из рис. 17, на первый канал с эффективно-передаваемой полосой частот 0,3...3,4 кГц подается несущая частота f11 = 12 кГц и с помощью LC-канального полосового фильтра (КПФ-1) выделяется верхняя боковая полоса частот 12,3... 15,4 кГц; на второй канал подается несущая f12= 16 кГц и с помощью LC-канального поло сового фильтра (КПФ-2) выделяется верхняя боковая полоса частот 16,3... 19,4 кГц и на третий канал подается несущая f13=20 кГц и с по мощью КПФ-3 выделяется верхняя боковая полоса частот 20,3.. .23,4 кГц. Таким образом сформирован спектр трехканальной предгруппы, занимающей полосу частот 12,3...23,4 кГц (округленно 12...24 кГц).
Минимальное значение относительной полосы расфильтровки
будет равно (57) , следовательно, возможна реализация КПФ на основе LC - элементов с добротностью не хуже
(59) . Такое значение добротности катушек индуктивности легко реализуется при произ водстве LC-фильтров, работающих в диапазоне частот 12...24 кГц трехканальной предгруппы.
Рис. 17. К формированию трехканальной предгруппы с применением LC-канальных полосовых фильтров
Если формировать линейный спектр СП с ЧРК на основе 20-ти трехканальных предгрупп, то опять возникают проблемы разнотип ности фильтров, формирующих сигналы с ОБП шириной полосы частот равной 23,4 - 12,3 = 11,1 кГц (округленно 12 кГц), и элемент ной базы их реализации. Поэтому для устранения вышеназванных проблем применим вторую ступень группового преобразования. Для этого на основе n2 = 4 трехканальных предгрупп с полосой частот 12,3...23,4 кГц сформируем двенадцатиканальную первичную группу, занимающую полосу частот 60,6... 107,7 кГц (округленно 60... 108 кГц) (рис. 18).
Как следует из рис.18 на первую трехканальную предгруппу, за нимающую полосу частот 12,3... 15,4 кГц, подается несущая второй ступени преобразования f21 = 120 кГц и полосовым фильтром пред группы (ПФПрГ-1) выделяется нижняя боковая полоса частот 92,6... 107,7 кГц (верхняя боковая полоса частот при этом равна 132,3... 143,4, следовательно, полоса расфильтровки между боко выми равна = 132,3 - 107,7 = 24,6 кГц); на вторую предгруппу подается несущая f22 = 108 кГц и полосовым фильтром второй пред группы (ПФПрГ-2) выделяется нижняя боковая полоса частот 84,6...91,7 кГц (полоса расфильтровки в этом случае так же равна 24,6 кГц); на третью предгруппу подается несущая f23 = 96 кГц и фильтром ПФПрГ-3 выделяется нижняя боковая полоса частот 72,6...83,7 кГц и на четвертую предгруппу подается несущая f24 = = 84 кГц и фильтром ПФПрГ-4 выдается нижняя боковая полоса частот 60,6...71,7 кГц.
Рис. 18. К формированию первичной группы с применением LC-полосовых фильтров предгрупп - ПФПрГ
Минимальное значение относительной полосы расфильтровки при таком способе формирования первичной группы будет равно
(57) следовательно, реализация ПФПрГ возможна на основе LC-элементов с добротностью кату шек не хуже (59) . Такие значения добротности катушек индуктивности легко реализуются при производстве LC-фильтров предгрупп, работающих в диапазоне час тот 60,6..107,7 (округленно 60. ..108) кГц первичной группы (ПГ).
Теперь сформировать линейный спектр СП с ЧРК на число кана лов N = 60 можно путем переноса спектра пяти первичных групп 60... 108 кГц в линейный спектр 12...252 кГц т.е. применить третью ступень группового преобразования частоты для n3 = 5 (рис. 19).
Как следует из рис.19, на первую первичную группу (ПГ) подает ся несущая частота (третьей ступени преобразования) f31= 120 кГц и полосовым фильтром первичной группы (ПФПГ-1 на рис. 19 не показан) выделяется нижняя боковая полоса частот 12...60 кГц, а верхняя боковая полоса частот 180...228 кГц подавляется ПФПГ-1 (полоса расфильтровки между боковыми при этом равна = =180 - 60 = 120 кГц, следовательно, относительная широкополосность равна = 120/120 =1). Вторая ПГ без преобразования поме щается в линейный спектр СП с ЧРК в полосу частот 60... 108 кГц, которая выделяется полосовым фильтром первичной группы ПФПГ-2 (на рис. 19 не показан). На третью ПГ подается несущая
Рис. 19. К формированию линейного спектра СП с ЧРК на N = 60 каналов тональной частоты
f33 =216 кГц и полосовым фильтром первичной группы ПФПГ-3 выделяется нижняя боковая полоса частот 108... 156 кГц, а верхняя боковая полоса частот 276...324 кГц подавляется ПФПГ-3 (как ви дим, полоса расфильтровки между боковыми равна 120 кГц, а отно сительная широкополосность ПФПГ-3 равна = 0,556). На четвер тую ПГ подается несущая f34 = 264 кГц и полосовым фильтром ПФПГ-4 выделяется нижняя боковая полоса частот 156...204 кГц и подавляется верхняя боковая полоса частот 324... 372 кГц. Относи тельная широкополосность ПФПГ-4 при этом будет равна = 0,45. На пятую ПГ подается несущая частота f35 =312 кГц и фильтром ПФПГ-5 выделяется нижняя боковая полоса частот 204...252 кГц и подавляется верхняя боковая полоса частот 372...420 кГц. Относи тельная широкополосность ПФПГ-5 будет равна = 0,38.
Минимальное значение широкополосности ПФПГ позволяет применять для их реализации LC-элементы с добротностью катушек индуктивности 97...130.
Если число каналов СП с ЧРК более 60-ти и кратно этому числу, то применяется третья ступень группового преобразования, где на основе n3= 5 первичных групп с полосой частот 60... 108 кГц форми руется вторичная группа (ВГ) или 60-канальная группа, занимаю щая полосу частот 312...552 кГц.
Один из вариантов формирования ВГ приведен на рис. 20.
Рис. 20. К формированию вторичной группы
Полосовые фильтры первичных групп (ПФПГ) имеют широкополос ность не менее = 0,196 и требуемая для их реализации добротность LС-элементов должна быть не менее 260.
На основе вторичной 60-канальной группы возможно формиро вание и линейного спектра СП с ЧРК на N=60 каналов тональной частоты (рис. 21).
Из рис. 21 следует, что с помощью групповой несущей fгp = 564 кГц полоса частот вторичной 312...552 кГц переносится в линейный спектр 12...252 кГц, который легко выделяется фильтром нижних частот (ФНЧ) с частотой среза fcp = 252 кГц. Можно убедиться, что общее число каналов при этом равно N = n1 n2 n3 = 3x4x5= 60, как и для случая формирования линейного спектра на основе первичных групп (см. рис. 19).
Рис. 21. Формирование линейного спектра СП с ЧРК на N = 60 тональной частоты основе вторичной группы
Для СП с ЧРК на большое число каналов предусмотрено формирование на основе пяти вторичных групп третичных групп, на ос нове третичных групп каналов тональной частоты возможно формирование четверичных групп.
Рассмотренный пример наглядно иллюстрирует достоинства многократного преобразования частоты при формировании линейных спектров: 1) возможность подобрать диапазон частот канальных сигналов, сигналов первичных, вторичных и т.д. групп так, чтобы они были оптимальными с точки зрения реализации фильтров, формирующих ОБП сигналы, с требуемыми характеристиками затухания в полосах эффективного задерживания (в рассмотренном примере на всех ступенях преобразования используется единая элементная ба за); 2) уменьшается разнотипность фильтров, так как на первой сту пени необходимо три типа фильтров, на второй ступени - четыре ти па фильтров и на третьей ступени преобразования необходимо пять типов фильтров, т.е. всего необходимо 3 + 4 + 5 = 12 типов фильтров (при одноступенном формировании линейного спектра число типов фильтров равняется числу организуемых каналов тональной частоты N), хотя общее число фильтров при многократном преобразовании частоты будет больше (для нашего примера оно равно N + 5n2 +n3 = 60+ 5 x 4 + 5 = 85), но для массового производства оборудования преобразования лучше иметь минимально возможную разнотипность фильтрового оборудования, реализуемого на единой материальной базе.
Первая ступень преобразования называется индивидуальной, возможно совпадение индивидуальной ступени и ступени формирования первичной группы. Совокупность устройств, обеспечивающих формирование первичных групп каналов тональной частоты, называется аппаратурой канального преобразования (АКП).
Совокупность устройств, обеспечивающих формирование вторичных, третичных и более высокого порядка групп каналов, называется, соответственно, аппаратурой преобразования первичных групп (АППГ), аппаратурой преобразования вторичных групп (АПВГ) и т.д.
Структурная схема формирования линейного спектра СП с ЧРК на N = 60 каналов тональной частоты, с учетом вышеприведенных определений и технологии многократного преобразования частоты, приведена на рис. 22.
Рис. 22. Формирование линейного спектра на основе многократного
преобразования частоты с использованием различной
аппаратуры преобразования
Первичный телефонный сигнал поступает на канальный (инди видуальный) модулятор (КМ), где с помощью несущих частот предгруппового преобразования 12, 16, 20 кГц формируется трехканальная предгруппа (n1 = 3), занимающая полосу частот (округленно) 12...24 кГц. Выделение нужной боковой полосы частот осуществля ется канальными полосовыми фильтрами (КПФ). Далее на основе четырех трехканальных предгрупп (n2 = 4) с помощью преобразова телей частоты первичных групп (ПЧПрГ), на которые подаются не сущие 120, 108, 96, 84 кГц, формируется первичная группа, зани мающая полосу частот 60... 108 кГц. Выделение нужной боковой по лосы частот на этой ступени преобразования осуществляется поло совыми фильтрами предгрупп (ПФПрГ). С помощью несущих частот 420, 468, 516, 564 и 612 кГц АППГ пять первичных переносятся в спектр вторичной группы. Выделение нужной боковой полосы частот осуществляется полосовыми фильтрами первичных групп (ПФПГ). Если число каналов СП с ЧРК более 300, то с помощью АПВГ фор мируется третичная группа, если, как в нашем примере, число ка налов не превышает 60, то АПВГ выполняет роль оборудования со пряжения (ОС), формирующего линейный спектр СП с ЧРК. Для чего на преобразователь частоты вторичной группы (ПЧВГ) подается не сущая частота 564 кГц и нужная полоса частот 12...252 кГц выделя ется фильтром нижних частот (ФНЧ), Д-252.
Отметим, что формирование первичной группы (ПГ), занимаю щей полосу частот 60... 108 кГц, возможно и с помощью одной сту пени преобразования. Но как бы ни формировалась ПГ, местополо жение каналов в спектре 60... 108 кГц всегда является постоянным.
При многократном преобразовании частоты расположение каж дого канала в линейном спектре СП с ЧРК характеризуется так на зываемой виртуальной несущей частотой данного канала. Вирту альная несущая частота представляет собой частоту, с помощью которой можно было бы путем однократного преобразования ис ходный спектр сигнала переместить в то положение, которое он занимает в линейном спектре и в которое он фактически пере мещается путем многократного преобразования. Виртуальная несущая частота занимает в линейном спектре то положение, кото рое занимала бы в нем нулевая частота, если она бы имелась в спектре исходного сигнала.
Для пояснения этого понятия вернемся к формированию линей ного спектра СП с ЧРК на N = 60 каналов тональной частоты. При использовании многократного преобразования частоты было вы полнено следующее: на ступени формирования трехканальной предгруппы на первый канал подали несущую частоту предгруппового преобразования f11 = 12 кГц и с помощью канального полосово го фильтра выделили полосу частот 12,3... 15,4 кГц. Первый канал находится в первой трехканальной предгруппы, на которую подает ся несущая f21 = 120 кГц при формировании первичной группы и пе реносит этот канал в полосу частот 104,6... 107,7 кГц. Первый канал находится в первой первичной группе, на которую подается несу щая частота f31 = 420 кГц при формировании вторичной группы и переносится этот канал в полосу частот 312,3...315,4 кГц. Далее с помощью несущей f41 = 564 кГц этот канал переносится в полосу частот 248,6...251,7 кГц (выделяется нижняя боковая полоса час тот). Первый канал в полосу частот 248,6...251,7 кГц может быть перемещен одной ступенью преобразования с помощью вирту альной несущей частоты f1в = 252 кГц и выделением канальным по лосовым фильтром нижней боковой полосы частот.
Спектры частот, получаемые на выходе аппаратуры канального преобразования, аппаратуры формирования первичных, вторичных, третичных и т.д. групп каналов, как правило, не совпадают с частот ными диапазонами линейных трактов СП с ЧРК. Согласование спек тров частот оборудования формирования групп каналов и линейных спектров осуществляется специальным оборудованием сопряжения (ОС).
Формирование однополосного сигнала может быть выполнено на основе изменения фазовых соотношений между различными со ставляющими амплитудно-модулированных сигналов. Для этого рассмотрим схему, состоящую из двух ветвей, объединенных на входе и выходе с помощью развязывающих устройств (РУ) (рис. 23).
Основными элементами фазоразностной схемы (ФРС) формиро вания ОБП являются: ФК1 - фазовый контур первой ветви, обеспе чивающий фазовый сдвиг для исходного первичного сигнала; ФК2 - фазовый контур второй ветви, обеспечивающий фазовый сдвиг для исходного первичного сигнала; РУ-1 - развязываю щее устройство, разделяющее первичный сигнал на первую и вто рую ветви; РУ-2 - развязывающее устройство, объединяющее сиг налы первой и второй ветвей схемы; M1 и М2 - модуляторы (как правило, выполненные по двойной балансной или кольцевой схеме) первой и второй ветвей ФРС, осуществляющие перемножение сиг налов с несущими колебаниями; ФК3 - фазовый контур, обеспечи вающий фазовый сдвиг , между несущими частотами, пода ваемыми на модуляторы первой и второй ветвей ФРС. Фазовые ха рактеристики контуров ФК1 и ФК2 рассчитаны таким образом, что в диапазоне частот первичного сигнала F1…F2 разность вносимых ими фазовых сдвигов равна , т.е. если сдвиг фазы, вносимый контуром ФК1 равен , а сдвиг фазы, вносимый контуром ФК2 ра вен , то во всем диапазоне частот первичного сигнала должно соблюдаться соотношение .
Для упрощения анализа работы ФРС положим, что на ее вход поступает гармонический сигнал вида , фазовый сдвиг ФК1 , фазовый сдвиг ФК2 . Тогда на входе модулятора М1 входной сигнал будет иметь вид , а на входе модуля тора М2 - . Напряжения несущей частоты, подавае мые на модуляторы М1 и М2, будут соответственно равны и . В результате перемножения преобра зуемых сигналов и несущих частот получим:
на выходе модулятора М1
и на выходе модулятора М2
.
Рис. 23. Фазоразностная схема формирования ОБП
При симметрии обеих ветвей ФРС амплитуды токов на выходах модуляторов будут равны. В этом случае суммарный ток на выходе РУ-2 будет равен
(60)
т.е. в его составе будет только ток нижней боковой полосы частот.
Если формировать верхнюю боковую полосу частот, то необхо димо выполнить операцию вычитания, т.е.
(61)
Операция вычитания достигается изменением фазы тока в одной из ветвей ФРС на путем переключения (переполюсовки) проводов в этой ветви. Спектральные диаграммы, поясняющие формирова ние ОБП в ФРС, приведены на рис. 24.
Рис. 24. Спектральные диаграммы формирования ОБП с помощью ФРС
Фазоразностный метод формирования ОБП (например, нижней) можно пояснить с помощью векторных диаграмм (рис. 25).
Рис. 25. Векторная диаграмма напряжений в ФРС при формировании ОБП
На векторной диаграмме (рис. 25, а) изображены векторы боко вых полос на выходе модуляторов М1 и М2 и несущих частот. На правления векторов нижних боковых первой и второй ветвей ФРС совпадают и поэтому суммируются, а векторы верхних боковых вет вей соответствующих ветвей направлены в противоположные сто роны и взаимно компенсируются. Результирующий вектор U на вы ходе схемы представляет собой удвоенный по амплитуде вектор нижней боковой (рис. 25, б).
Полное подавление ненужной боковой полосы частот будет обеспечено только при выполнении двух условий: 1) каждая состав ляющая спектра первичного сигнала должна быть сдвинута на угол в одной ветви ФРС относительно другой; 2) ветви схемы должны быть строго симметричны, т.е. амплитуды токов на выходе модуляторов M1 и М2 должны быть равными или затухания ветвей ФРС должны быть одинаковыми.
Предположим, что первое условие не выполняется и разность фа зовых сдвигов в ветвях схемы равна и токи в ветвях схемы связаны соотношением /1= I, a I2= kI, где (т.е. не выполняется и второе условие) определяет асимметрию ветвей ФРС. При таких допущениях ток на выходе модулятора M1 будет равен
(62)
а ток на выходе модулятора М2 будет равен
(63)
Суммарный ток на выходе развязывающего устройства РУ-2 будет в этом случае содержать составляющие и нижней и верхней боковых частот. Суммируя соответствующие члены вы ражений (62) и (63), напишем выражение для тока верхней (неис пользуемой) боковой частоты
Произведя несложные тригонометрические преобразования, по следнее выражения можно привести к виду
.
В полученном выражении ток неиспользуемой боковой полосы частот представлен в виде суммы двух составляющих, находящихся в квадратуре. Его амплитуда будет равна
. (64)
Сравнивая эту амплитуду с амплитудой полезной боковой поло сы на выходе идеальной фазоразностной схемы (60), можно опре делить степень подавления ФРС неиспользуемой боковой полосы. Это затухание, выражающееся в децибелах, называемое затухани ем в полосе задерживания, будет равно
(65)
Анализ выражения (65) показывает, что степень подавления не нужной боковой полосы частот сильно зависит от коэффициента асимметрии к. Следовательно, необходимо, прежде всего, стре миться к уменьшению асимметрии токов в ветвях ФРС. Сделать это нетрудно, вводя в одну из ветвей схемы регулируемый аттенюатор (удлинитель). При k = 1 затухание ФРС в полосе задерживания бу дет равно .
Неидеальность фазирования ФРС и асимметрия ее ветвей ока зывают влияние и на амплитуду полезной боковой полосы частот. Суммируя, как и ранее, соответствующие составляющие (62) и (63), получим выражение для тока нижней (полезной) боковой частоты
(66)
Выполнив несложные тригонометрические преобразования, полу чим выражение для амплитуды тока полезной боковой частоты в виде
(67)
Сравнивая амплитуды токов в формулах (60) и (67), можно оце нить величину затухания, вносимой ФРС для тока полезной боковой частоты или затухание в полосе пропускания Ап
(68)
При идеальной симметрии ФРС (k = 1) затухание в полосе про пускания будет равно
Это затухание незначительно даже при больших погрешностях фазирования, и практически им можно пренебречь (так, например, при дБ).
Затухание подавления ненужной боковой полосы неидеальной ФРС, т.е. при невыполнении двух вышеназванных условий («усло вие фаз» и «условие амплитуд») с учетом (64) и (67), будет равно
(69)
Симметрия ветвей ФРС достигается довольно просто. Для обес печения же высокой точности фазирования в полосе частот первич ного сигнала требуется применение достаточно сложных и дорогих фазовых контуров ФК1 и ФК2 (называемых иногда фазовращателями) (см. рис. 23). Как отмечалось ранее, подавление ненужной боковой полосы частот должно быть не менее 60 дБ. Такое значение АП мож но обеспечить, если будет меньше 1°. Более дешевые и менее сложные фазовые контуры, например, содержащие не более двух звеньев второго порядка, имеют погрешность в полосе частот пер вичного сигнала , что соответствует затуханию в полосе задерживания примерно 26 дБ. Такие контуры широко применяются в ФРС систем передачи на местных сетях. Простая и экономичная схема формирования ОБП позволила значительно упростить и уде шевить оконечные станции этих систем и, следовательно, повысить их эффективность в целом. Однако из-за недостаточной степени по давления неиспользуемой боковой полосы частот номинальная по лоса частот канала в таких системах расширена в два раза. При рас ширении полосы частот до 8 кГц неиспользуемая боковая полоса частот не будет совпадать с полосой полезной боковой соседнего канала, поэтому требования к степени ее подавления можно значи тельно снизить. Затухание должно быть таким, чтобы на приеме не возникали биения при расхождении фаз несущих частот на пере дающей и приемной станциях. Этим явлением можно пренебречь, если затухание в полосе задерживания будет не менее 26 дБ, что обеспечивается при неточности фазирования порядка 6°.
Применение фазоразностных схем вместо канальных полосовых фильтров обладает следующими достоинствами: при изменении номинала несущей частоты в ФРС изменяется только контур ФК3, настроенный на несущую частоту (обычно очень простой). Фазовые контуры ФК1 и ФК2, обеспечивающие заданную разность фаз в диа пазоне частот первичного сигнала, остаются неизменными при лю бом значении несущей частоты.
Из сказанного следуют два вывода: 1) при использовании ФРС пе редающее оборудование всех каналов системы передачи будет оди наковым, так как фазоразностные схемы в различных каналах будут отличаться только контурами ФК3, тогда как при использовании фильтров во всех каналах надо было бы при различных несущих применять различные фильтры. Такая идентичность канального обо рудования всех каналов может привести к значительному упрощению и удешевлению аппаратуры, что очень важно для связей на короткие расстояния; 2) при использовании ФРС значение несущей частоты не влияет на сложность реализации схемы (как это имеет место при фильтровом методе формирования ОБП), так как степень подавле ния неиспользуемой полосы определяется точностью фазирования в диапазоне частот первичного-исходного сигнала. Поэтому с помо щью ФРС можно одной ступенью модуляции переносить исходный сигнал в любой диапазон частот, т.е. формировать необходимое чис ло каналов, не прибегая к многократному преобразованию частоты, что упрощает аппаратуру. Наряду с перечисленными достоинствами ФРС имеет серьезный недостаток - невозможность значительного подавления неиспользуемой боковой полосы, что обуславливается трудностью создания фазовых контуров с незначительной погрешно стью фазирования.
Канальные сигналы объединяются в групповой, или многока нальный сигнал S(t), который передается по групповому (многока нальному) тракту вплоть до разделения многоканального сигнала на канальные в устройствах приема. Прохождение сигнала S(t) по элементам группового тракта сопровождается различного вида иска жениями. При построении систем передачи с частотным разделени ем каналов (СП с ЧРК) особое внимание следует уделить искажени ям, приводящим к нарушению ортогональности спектров канальных
сигналов. При этом частотные фильтры на приеме не смогут разде лить канальные сигналы, что приведет к возникновению межканаль ных переходов или переходным влияниям между каналами по причи не неидеальности разделения канальных сигналов на приеме.
Из всего многообразия искажений рассмотрим два типа: линей ные искажения и нелинейные искажения. Для безыскаженной пере дачи группового сигнала необходимо обеспечить линейность ам плитудной характеристики, постоянство амплитудно-частотной и линейность фазочастотной характеристик группового тракта. Ам плитудная характеристика определяет нелинейные искажения группового тракта, а амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики определяют линейные искажения. Рассмотрим влияние этих характеристик группового тракта СП с ЧРК на качество передачи группового сигнала и возможность возникновения межка нальных переходов.
Линейные искажения группового сигнала. Любой канал или групповой тракт в многоканальной системе передачи можно с неко торым приближением рассматривать как линейный четырехполюс ник (рис. 26, а), характеризующийся комплексным коэффициентом передачи по напряжению или току
(70)
где - модуль комплексного коэффициента передачи или ам плитудно-частотная характеристика (АЧХ) и - фазо частотная характеристика (ФЧХ). Вместо ФЧХ при оценке ли нейных искажений применяют частотную характеристику группо вого времени прохождения (ГВП)
(71)
Вместо АЧХ часто пользуются величиной затухания тракта равной
(72)
На вход группового тракта подается групповой сигнала, состоя щий из суммы N ортогональных канальных сигналов (см. рис.26, а),
(73)
спектр которого равен сумме N неперекрывающихся (ортогональ ных) спектров канальных сигналов
(74)
Линейные искажения в групповом тракте (канале) будут отсутст вовать, если выполняются условия неискаженной передачи.
Рис. 26. К определению линейных искажений группового тракта
и их влияний на качество передачи сигналов в системах передачи
с частотным разделением каналов
1. Условие отсутствия амплитудно-частотных (или частот ных) искажений, которое заключается в постоянстве АЧХ в полосе частот группового сигнала (рис. 26, б)
(75)
или
(76)
2. Условие отсутствия фазо-частотных (иди фазовых) иска жений, которое заключается в линейной зависимости ФЧХ в полосе частот группового сигнала (см. рис. 26, б)
(77)
или постоянства группового времени прохождения в полосе частот группового сигнала (рис.26, б)
(78)
Спектр группового сигнала на выходе группового тракта (канала) равен произведению спектра группового сигнала на входе группового тракта на комплексный коэффициент передачи , т.е.
(79)
или, с учетом (74), получаем
(80)
Спектры канальных сигналов на входе группового тракта представляют собой непересекающиеся по спектру множества вида (1) и удовлетворяют условию ортогональности вида (2). Обычно в полосе частот группового сигнала и, следова тельно, условие (1) выполняется и для спектров канальных сигна лов на выходе группового тракта (канала) . Таким образом, спектры канальных сигналов на выходе группового тракта так же не перекрываются и удовлетворяют условию ортогональности (2). Поэтому на приемном конце канальные сигналы могут быть выделены канальными частотными фильтрами, т.е. линейные искажения группо вого сигнала в системах передачи с частотным разделением каналов не приводят к межканальным переходам.
При невыполнении условий неискаженной передачи (рис. 26, в) изменяются амплитудные (рис. 26, г) и фазовые соотношения в спектрах канальных сигналов и возникают линейные искажения, при которых искажается форма каждого канального сигнала si(t) в отдельности. Однако эти искажения в отдельных каналах невели ки, так как в пределах узкой полосы частот канала АЧХ и частотная характеристика группового времени прохождения (ГВП) изменяются незначительно.
Нелинейные искажения группового сигнала. Отсутствие про порциональности между напряжениями (токами) на входе тракта и напряжениями (токами) на его выходе вызывает искажения фор мы сигнала, которые называются нелинейными искажениями. Зави симость выходного напряжения (тока) от входного напряжения (то ка) описывается амплитудной характеристикой (АХ) тракта, кото рая может быть представлена степенным рядом
(81)
где S(t) - напряжение (ток) группового (многоканального) сигнала на входе группового тракта и S'(t) - напряжение (ток) группового сигна ла на выходе группового тракта (см. рис. 26, а); а1, а2, а3... - коэф фициенты степенного полинома, описывающего АХ группового тракта. Первое слагаемое в (81) представляет собой неискаженный групповой сигнал на выходе тракта, а все остальные - нелинейные искажения, или нелинейные помехи
(82)
Используя прямое преобразование Фурье, определим спектр группового сигнала на выходе группового тракта (см. рис. 26, а)
(83)
Первое слагаемое в (83) представляет спектр неискаженного группового сигнала, а остальные - спектр нелинейных помех un (t).
Если групповой сигнал, занимающий полосу частот (рис. 27, а), представляет из себя сумму монохроматических (одночастотных) колебаний вида , то спектр квадрата группового сигнала [второе слагаемое в (83)] включает в себя:
вторые гармоники всех частотных составляющих группового сигнала , спектр которых занимает полосу частот от до (рис. 27, б);
суммарные комбинационные частоты второго порядка вида , спектр которых занимает полосу частот от до (см. рис. 27, б);
разностные комбинационные частоты второго порядка вида , спектр которых занимает полосу частот от 0 до (рис. 27, в).
Спектр куба группового сигнала [третье слагаемое в (83)] вклю чает в себя:
третьи гармоники составляющих группового сигнала вида , спектр которых занимает полосу частот от до , (см. рис. 27, г);
суммарные комбинационные частоты третьего порядка вида , полоса частот которых аналогична полосе частот третьих гармоник группового сигнала (рис. 27, г);
разностные комбинационные частоты третьего порядка вида , спектр которых занимает полосу час тот от 0 до (рис. 27, д).
Как следует из рис. 27, нелинейные помехи в виде гармоник и ком бинаций второго и третьего порядка частично или полностью (продук ты вида ) попадают в полосу частот группового сигнала.
Рис. 27. К определению нелинейных искажений и возникновению межка нальных переходов в групповых трактах систем передачи с частотным разделением каналов
Если подать сигнал только на вход одного из каналов, то при прохождении этого сигнала по групповому тракту с нелинейной ам плитудной характеристикой вида (82) произойдет расширение его спектра (появятся вторые и третьи гармоники, комбинационные продукты второго и третьего порядков). При этом, как следует из рис. 27, спектр нелинейных помех от этого канала перекрывается со спектрами соседних каналов. Это приводит к появлению нелиней ных переходных помех в других каналах. Таким образом, нелиней ные искажения в групповых трактах СП с ЧРК приводят к возникнове нию межканальных переходов.
Рассмотрим пример. Групповой сигнал трехканальной СП с ЧРК занимает полосу частот от 4 до 16 кГц: первый канал занимает диа пазон частот (округленно) 4...8 кГц, второй - 8...12 кГц и третий -12...16кГц(рис. 28, а).
Как следует из рис. 28, при передаче сигнала по первому каналу в полосе частот 4...8 кГц из-за нелинейности амплитудной характе ристики группового тракта появляются нелинейные помехи второго порядка вида (рис. 28, б), нелинейные помехи третьего порядка вида (рис. 28, в) и нелинейные помехи третьего порядка вида (рис. 28, г), которые попадают в полосы частот второго и третьего каналов и проявляются в виде межканальных переходов (заштрихованные части).
С целью минимизации межканальных переходов (влияний) к уст ройствам групповых трактов СП с ЧРК предъявляются высокие тре бования по обеспечению малой нелинейности их амплитудных характеристик в пределах динамического диапазона передаваемых сигналов.
Рис. 28. К возникновению межканальных переходов и нелинейных помех в групповых трактах СП с ЧРК
Минимизировать помехи нелинейного происхождения и межка нальные переходы можно также путем выбора параметра , ха рактеризующего относительную широкополосность группового тракта. Для вышеприведенных механизмов возникновения нелинейных иска жений, нелинейных помех и межканальных переходов (см. рис. 28) па раметр и для этого случая нелинейные помехи второго и третьего порядков (гармоники и комбинационные частоты) попадают в полосу частот группового тракта. Если параметр , то ряд продуктов нели нейности в полосу частот группового тракта не попадает.
Рассмотрим пример. Групповой тракт занимает полосу частот 16...28 кГц соответствующую групповому сигналу (рис. 29, а).
Рис. 29. К влиянию параметра на спектральное распределение нелинейных помех и межканальных переходов
Как следует из рис. 29, в полосу частот исходного группового сигнала не попадают продукты нелинейности второго порядка (гар моники и комбинационные частоты) (рис. 29, б) не попадают продук ты нелинейности третьего порядка (гармоники и суммарные комби национные частоты) (рис. 29, в), называемые еще продуктами не линейности третьего порядка второго рода, и в полосе частот исходного группового сигнала оказываются нелинейные помехи третьего порядка - разностные комбинационные частоты, называе мые продуктами нелинейности третьего порядка первого рода.
Вот почему при формировании групп каналов с использованием многократного преобразования частоты стремятся к тому, чтобы для предгрупп, первичных, вторичных и других групп каналов пара метр широкополосности группового тракта удовлетворял условию . В этом случае при последующих преобразованиях групп кана лов обеспечивается минимум нелинейных помех.
Нелинейные искажения приводят к возникновению взаимных по мех между каналами, которые могут проявляться в виде шума не линейного происхождения или внятного переходного разговора, по падающего из одного канала в другой, при использовании каналов тональной частоты для передачи других сигналов (телеграфии, данных, вещания) приводят к искажениям этих сигналов.
1. Сущность частотного разделения каналов при построении мно гоканальных систем передачи.
2. Достоинства и недостатки амплитудной модуляции по сравне нию с частотной и фазовой.
3. Способы передачи амплитудно-модулированных (AM) сигна лов.
4. Структурная схема способа передачи двух боковых полос и несущей. Форма сигналов в различных точках схемы.
5. Структурная схема способа передачи двух боковых полос без несущей. Основные проблемы. Форма сигналов в различных точках схемы.
6. Структурная схема способа передачи одной боковой полосы и несущей. Основные проблемы. Форма сигналов в различных точках схемы. Понятие о квадратурных искажениях.
7. Структурная схема способа передачи одной боковой полосы (ОБП). Основные проблемы. Форма сигналов в различных точ ках схемы.
8. Структурная схема способа передачи одной боковой полосы частот с частичным подавлением другой. Основные проблемы. Форма сигналов в различных точках схемы. Область примене ния данного способа передачи AM сигналов. Дать обоснование целесообразности применения способа передачи ОБП для по строения систем передачи с частотным разделением каналов (СП с ЧРК).
9. Изобразите структурную схему трехканальной СП с ЧРК на ос нове амплитудной модуляции с ОБП, если несущая частота первого канала равна f1 = 12 кГц, второго канала – f2 = 16 кГц и третьего канала - f3 = 20 кГц. Полоса частот первичного (мо дулирующего) сигнала равна = 0,3...3,4 кГц.
10. Изобразите структурную схему трехканальной СП с ЧРК на ос нове амплитудной модуляции с передачей двух боковых и не сущих. Определить значения несущих частот для каждого ка нала и значение верхней граничной частоты группового сигна ла fмакс, если значение нижней граничной частоты группового сигнала равно fмин = 60 кГц. Полоса частот первичного сигнала равна = 0,3...3,4 кГц.
11. На вход второго канала трехканальной СП с ЧРК (задача 10) подан измерительный сигнал с частотой Fc = 800 Гц. Указать значения этой частоты в различных точка структурной схемы трехканальной СП с ЧРК.
12. Сущность фильтрового метода формирования ОБП. Для усло вий задачи 10 определить относительную полосу расфильтровки канального полосового фильтра.
13. Сущность фазоразностного метода формирования ОБП.
14. Почему фазовый контур в цепи несущего колебания фазоразностной схемы (ФРС) формирования ОБП значительно проще, чем в цепях модулирующего (первичного) сигнала?
15. Почему в ФРС формирования ОБП в ветвях модулирующего сигнала используются два фазовых контура?
16. Почему в СП с ЧРК с ФРС формирования ОБП в спектре груп пового сигнала на один канал отводится полоса частот в два раза большая, чем при фильтровом методе формирования ОБП?
17. Достоинства и недостатки фазоразностного метода формиро вания ОБП по сравнению с фильтровым.
18. Почему в СП с ЧРК с фазоразностным методом формирования ОБП величина подавления ненужной боковой полосы частот А3 должна быть не менее 26 дБ?
19. Определить степень подавления ненужной боковой полосы частот ФРС А3 в зависимости от значений коэффициента асимметрии k ветвей ФРС формирования ОБП и погрешности фазирования , если 1) k=1,1 и =3°; 2) k=1 и = 1°; 3) k=1,2 и = 0°; 4) k=1 и =2°.
20. Изобразите векторную диаграмму, поясняющую фазоразностный метод формирования ОБП.
21. Дать обоснование необходимости применения многократного преобразования частоты при построении СП с ЧРК. Что такое виртуальная несущая частота, физическая сущность?
22. Изобразить аналитически и графически условие неискаженной передачи. Проявление линейных искажений в трактах переда чи группового сигнала в СП с ЧРК.
23. Проявление нелинейных искажений в групповых трактах СП с ЧРК, причины их возникновения и оценка.
24. Почему нелинейные искажения в трактах передачи группового сигнала СП с ЧРК приводят к переходам между каналами?
Идея временного разделения каналов (ВРК) заключается в том, что элементы первичного сигнала , принадлежащего i-му каналу, передаются в не перекрывающихся интервалах времени , свободных от сигналов других каналов, по общей линии связи.
В большинстве своем первичные сигналы являются аналоговыми (непрерывными) и идея ВРК определяет необходимость их дискретизации. Операция дискретизации выполняется в соответствии с теоремой дискретизации (или теоремой В. А. Котельникова), которая применительно к сигналам электросвязи формулируется следующим образом: всякий непрерывный во времени сигнал c(t) со спектром, ограниченным частотой Fмакс, может быть представлен последовательностью его мгновенных значений (отсчетов), взятых через интервалы времени Следовательно, возможна передача не всего первичного сигнала, а только его отсчетов. При этом отсчеты N канальных сигналов передаются по общей линии связи не одновременно, а поочередно, так, чтобы каждому канальному сигналу на интервале времени предостав лялся свой временной интервал , называемый канальным интервалом.
Как отмечалось ранее, первичные сигналы (речевые, вещания, телевидения и др.) занимают довольно широкий диапазон частот и, следовательно, перед проведением операции дискретизации необходимо ограничить спектр частот первичного сигнала с помощью соответствующего фильтра нижних частот (ФНЧ). Операция дискретизации осуществляется с помощью канальных электронных ключей (ЭК), на один вход которого поступает первичный сигнал c(t), а на управляющий - периодическая последовательность прямоугольных импульсов (ПППИ) f(t) с периодом , представляющая собой переносчик. Длительность импульсов ПППИ . Далее канальные сигналы объединяются и передаются по общему групповому тракту. Для разделения канальных сигналов на приеме необходимы канальные селекторы, работающие синхронно с канальными электронными ключами на передаче.
Обобщенная структурная схемы системы передачи с временным разделением каналов приведена на рис. 1, где приняты следующие обозначения: - первичные сигналы; ФНЧ фильтры нижних частот, ограничивающие полосу частот первичных сигналов частотой Fмакс и восстанавливающие первичные сигналы на приеме; ЭК-1, ЭК-2,..., ЭК-N - канальные электронные ключи, осуществляющие дискретизацию ограниченных по частоте первичных сигналов;
- канальные сигналы; ОУ - объединяющее устройство, предназначенное для объединения канальных сигналов и синхросигнала, обеспечивающего синхронную работу канальных электронных ключей на передаче и канальных селекторов на приеме; S(t) - групповой сигнала на входе линии связи; КС-1, КС-2, КС-3,..., KC-N - канальные селекторы, обеспечивающее выделение соответствующего канального сигнала; РУ - развязывающее устройство, обеспечивающее разделение канальных сигналов и синхросигнала на приеме; S'(t) - групповой сигнал на входе линии связи; S'(t) - групповой сигнал на выходе линии связи, изменившийся под воздействием помех и искажений; ГКИ - генератор канальных импульсов и РКП - распределитель канальных импульсов передачи и приема; ФПСС - формирователь и передатчик синхросигнала; ФПСС - приемник синхросигнала; - периодические последовательности прямоугольных импульсов (ПППИ), управляющие работой канальных электронных ключей. Иногда совокупность электронных ключей и канальных селекторов называют электронными коммутаторами, работой которого управляют импульсы с выхода РКП.
На рис. 2 приведены временные диаграммы, поясняющие формирование канальных сигналов и группового сигнала в СП с ВРК.
Отметим, что синхронизирующий сигнал (СС), обеспечивающий синхронную работу канальных электронных ключей на передаче и канальных селекторов на приеме, обязательно чем-то (амплитудой, длительность и др.) отличается от импульсов канальных отсчетов.
В системах передачи с ВРК переносчиками являются периодические последовательности прямоугольных импульсов (ПППИ), сдвинутые относительно друг друга на величину защитного интервала т3 (см. рис. 2), параметры которых изменяются по законам изменения первичных сигналов.
Периодическая последовательность прямоугольных импульсов с указанием всех ее параметров приведена на рис. 3.
Основными параметрами ПППИ являются: А - амплитуда импульсов, - длительность (ширина) импульсов, - период следования импульсов или - частота следования или тактовая частота периодической последовательности импульсов (круговая частота следования ), положение импульсов относительно тактовых точек и отношение , называемое скважностью ПППИ. В современных СП с ВРК величина скважности лежит в пределах 20...2500.
Периодическую последовательность прямоугольных импульсов можно представить в аналитической форме
, (1)
где - функция описывающая одиночный импульса исходной последовательности f(t).
Для ПППИ (см. рис. 3) функция имеет вид
(2)
С другой стороны, ПППИ f(t) может быть представлена рядом Фурье
, (3)
где, напомним, - круговая частота последовательности f(t).
Как следует из (3), спектр ПППИ включает в себя постоянную составляющую с амплитудой, равной
и гармоники частоты следования-частоты дискретизации с амплитудами
Спектр ПППИ представлен на рис. 4.
Известно, что огибающая спектра амплитуд ПППИ соответствует спектру одиночного прямоугольного импульса длительностью , а число гармоник тактовой частоты (частоты следования) до первого нуля спектра амплитуд равно q - 1, т.е. на единицу меньше скважности последовательности импульсов q. И еще, более 90...95 % мощности периодической последовательности импульсов сосредоточено в полосе частот от 0 до . Следовательно, для передачи исходной ПППИ по каналам, трактам и линиям связи их полоса частот должна быть не менее .
Формирование канальных сигналов в СП с ВРК осуществляется на основе модуляции одного из основных параметров ПППИ. В основном нашли применение три вида импульсной модуляции: амплитудно-импульсная (АИМ), широтно-импульсная (ШИМ) и временная импульсная модуляция (ВИМ), разновидностями которой являются фазоимпульсная модуляция (ФИМ) и частотно-импульсная модуляция (ЧИМ).
При амплитудно-импульсной модуляции амплитуда ПППИ изменяется по закону первичного или модулирующего сигнала c(t), а длительность импульсов, частота их следования и положение относительно тактовых точек при АИМ остаются постоянными. На рис. 5 показаны временные диаграммы формирования АИМ канального сигнала.
На рис. 5 показано, что первичный сигнал c(t) модулирует амплитуду ПППИ f(t) в результате получается канальный амплитудно-модулированный сигнал s(t). При этом различают два вида амплитудно-импульсной модуляции (АИМ):
амплитудно-импульсная модуляция первого рода (АИМ-1), при которой мгновенное значение амплитуды импульсов зависит от мгновенного значения модулирующего сигнала, вершины импульсов повторяют исходный сигнал на длительности импульсов (рис. 5, а);
амплитудно-импульсная модуляция второго рода (АИМ-2), при которой амплитуда импульсов остается постоянной на всей его длительности (рис. 5, б). При скважности ПППИ q > 10 различия между АИМ-1 и АИМ-2 практически исчезают и потому в дальнейшем не будем делать различия между этими видами амплитудно-импульсной модуляции.
Для оценки полосы частот, необходимой для передачи АИМ канальных сигналов, возможностей их демодуляции и сравнения различных видов импульсной модуляции определим спектр АИМ сигнала при модуляции синусоидальным сигналом
(4)
и при модуляции сложным сигналом с ограниченным спектром частот.
В самом общем случае амплитудно-модулированный (канальный) сигнал s(t) можно описать следующим аналитическим выраже нием
, (5)
здесь та - коэффициент, характеризующий глубину модуляции; c(t) - модулирующий (первичный) сигнал; f(t) - периодическая последо вательность импульсов. Подставив в (5) выражения для c(t) (4) и f(t) (3), получим выражение для АИМ канального сигнала
, (6)
здесь та = Смакс/А.
Сделав в (6) замену вида и выполнив несложные триго нометрические преобразования, получим
.(7)
Из формулы (7) следует, что АИМ канальный сигнал содержит постоянную составляющую с амплитудой
, (8)
исходный модулирующий сигнал
(9)
гармоники частоты следования ПППИ - частоты дискретизации,
(10)
и боковые частоты около гармоник частоты дискретизации
. (11)
Если модулирующий сигнал является многочастотным, зани мающим полосу частот от до , то спектр АИМ канального s(t) сигнала будет содержать постоянную составляющую, исходный сигнал занимающий полосу частот от до , гармоники частоты дискретизации и нижние и верхние боковые полосы частот вокруг гармоник частоты дискретизации, занимающие полосы час тот .
Амплитуды составляющих многочастотного АИМ канального сиг нала определяются из формул (8)-(11). Спектр АИМ сигнала S(f) при модуляции сигналом со спектром С (f), ограниченным круговыми частотами и или нижней граничной частотой и верхней граничной частотой, показан на рис. 6.
Как следует из рис. 6, б в спектре АИМ сигнала содержится и ис ходный сигнал. Следовательно, процесс демодуляции АИМ сигнала можно осуществить фильтром нижних частот (ФНЧ). Но для неискаженного выделения первичного сигнала полоса расфильтровки ФНЧ между полосой частот исходного сигнала с верхней граничной частотой и нижней боковой полосой частот около первой гармони ки частоты дискретизациис нижней граничной частотой равна
(12)
Из последнего выражения следует, что при использовании «иде ального фильтра нижних частот», полоса расфильтровки и, следовательно, выполняется равенство , соответствую щее теореме Котельникова. Но изготовить фильтры можно только с конечной крутизной характеристики затухания в переходной об ласти и потому для обеспечения неискаженного восстановления первичного сигнала из АИМ сигнала должно выполняться условие
(13)
Для каналов тональной частоты максимальная частота и частоту дискретизации принимают равной , т.е. больше 6,8 кГц. Период дискретизации при этом равен . При этом полоса расфильтровки ФНЧ, осуществляющего демодуляцию АИМ канального сигнала, равна .
Длительность канальных импульсов в СП с ВРК на основе АИМ зависит от числа каналов N и от скважности импульсов группового сигнала у, которая определяется (см. рис. 2) соотношением вида
(14)
где - длительность защитного интервала между импульсами соседних каналов. Длительность импульсов в N - канальной систе ме передачи с АИМ может быть определена из выражения
(15)
где - период дискретизации; (N +1) - общее число ка нальных импульсов (с учетом синхросигнала - СС) за период . При . Обычно скважность группового сигнала . Полоса частот необходимая для передачи АИМ группового сигнала принимается равной
(16)
Системы передачи с ВРК на основе амплитудно-импульсной мо-дуляции отличаются простотой построения оконечных станций, однако (как будет показано ниже) обладают низкой помехоустойчи востью и весьма критичны к частотным характеристикам линейных, групповых трактов и линий связи. Поэтому в применяющихся на практике СП с ВРК методы АИМ используются на первой ступени формирования канальных сигналов систем передачи с ВРК, исполь зующих другие виды импульсной модуляции.
При широтно-импульсной модуляции (ШИМ) длительность импульсов ПППИ изменяется под воздействи ем модулирующего первичного сигнала, а остальные параметры ПППИ остаются неизменными. Различают одностороннюю (рис. 7) и двустороннюю ШИМ.
В практике наибольшее применение находит односторонняя ШИМ (ОШИМ). При ОШИМ изменение длительности импульса ПППИ происходит только за счет перемещения одного из фронтов (например, заднего), а положение другого (переднего) фронта остается неизменным относительно тактовых точек ПППИ. При двусторонней ШИМ перемещаются и передний и задний фронты импульсов симметрично относительно их центра, соответствующего тактовым точкам ПППИ.
В зависимости от того, каким образом устанавливается связь ме жду моментом отсчета мгновенных значений модулирующего сигнала c(t) и шириной импульса ПППИ, различают широтно-импульсную модуляцию первого рода (ШИМ-1) и второго рода (ШИМ-2).
При ШИМ-1 длительность импульсов определяется функцией c(t) в моменты возникновения переднего или заднего фронта импульсов s(t); при ШИМ-2 длительность импульсов s(t) пропорциональна мгно венным значениям сигнала c(t) в тактовых точках (см. рис. 7). При различия между ШИМ-1 и ШИМ-2 несущественны.
Изменения длительности импульсов f(t), вызываемые модули рующим сигналом c(t), можно описать следующим выражением:
, (17)
здесь - крутизна характеристики широтно-импульсного модуля тора, мкс/В; - среднее значение длительности импульсов ШИМ сигнала s(t). Если в (17) подставить c(t) из (4), то получим
(18)
где - максимальное отклонение фронта импульсов в одну сторону; - коэффициент широтной модуляции импульсов.
Для определения спектра ШИМ сигнала подставим выражение для из (18) в формулу для f(t) (3) и, выполнив некоторые преоб разования, получим
(19)
Как следует из последнего выражения, спектр сигнала односто ронней ШИМ при в своем составе содержит: постоянную составляющую с амплитудой
(20)
исходный (модулирующий) сигнал
(21)
гармоники частоты дискретизации с амплитудами
(22)
бесконечное число составляющих вида
(23)
Последнее соотношение можно упростить, если воспользоваться формулой
(24)
вытекающей из теории функций Бесселя. Здесь, в соответствии с соотношением (23), приняты следующие обозначения: ; - аргумент функции Бесселя; - функция Бесселя.
Подставив вышеприведенные соотношения и замены в (23) и выполнив некоторые преобразования, получим
(25)
Последнее выражение показывает, что в спектре ШИМ сигнала вокруг гармоник частоты дискретизации содержится бесконечное число верхних и нижних боковых вида .Если модулирующий сигнал c(t) занимает полосу частот , то в спектре ШИМ сигнала S (со) будут содержатся: постоянная составляющая, спектр исходного сигнала, гармоники частоты дискретизации и боковые полосы частот вида (рис. 8).
Амплитуды боковых полос частот в спектре ШИМ сигнала, груп пируются вблизи соответствующих гармоник частоты дискретиза ции, изменяются в соответствии со значением функций Бесселя, которые в свою очередь зависят от аргумента и от номера /, характеризующего порядок функции Бесселя. Это группирование более заметно в области небольших значений n гармоник частоты дискретизации.
При больших n группирование становится менее заметным. По следнее объясняется тем, что аргумент функции Бесселя на этих частотах велик, и поэтому спектр боковых полос частот около этих гармоник расширяется.
С ростом величины максимального отклонения (девиации) фрон та импульса увеличивается аргумент функции Бесселя, поэтому он всегда сопровождается ростом интенсивности боковых полос различного порядка вокруг гармоник частоты дискретизации и, следовательно, увеличения комбинационных искажений.
Поскольку при любом значении функция Бесселя существу ет, ширина спектра боковых полос около каждой гармоники частоты дискретизации теоретически бесконечна, т.е. спектры боковых полос вокруг гармоник неразделимы. Но, что самое неприятное, нижние боковые полосы частот при различных значения вида
(26)
попадают в полосу частот исходного сигнала, что вызывает появле ние искажений при демодуляции с помощью фильтра нижних частот. Однако при рациональном выборе параметров модуляции эти искажения можно сделать достаточно малыми.
При определении необходимой полосы частот группового тракта для передачи ШИМ сигналов полезно знать следующее:
коэффициент широтной модуляции импульса всегда меньше 1, так как минимальная длительность импульса должна удовлетворять требованию
(27)
Обычно = 0,5...0,75, поэтому
(28)
Если минимальная длительность канального импульса равна , то ширина полосы частот тракта передачи группового ШИМ сигнала должна быть не меньше
(29)
Из (21) следует, что полезный результат на выходе демодуля тора зависит не только от величины , но и от амплитуды импульсов, поступающих на демодулятор. Если амплитуда демодулируемых импульсов, например, в результате действия помех изменяется, то полезная компонента первичного сигнала на выхо де демодулятора оказывается искаженной. Поэтому для устране ния вредного действия помех применяется ограничение импуль сов по минимуму и максимуму. В этом заключается преимущество ШИМ перед АИМ.
Широтная импульсная модуляция используется в многоканаль ных системах передачи импульсной радиосвязи, а также в некото рых радиотелеметрических системах и системах телеуправления, телеконтроля и телемеханики.
При фазоимпульсной модуляции (ФИМ) сдвиг импульсов ПППИ относительно тактовых точек изменяется по закону первичного (модулирующего) сигнала c(t). Существует не сколько разновидностей ФИМ, в частности фазоимпульсная моду ляция первого рода (ФИМ-1), при которой временной сдвиг импульсов ПППИ пропорционален значению модулирующего сигнала в момент появления импульса ПППИ, и фазоимпульсная модуляция второго рода (ФИМ-2), при которой временной сдвиг импульсов ПППИ пропорционален значениям модулирующего напряжения в тактовых точках. Обычно применяется ФИМ-2 (рис. 9). При отри цательных значениях модулирующего сигнала импульсы ПППИ смещаются влево, при положительных - вправо.
Для определения спектрального состава ФИМ сигнала предпо ложим, что модулирующий сигнал описывается выражением (4). При этом величина временного сдвига /с-го импульса относительно тактовой точки определяется формулой -коэффициент глубины модуляции. Обозначим максимальный вре менной сдвиг . Текущая фаза модулированной по фазе ПППИ определяется величиной и тактовой частотой
(30)
где - индекс модуляции. Мгновенная частота сле дования импульсов будет равна
(31)
При подстановке в формулу (3) вместо значения из (30) и вместо - величины , получим выражение для канального ФИМ сигнала:
(32)
где q - скважность ПППИ; ,
- значения функций Бесселя р-го порядка от аргумента .
Как следует из формулы (32), спектральный состав канального ФИМ сигнала s(t) включает в себя:
постоянную составляющую с амплитудой
(33)
исходный (модулирующий) сигнал с амплитудой
(34)
гармоники тактовой частоты ПППИ (частоты дискретизации ), амплитуды которых равны
(35)
нижние и верхние боковые частоты [четвертое слагаемое (33)] вида с амплитудами
(36)
если модулирующий сигнал занимает полосу частот , то нижняя боковая полоса частот около первой гармоники частоты дис кретизации попадает в полосу частот исходного сигнала [см. (26)].
Как следует из выражения (34) величина амплитуды исходного сигнала в спектре ФИМ сигнала прямо пропорциональна частоте исходного сигнала, что затрудняет демодуляцию ФИМ с помощью фильтра нижних частот, затухание которого в полосе эффективного пропускания должно изменяться по определенному закону, обеспе чивающему безыскаженное восстановление исходного сигнала (реализация такого фильтра вызывает технические трудности).
В спектре ФИМ сигнала амплитуды исходного сигнала значи тельно (на два-три порядка) меньше, чем при АИМ или ШИМ. По этому в СП с ВРК на основе фазоимпульсной модуляции принятый канальный сигнал s(t) преобразуют в последовательность импульсов с АИМ или ШИМ, из которой при помощи обычного фильтра нижних частот выделяют исходный сигнал. Преобразование ФИМ в ШИМ сопровождается меньшими искажениями по сравнению с преобразованием ФИМ в АИМ. Кроме того, при преобразовании ФИМ в ШИМ демодулятор оказывается несколько более устойчи вым по отношению к внешним импульсным помехам. Поэтому на практике чаще применяется демодуляция ФИМ предварительным преобразованием ее в ШИМ.
Для устранения вредного воздействия помех в приемных устрой ствах систем передачи с ФИМ (как и с ШИМ) применяются ограни чители амплитуд.
Фазоимпульсная модуляция широко применяется в радиотелеметрических системах высокой точности и несколько меньше в многоканальных системах радиосвязи.
Выбор вида импульсной модуляции определяет качество функ ционирования многоканальных систем передачи, для оценки которой используются различные критерии (критерий помехоустойчивости, критерий использования пропускной способности и критерий эффек тивности). Интегральным показателем качества является критерий помехоустойчивости. Именно помехоустойчивость определяет про пускную способность и эффективность, под которой понимается величина удельной минимальной энергии сигнала, приходящейся на одну двоичную единицу информации. Поэтому выбор вида импульс ной модуляции осуществим на основе сравнения помехоустойчиво сти при приеме АИМ, ШИМ и ФИМ сигналов.
Для оценки помехоустойчивости различных видов импульсной модуляции сделаем следующие допущения:
на вход приемного устройства СП с ВРК поступает групповой
сигнал представляющий совокупность канальных сигналов S(t) и помехи n(t)
= S(t) + n(t); (37)
основным видом помех является белый шум с энергетическим спектром G (f) = go =const и со средней мощностью ,
максимальное значение полезного сигнала на входе приемного устройства СП с ВРК равно Амакс, которое под воздействием помехи изменяется в определенных пределах;
на выходах фильтров нижних частот (ФНЧ) каналов получаются первичные сигналы , представляющие полезные сигналы и преобразованную помеху т.е.
=c(t) + e(t). (38)
Упрощенная схема приемного устройства СП с ВРК на основе амплитудно-импульсной модуляции приведена на рис. 10, где при няты следующие обозначения: КС - канальный селектор и ФНЧ -фильтр нижних частот.
Под помехоустойчивостью при приеме АИМ сигналов будем по нимать отношение
(39)
где И/с - мощность полезного сигнала на выходе ФНЧ с полосой пропускания ; Wn - мощность помехи на выходе ФНЧ.
При наложении шума (помехи) на непрерывный сигнал с ампли тудой Амакс мощность шума равнялась бы просто . В импульсном режиме, когда внутри каждого цикла (периода дискретизации) дли тельностью помеха действует лишь в течение времени (дли тельности канального импульса), мощность помехи, усредненная по всему периоду , будет равна
(40)
и, следовательно, энергетический спектр помехи на выходе каналь ного селектора (см. рис. 10),
(41)
На выходе ФНЧ, осуществляющего демодуляцию АИМ сигнала, мощность помехи определится выражением
(42)
Амплитуда полезного сигнала в спектре АИМ сигнала на выходе ФНЧ, как следует из (9), с учетом принятых выше обозначений (), равняется
(43)
а его мощность
(44)
Подставив (44) и (43) в (40), получим
(45)
здесь - скважность импульсов канального АИМ сигнала.
Обычно для АИМ ma = 1 и, следовательно, максимальное значе ние помехозащищенности АИМ сигналов не превышает значения
(46)
Увеличение помехозащищенности АИМ сигналов, при сохране нии заданного числа каналов N = q, возможно увеличением ампли туды импульсов, но это приводит к снижению эффективности сис темы передачи.
Помехоустойчивость широтно-импульсной и фазоимпульсной модуляций. Упрощенная схема приемного устройства и демодуляции ШИМ и ФИМ сигналов приведена на рис. 11, а, б.
Особенностью приема ШИМ и ФИМ сигналов является использо вание с целью повышения помехоустойчивости ограничителей амплитуд (ОА), включаемых на входе приемного устройства. Принятые обозначения на этих рисунках аналогичны обозначениям на рис. 10.
Из-за особенностей спектрального состава ФИМ сигналов (про порциональной зависимости амплитуд полезного сигнала от его частоты), их демодуляция осуществляется двумя ступенями: на первой ступени ФИМ сигнала преобразуется в ШИМ или ФИМ сиг нал и затем с помощью ФНЧ осуществляется выделение полезного (первичного)сигнала.
При ШИМ и ФИМ действие помехи проявляется в изменении длительности импульсов и их сдвиге на оси времени относительно их значений в отсутствие помех. Пусть в отсутствие помехи импульс, поступающий на ограничитель амплитуд (ОА) (рис. 11), зани мает положение, обозначенное на рис. 12 сплошной линией. Здесь Амакс - амплитуда импульса, неискаженная помехой; - длитель ность переднего (заднего) фронта импульса; Uosp = Амакс/2 - значе ние порога ограничения ОА. Отношение вида 5Ф = Амакс / называ ется крутизной фронта импульса.
Как следует из рис. 12, под воздействием помехи будет изме няться амплитуда импульса на входе ОА, а, следовательно, и его передний фронт, показанный на рис. 12 пунктирной линией. Изме нение положения фронтов импульсов приводит к изменению дли тельности импульсов на уровне ограничения, что в процессе демо дуляции ШИМ сигналов приводит к возникновению помех, с другой стороны изменение положения переднего фронта импульса приво дит к появлению помех при демодуляции ФИМ сигналов. Величина этих помех пропорциональна смещению фронтов импульсов под действием помех. Это смещение зависит от величины изменения амплитуды на входе ограничителя амплитуд (см. рис. 12). При ращение амплитуды импульса зависит от соотношения фаз сигнала и помехи. Если амплитуда импульса равна Амакс, а ампли туда помехи An(t), то результирующая амплитуда импульса на входе ограничителя амплитуд (ОА) будет равна
,
где - фазовый угол между напряжением сигнала и помехи= An(t) cos- - приращение амплитуды сигнала на входе ОА под исходный (модулирующий) сигнал с амплитудой
(34)
гармоники тактовой частоты ПППИ (частоты дискретизации ), амплитуды которых равны
(35)
нижние и верхние боковые частоты [четвертое слагаемое (33)] вида с амплитудами
(36)
Если модулирующий сигнал занимает полосу частот то нижняя боковая полоса частот около первой гармоники частоты дис кретизации попадает в полосу частот исходного сигнала [см. (26)].
Как следует из выражения (34) величина амплитуды исходного сигнала в спектре ФИМ сигнала прямо пропорциональна частоте исходного сигнала, что затрудняет демодуляцию ФИМ с помощью фильтра нижних частот, затухание которого в полосе эффективного пропускания должно изменяться по определенному закону, обеспе чивающему безыскаженное восстановление исходного сигнала (реализация такого фильтра вызывает технические трудности).
В спектре ФИМ сигнала амплитуды исходного сигнала значи тельно (на два-три порядка) меньше, чем при АИМ или ШИМ. По этому в СП с ВРК на основе фазоимпульсной модуляции принятый канальный сигнал s(t) преобразуют в последовательность импуль сов с АИМ или ШИМ, из которой при помощи обычного фильтра нижних частот выделяют исходный сигнал. Преобразование ФИМ в ШИМ сопровождается меньшими искажениями по сравнению с преобразованием ФИМ в АИМ. Кроме того, при преобразовании ФИМ в ШИМ демодулятор оказывается несколько более устойчи вым по отношению к внешним импульсным помехам. Поэтому на практике чаще применяется демодуляция ФИМ предварительным преобразованием ее в ШИМ.
Для устранения вредного воздействия помех в приемных устрой ствах систем передачи с ФИМ (как и с ШИМ) применяются ограни чители амплитуд.
Фазоимпульсная модуляция широко применяется в радиотеле метрических системах высокой точности и несколько меньше в многоканальных системах радиосвязи.
Выбор вида импульсной модуляции определяет качество функ ционирования многоканальных систем передачи, для оценки которой используются различные критерии (критерий помехоустойчивости, критерий использования пропускной способности и критерий эффек тивности). Интегральным показателем качества является критерий помехоустойчивости. Именно помехоустойчивость определяет про пускную способность и эффективность, под которой понимается величина удельной минимальной энергии сигнала, приходящейся на одну двоичную единицу информации. Поэтому выбор вида импульс ной модуляции осуществим на основе сравнения помехоустойчиво сти при приеме АИМ, ШИМ и ФИМ сигналов.
Для оценки помехоустойчивости различных видов импульсной модуляции сделаем следующие допущения:
на вход приемного устройства СП с ВРК поступает групповой
сигнал , представляющий совокупность канальных сигналов S(t) и помехи n(t)
= S(t) + n(t); (37)
основным видом помех является белый шум с энергетическим спектром и со средней мощностью ,
максимальное значение полезного сигнала на входе приемного устройства СП с ВРК равно Амакс, которое под воздействием помехи изменяется в определенных пределах;
на выходах фильтров нижних частот (ФНЧ) каналов получаются первичные сигналы , представляющие полезные сигналы c(t) и преобразованную помеху , т.е.
(38)
Упрощенная схема приемного устройства СП с ВРК на основе амплитудно-импульсной модуляции приведена на рис. 10, где при няты следующие обозначения: КС - канальный селектор и ФНЧ -фильтр нижних частот.
Под помехоустойчивостью при приеме АИМ сигналов будем по нимать отношение
(39)
где - мощность полезного сигнала на выходе ФНЧ с полосой пропускания ; - мощность помехи на выходе ФНЧ.
При наложении шума (помехи) на непрерывный сигнал с ампли тудой Амакс мощность шума равнялась бы просто . В импульсном режиме, когда внутри каждого цикла (периода дискретизации) дли тельностью помеха действует лишь в течение времени (дли тельности канального импульса), мощность помехи, усредненная по всему периоду , будет равна
(40)
и, следовательно, энергетический спектр помехи на выходе каналь ного селектора (см. рис. 10),
(41)
На выходе ФНЧ, осуществляющего демодуляцию АИМ сигнала, мощность помехи определится выражением
(42)
Амплитуда полезного сигнала в спектре АИМ сигнала на выходе ФНЧ, как следует из (9), с учетом принятых выше обозначений равняется
(43)
а его мощность
(44)
Подставив (44) и (43) в (40), получим
(45)
здесь - скважность импульсов канального АИМ сигнала.
Обычно для АИМ и, следовательно, максимальное значе ние помехозащищенности АИМ сигналов не превышает значения
(46)
Увеличение помехозащищенности АИМ сигналов, при сохране нии заданного числа каналов , возможно увеличением ампли туды импульсов, но это приводит к снижению эффективности сис темы передачи.
Помехоустойчивость широтно-импульсной и фазоимпульсной модуляций.
Упрощенная схема приемного устройства и демодуляции ШИМ и ФИМ сигналов приведена на рис. 11, а, б.
Особенностью приема ШИМ и ФИМ сигналов является использо вание с целью повышения помехоустойчивости ограничителей ам плитуд (ОА), включаемых на входе приемного устройства. Принятые обозначения на этих рисунках аналогичны обозначениям на рис. 10.
Из-за особенностей спектрального состава ФИМ сигналов (про порциональной зависимости амплитуд полезного сигнала от его частоты), их демодуляция осуществляется двумя ступенями: на первой ступени ФИМ сигнала преобразуется в ШИМ или ФИМ сиг нал и затем с помощью ФНЧ осуществляется выделение полезного (первичного)сигнала.
При ШИМ и ФИМ действие помехи проявляется в изменении длительности импульсов и их сдвиге на оси времени относительно их значений в отсутствие помех. Пусть в отсутствие помехи им пульс, поступающий на ограничитель амплитуд (ОА) (рис. 11), зани мает положение, обозначенное на рис. 12 сплошной линией. Здесь - амплитуда импульса, неискаженная помехой; - длитель ность переднего (заднего) фронта импульса; - значе ние порога ограничения ОА. Отношение вида называ ется крутизной фронта импульса.
Как следует из рис. 12, под воздействием помехи будет изме няться амплитуда импульса на входе ОА, а, следовательно, и его передний фронт, показанный на рис. 12 пунктирной линией. Изме нение положения фронтов импульсов приводит к изменению дли тельности импульсов на уровне ограничения, что в процессе демо дуляции ШИМ сигналов приводит к возникновению помех, с другой стороны изменение положения переднего фронта импульса приво дит к появлению помех при демодуляции ФИМ сигналов. Величина этих помех пропорциональна смещению фронтов импульсов под действием помех. Это смещение зависит от величины изменения амплитуды на входе ограничителя амплитуд (см. рис. 12). При ращение амплитуды импульса зависит от соотношения фаз сигнала и помехи. Если амплитуда импульса равна , а ампли туда помехи An(t), то результирующая амплитуда импульса на входе ограничителя амплитуд (ОА) будет равна
,
где - фазовый угол между напряжением сигнала и помехи, - приращение амплитуды сигнала на входе ОА под воздействием помехи. Сигнал под воздействием помехи показан на рис. 12 пунктиром для случая, когда полезный сигнал и помеха противофазны.
В общем случае является случайной величиной с нормаль ным распределением, а - случайная фаза, равновероятная в интервале . Дисперсия приращения амплитуды равна
,
т.е. равна средней мощности шума на входе ОА. Энергетический спектр величины равен в основном сосредоточен в полосе частот , где - длительность импульсов немодулирован ной импульсной последовательности.
Как следует из вышесказанного и рис. 12, сдвиг переднего фрон та импульса связан с приращением амплитуды соот ношением
(47)
и является нормально распределенной случайной величиной, как и величина.
Среднеквадратическое значение сдвига равно
(48)
При длительности импульса в отсутствие помехи сдвиг перед него фронта на величину даст относительное изменение дли тельности на величину и, соответственно, изменение амплитуды на величину.
При скважности импульсов канального сигнала диспер сия шума на выходе канального селектора (КС) (см. рис. 11), анало гично выводу соотношения (40), будет равна
(49)
Отметим, что мощность этого шума распределена в полосе час тот , а его энергетический спектр с учетом (48) и (49) определяет ся выражением
(50)
Напомним, что отношение представляет энергети ческий спектр помехи на входе приемного устройства.
Мощность помехи на выходе фильтра нижних частот (см. рис. 11, а, б) с учетом (50) будет равна
(51)
Как следует из (21), с учетом принятых обозначений, мощность полезного сигнала на выходе ФНЧ при демодуляции ШИМ сигналов определяется выражением
(52)
здесь максимальное отклонение фронта импульсов при модуляции [(см. пояснения к (18)].
Отношение сигнал/помеха для широтно-импульсной модуляции [а также и для фазоимпульсной модуляции с учетом (51) и (52)] равно
(53)
Первый сомножитель в (52) представляет значение помехоза щищенности АИМ сигналов [см.(45)], следовательно, (53) можно представит в виде:
(54)
Как следует из последнего выражения, помехоустойчивость ШИМ и ФИМ сигналов в раз превышает помехоустойчивость АИМ сигналов.
Предельные значения следует выбирать с учетом числа каналов, а длительность фронта импульсов - как можно меньше. При —>0 выигрыш в помехоустойчивости стремится к бесконечно сти. Этот результат легко объясняется: в вертикальном фронте
импульса или его бесконечной крутизне наличие помех не соз дает сдвига фронта. Следовательно, при соответствующем выборе уровня ограничения положение импульсов на оси времени и их длительность на выходе ограничителя амплитуд (ОА) (см. рис. 11), можно сделать независимым от действия помех.
Системы передачи на основе ШИМ и ФИМ обладают значительно большей помехоустойчивостью, чем системы передачи с АИМ, так как последние исключают возможность применения ограничителей амплитуд в тракте приема. В связи с эти амплитудно-импульсная модуляция мало пригодна для построения СП с ВРК с повышенной помехоустойчивостью. АИМ находит применение в качестве проме жуточного преобразования при реализации и демодуляции более сложных видов импульсной модуляции (ШИМ, ФИМ, импульсно-кодовой модуляции - ИКМ) или их иных разновидностей, являющихся комбинациями классических видов импульсной модуляции.
При выборе ШИМ или ФИМ следует исходит из следующего. При одинаковой полосе пропускания линейного тракта СП с ВРК и оди наковой форме импульсов помехоустойчивость ШИМ и ФИМ прак тически одинакова, но при ШИМ упрощается построение приемного устройства; с другой стороны, при ШИМ средняя мощность сигнала больше, чем при ФИМ, так как для обеспечения возможности моду ляции импульсов их среднюю длительность при ШИМ приходится брать большей, чем при ФИМ. При сохранении средней мощности сигнала, переход к ФИМ дает возможность увеличить амплитуду импульсов Амакс и тем самым увеличить отношение сигнал/помеха на входе приемного устройства [см. (53)].
Следует также иметь в виду, что при ШИМ ширина полосы про пускания тракта передачи должна обеспечить достаточно малые искажения самых коротких импульсов и поэтому оказывается более широкой, чем полоса частот, необходимая для передачи импульсов средней (немодулированной) длительности. При ФИМ длительность всех импульсов остается одинаковой, что позволяет выбрать опти мальную ширину полосы пропускания, обеспечивающей макси мальную помехоустойчивость при заданном числе каналов.
Таким образом, фазоимпульсная модуляция имеет ряд преиму ществ перед АИМ или ШИМ и поэтому находит широкое примене ние при построении систем передачи с временным разделением каналов.
В многоканальных системах передачи с временным разделением каналов переходные влияния между каналами обусловлены тем, что время действия отсчета сигнала одного канала (канального сигнала) не ограничивается интервалом времени, номинально отведенным для этого канала. При этом происходит переход неко торой части энергии сигналов, передаваемых по данному каналу, во временные интервалы других каналов.
Групповой сигнал (см. рис. 1), проходит через тракт передачи, который может вносить нелинейные искажения, ограни чивать спектр импульсно-модулированных сигналов и в полосе пропускания вносить линейные (амплитудно-частотные и фазочастотные) искажения.
Безынерционные нелинейные четырехполюсники, входящие в состав тракта передачи группового сигнала СП с ВРК, изменяют форму канальных сигналов и приводят к появлению нелинейных искажений, но не изменяют промежуток времени, в пределах кото рого действует канальный сигнал. Поэтому нелинейные искажения в тракте передачи группового сигнала СП с ВРК не приводят к переходным влияниям между каналами.
Прохождение импульсных сигналов по трактам передачи с огра ниченной полосой пропускания сопровождается переходными процессами. При малом значении защитного интервала между импульсами соседних каналов переходной процесс от импульса предыдущего канала не успевает прекратиться к моменту появле ния импульса следующего канала. При этом происходит переход некоторой части энергии сигналов, передаваемых по каналу, во временные интервалы других каналов. В результате происходит наложение импульсов, возникают так называемые перекрестные искажения, приводящие к переходным влияниям между каналами системы передачи. Форма проявления переходных влияний во всех СП с ВРК более или менее одинакова и заключается в том, что энергия сигнала, передаваемого по одному каналу передачи, попа дает в устройства, составляющие другие каналы Взаимные пере ходные влияния между каналами практически неизбежны; задача заключается в уменьшении их величины и степени мешающего воздействия на передачу.
Допустим, что на входе группового тракта передачи СП с ВРК (положим, на основе ФИМ) отсчеты импульсов различных каналов разделены защитными интервалами и имеют идеальную прямо угольную форму и амплитуду А (рис. 13, а, пунктир).
С целью упрощения анализа переходных влияний за счет огра ничения полосы частот тракта передачи сверху представим его эквивалентной схемой RC-фильтра нижних частот (рис. 13, б), верхняя граничная частота полосы пропускания которого, опреде ленная на уровне 3 дБ, равна
(55)
Из-за ограничения полосы пропускания сверху происходит затя гивание фронтов каждого импульса. Сигнал, полученный на выходе такой модели группового тракта передачи, показан (см. рис. 13, а) сплошной линией. Здесь - длительность канальных импульсов.
Как следует из рис. 13, а, из-за затухания высокочастотных со ставляющих канальных импульсов происходит наложение затянутых фронтов импульсов на временные интервалы других каналов. Наи больший переход имеет место в канал, непосредственно следующий за влияющим каналом; энергия переходной помехи быстро затухает, и влияние на более удаленные во времени каналы будет заметно уменьшаться. Для краткости такие искажения и обусловленные ими переходные помехи между каналами называются, соответственно, искажениями 1-го рода и переходными помехами 1-го рода.
Ограничение полосы пропускания группового тракта СП с ВРК снизу приводит к переходным влияниям между каналами из-за появ ления импульсов спада вершины и выбросов обратной полярности, показанных на рис. 14, а. Эквивалентная схема группового тракта для ограничения его полосы пропускания снизу приведена на рис. 14, б.
Нижняя граничная частота полосы пропускания на уровне 3 дБ RC-фильтра верхних частот (см. рис. 14, б), равна
(56)
Ограничение полосы пропускания снизу приводит к переходным влияниям между каналами из-за появления у импульсов спада вер шины и выбросов обратной полярности, показанных на рис. 14, б). Эти выбросы затухают очень медленно, а потому влиянию переходов подвергаются каналы, значительно более удаленные во времени от влияющего канала, чем это имело место при ограничении полосы пропускания группового тракта сверху. Этот вид искажений называ ется искажениями 2-го рода, а переходные помехи - переходными помехами 2-го рода.
Механизм возникновения переходных помех для различных видов импульсной модуляции отличается: при АИМ значение переходной помехи зависит от изменения амплитуды импульса канала, подверженного влиянию, при ШИМ и ФИМ значение переходной помехи пропорционально изменению фронтов импульсов на выходе ограничителя амплитуд канала, подверженного влиянию.
Определим величину переходной помехи в соседнем канале, (см. рис. 13, а). Спад напряжения на конденсаторе С1 (см. рис. 13, б), происходит по экспоненциальному закону
(57)
здесь t- время после окончания временного интервала влияюще го канала.
Для определения напряжения переходной помехи в соседнем канале достаточно решить уравнение (57) относительно t, положив в (57)
(58)
где га - величина, зависящая от способа демодуляции последова тельности отсчетов сигнала.
При демодуляции с помощью фильтра нижних частот величина равна
(59)
где - длительность канального импульса.
Значение напряжения переходной помехи 1-го рода при АИМ с учетом (58) и (59) будет равно
(60)
Защищенность от переходной помехи 1-го рода определится вы ражением
(61)
Учитывая (55), формулу (61) можно записать в виде
(62)
Ранее было указано, что при удалении во времени от влияющего канала переходные помехи 1-го рода заметно затухают. Считая, что , и воспользовавшись полученными выше соотношениями, можно получить, что, например, при отношении затухание переходных влияний первого канала будет на 52 дБ больше, чем на второй. Однако этот случай практически не реален, так как здесь предполагается, что затухание переходных влияний первого канала на второй составляет всего 26 дБ. В действительно сти нормы затухания переходов между каналами более высокие. Если учесть, что затухание переходов с первого канала на второй должно быть, например, около 60 дБ, то затухание переходов с первого на третий возрастает до 180 дБ, т.е. можно сделать вывод о практической нецелесообразности учета переходных влияний 1-го рода на дальние каналы.
Положение переднего фронта импульса при ШИМ или ФИМ фик сируется ограничителем амплитуд с порогом ограничения , (см. рис. 12). Обозначим длительность импульса на этом уровне через и временной сдвиг переднего фронта импульса (к + 1)-го канала из-за переходной помехи через Лт0.
Для количественной оценки переходных помех первого рода при ШИМ и ФИМ введем коэффициент защищенности канала
(63)
здесь - максимальное изменение положения переднего фрон та импульса при ШИМ или ФИМ. Защищенность от переходных помех 1 -го рода будет равна
(64)
Отметим, что тем меньше, чем больше защитный интервал. Обычно импульсы группового сигнала при передаче по линии пред ставляют импульсы колокольной формы, так как энергия спектра таких импульсов сосредоточена в более узкой полосе частот. По этому при форме импульсов, близкой к колокольной, и , величина защищенности Ап1 получается порядка 170...250 дБ, т.е. при оптимальном выборе параметров системы переходные помехи 1-го рода пренебрежительно малы.
Переходные помехи, обусловленные появлением выбросов противоположной полярно сти (см. рис. 14, а), можно проанализировать при помощи экспонен циальных функций. Удобно вести анализ, представив отсчет сигна ла, передаваемый по влияющему каналу, в виде суммы двух скачков напряжения, один из которых равен +А в момент времени f = 0, а другой равен -А при f = .
В этом случае напряжение переходной помехи Un2 через проме жуток времени t после начала временного интервала первого кана ла определится соотношением
(65)
Для того чтобы найти, например, напряжение переходной помехи во втором канале, вызванной передачей сигналов в первом канале, нужно подставить в уравнение (65) значение (66)
В формуле (66) переходная помеха во втором канале определена в момент начала временного интервала этого канала, а не для произ вольного времени. Однако это мало сказывается на результатах оценки взаимного влияния каналов, так как при достаточно больших значения Р2С2 затухание выброса обратной полярности в переделах одного временного интервала пренебрежимо мало. В наиболее харак терных случаях . Следовательно, даже через 10 временных интервалов, отсчитанных от начала интервала второго канала, напряжение переходной помехи уменьшится не больше, чем на 1 % по сравнению с его величиной во втором канале.
Когда по влияющему каналу передается последовательность от счетов, то образуется суммарное напряжение переходных помех 2-го рода в момент времени t, вызванное действием переходных помех от множества отсчетов.
Если по влияющему каналу передается синусоидальное колеба ние низкой частоты fc значительно меньше частоты дискретизации , то можно показать, что суммарное напряжение переходной помехи с учетом (56) будет равно
(67)
Как следует из последнего выражения, величина суммарной пере ходной помехи 2-го рода определяется параметрами модулирующей последовательности и не зависит от величины защитного интервала, и помехи такого вида поражают практически все каналы СП с ВРК.
Защищенность от переходных помех, как следует из рис. 14, а и (67), равна
(68)
Переходные помехи 2-го рода имеют место при различных видах импульсной модуляции, но, как показывают расчеты, при ФИМ защищенность от переходных помех 2-го рода больше, чем при АИМ и ШИМ.
Необходимым значением защищенности от переходных помех 2-го рода в значительной мере определяются требования к частотным характеристикам трактов передачи в области низких частот.
Очевидные достоинства фазоимпульсной модуляции (ФИМ) обеспечили ее достаточно широкое применение для построения радиорелейных СП с ВРК. На рис. 15 показана упрощенная струк турная схема СП с ВРК на основе ФИМ с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ) на ступени индивидуального преобразования и последующего группового преобразования АИМ сигнала в группо вой ФИМ сигнал (возможно использование на ступени индивиду ального преобразования и широтно-импульсной модуляции - ШИМ).
На рис. 15 приняты следующие обозначения: ФНЧ - фильтр ниж них частот, предназначенный для ограничения полосы частот пер вичного сигнала, формирующий эффективно-передаваемую полосу частот канала и определяющий минимальное значение частоты дискретизации; КАИМ - канальный амплитудно-импульсный модуля тор; АИМ->ФИМ - преобразователь группового АИМ сигнала в груп повой ФИМ сигнал; ОУ - объединяющее устройство, осуществляю щее объединение информационных ФИМ сигналов с синхро сигналами; ФИМ-»АИМ- преобразователь ФИМ группового сигнала в АИМ групповой сигнал; КС - канальный селектор, выделяющий канальный АИМ сигнала из группового АИМ сигнала; ФНЧ-фильтр нижних частот, выделяющий первичный сигнал из спектра канального АИМ сигнала, т.е. осуществляющий демодуляцию АИМ сигнала; ЗГ -задающий генератор, необходимый для формирования периодиче ской последовательности импульсов; РИК - распределитель импуль сов каналов, обеспечивающий формирование периодической после довательности импульсов, следующих с частотой дискретизации и управляющих работой КАИМ; ФСС - формирователь синхросигнала, обеспечивающего синхронную работу задающих генераторов оконеч ных станций и, следовательно, канальных амплитудно-импульсных модуляторов на передаче и канальных селекторов на приеме; ПрСС - приемник синхросигнала, выделяющий из группового ФИМ сигналы цикловой синхронизации.
Определим число каналов, которое можно получить при построе нии СП с ВРК на основе импульсной модуляции. На рис. 16 показана последовательность импульсов группового ФИМ сигнала.
Из рисунка следует, что
(69)
где N - число каналов СП с ВРК на основе ФИМ; - защитный ин тервал между каналами; - максимальное смещение (девиация) импульсов; Т-период дискретизации; -временной интервал между канальными импульсами немодулированной последовательности импульсов. При этом полагаем, что длительность канальных импуль сов мала по сравнению с величинами и .
Из формулы (69) получаем формулу для определения числа ка налов СП с ВРК на основе ФИМ
(70)
а максимальная девиация импульсов при заданном количестве каналов N равна
(71)
Обычно в реальных СП с ВРК на основе ФИМ или ШИМ величину
защитного интервала принимают равной и, следователь но, с учетом (71), максимальная девиация импульсов при фазоимпульсной модуляции будет равна
(72)
Учитывая, что при телефонной передаче T= 125 мкс, получим для шестиканальной СП с ВРК на основе ФИМ , для двенадцати канальной - и для двадцати-четырех канальной .
Системы передачи с ВРК на основе различных методов им пульсной модуляции обладают одним важным недостатком: накоп лением помех и, следовательно, ограниченной дальностью связи при заданных требованиях на качество передачи информации. Этот недостаток значительно ослабляется применением цифровых методов передачи сигналов.
1. Почему теорема Котельникова применима только к непре рывным сигналам с ограниченным спектром?
2. Какие искажения имеют место при дискретизации непрерыв ного сигнала, если частота дискретизации меньше удвоен ного значения максимальной частоты сигнала?
3. Задана импульсная последовательность с параметрами , период и (см. рис. 3). Определить частоту следования импульсов , ширину спектра до первого нуля частотного спектра импульсной последова тельности, постоянную составляющую и дискретные состав ляющие до пятой гармоники частоты . Изобразить частот ный спектр данной последовательности импульсов.
4. Что такое АИМ-I и АИМ-2, в чем их отличие и когда эти раз личия исчезают?
5. Причины возникновения переходных помех 1-го рода и пути их устранения.
6. Причины возникновения переходных помех 2-го рода и пути их устранения.
7. Спектральный состав АИМ сигнала и способ его демодуляции.
8. Спектральный состав ШИМ сигнала и способ его демодуляции.
9. Спектральный состав ФИМ сигнала и особенности его демо дуляции.
10. Назначение фильтров нижних частот, включаемых на входе канальных амплитудно-импульсных модуляторов и на выхо де канальных селекторов СП с ВРК.
11. Необходимость синхронной работы канальных амплитудно-импульсных модуляторов и канальных селекторов.
12. Почему в СП с ВРК используется только ФИМ, но обяза тельно в сочетании с АИМ или ШИМ?
13. Амплитудно-импульсной модуляции подвергается сигнал, со ответствующий каналу тональной частоты. Ширина полосы расфильтровки фильтров, включаемых на входе канального амплитудно-импульсного модулятора и на выходе канального селектора, равна . Определить минимальное зна чение частоты дискретизации, при котором будут отсутствовать искажения дискретизации.
14. Дискретизации во времени подвергается сигнал с полосой частот от 60 до 84 кГц. При каких из перечислен ных ниже значениях частоты дискретизации искажений дис кретизации наблюдаться не будет; 48 кГц, 96 кГц, 144 кГц и 192 кГц? Фильтры, используемые в канальных амплитудно-импульсном модуляторе и селекторе, считать идеальными.
15. Определить минимальное значение частоты дискретизации аналогового сигнала, занимающего полосу частот 0,3...3,4 кГц, если на входе канального амплитудно-импульсного мо дулятора и на выходе канального селектора включаются фильтры нижних частот с крутизной характеристики затуха ния, равной 0,1 дБ/Гц, и затухание в полосе эффективного задерживания равно 60 дБ.
Системы передачи с частотным и временным разделением ка налов относятся к аналоговым системам передачи (АСП), так как при их построении используются аналоговые методы модуляции, когда параметры переносчика принимают в некоторой области их изменений практически неограниченное множество значений. Это затрудняет выделение сигналов на фоне помех, коррекцию различ ного вида искажений и ведет к их накоплению.
Избежать накопления помех и искажений возможно, если из вестно как можно больше параметров линейного сигнала. При этом достаточно только иметь информацию о наличии сигнала на фоне помех и искажений, чтобы его полностью восстановить по извест ным параметрам и тем самым исключить влияние помех и искаже ний и их накопление.
Такие возможности открывают цифровые методы передачи со общений, позволяющие существенно снизить, а иногда и вообще избежать процесса накопления помех и искажений.
Сущность цифровых методов передачи состоит в том, что пара метры переносчиков могут принимать конечное (счетное) множест во значений, изменяющееся через известные квантованные значения. Примером такой обработки сигналов является переход от передачи непрерывных сигналов к передаче их дискретных (отсчетных) значений, отбираемых согласно теореме В. А. Котельникова, методами импульсной модуляции информационных параметров переносчиков, принимающих неограниченное множество состояний. Дискретными методами можно ограничить и эти множества. Напри мер, при амплитудно-импульсной модуляции амплитуды отсчетов принимают любые значения в пределах от Амин до Амакс. Используя дискретизацию амплитудных значений отсчетов, можно заменить
неограниченное множество амплитуд отсчетов конечным (счетным) множеством, образующих дискретный ряд амплитуд в диапазоне от Амин до Амакс. Этот ряд квантованных отсчетов назы вается разрешенными состояниями. Замена непрерывного множе ства амплитуд отсчетов дискретным называется квантованием по уровню, а соответствующий сигнал - квантованным по уровню. Величина называется шагом квантования, число которых
При широтно-импульсной модуляции длительность импульсов принимает неограниченное множество состояний в пределах от до . Применяя процесс квантования для ШИМ сигналов, можно вышеназванное множество заменить дискретным рядом длительно стей отсчетов . Величина называется шагом кван тования по длительности, а число шагов квантования (разрешенных состояний) при этом . Аналогич ную процедуру можно выполнить и для сигналов фазоимпульсной модуляции.
Существенное достоинство дискретных методов передачи со стоит в том, что они позволяют значительно уменьшить накопление помех вдоль линии путем восстановления (регенерации) сигнала. Возможность регенерации основана на том, что в дискретных сис темах передачи все разрешенные состояния квантованного сигна ла в точности известны в пункте приема. Это позволяет сравнить принятый сигнал, подвергшийся воздействию помех и искажений, со всеми разрешенными в данной системе состояниями сигнала, выбрать из них наиболее близкий к принятому и направить его получателю. Наиболее просто процесс регенерации выполняется для двоичных сигналов, т.е. для сигналов с двумя разрешенными состояниями.
При связи на большие расстояния регенерацию можно повторить неоднократно, разделяя линию связи на отрезки и устанавливая в конце каждого из них восстанавливающее сигнал устройство, назы ваемое регенеративной трансляцией.
В современных цифровых системах передачи (ЦСП) непрерыв ные первичные сигналы подвергаются дискретизации методами амплитудно-импульсной модуляции и затем квантуются по уровню. Квантованные отсчеты подвергаются кодированию, с помощью которого образуется цифровой сигнал, представляющий случайную последовательность токовых («единиц») и бестоковых («нулей») посылок.
При квантовании по уровню непрерывный диапазон амплитуд отсчетов АИМ сигнала заменяется счетным множеством разрешен ных уровней квантования . При этом непрерывный динамический диапазон отсчетов АИМ сигнала разбивается на ряд отдельных участков, называемых шагами квантования . Если амплитуда отсчета сигнала удовлетворяет условию
(1)
то сигналу присваивается амплитуда, соответствующая i -му уровню квантования.
Таким образом, квантование представляет процесс сравнения отсчета АИМ сигнала со шкалой, имеющей конечное число уровней квантования, и отнесения его к ближайшему разрешенному уровню. Иными словами, процесс квантования представляет округлению амплитуды отсчета до ближайшего разрешенного уровня.
Последовательность отсчетов и соответствующие им квантован ные отсчеты показаны на рис. 1. Устройство, осуществляющее квантование, называется квантующим. Передаточная характери стика квантующего устройства является ступенчатой (см. рис. 1, а), поскольку каждый дискретный выходной уровень соответствует некоторому интервалу значений входного сигнала.
Разность между сигналом АИМ-2 (см. рис. 1, б) и его квантован ным приближением - квантованным АИМ сигналом (см. рис. 1, а) называется ошибкой, или шумом квантования , величина кото рого не превышает половины шага квантования т.е.
. (2)
Из рис. 1, а очевидно, что чем больше разрешенных уровней квантования М, т.е. чем меньше шаг квантования, тем меньше величина ошибки, или шума квантования.
Амплитудная характеристика квантующего устройства как следует из рис. 1, а, представляет собой ступенчатую кривую, имеющую два характерных участка: зону квантования, при , и зону ограничения при . Соответствен но, различают шумы квантования и шумы ограничения.
Если во всем диапазоне значений входного сигнала от -U0 до U0 величина шага квантования , остается величиной постоянной, то такое квантование называется равномерным; если же величина
шага квантования изменяется с изменением значения сигнала, то такое квантование называется неравномерным.
Пусть плот ность вероятности распределения мгновенных значений входного сигнала описывается функцией и его квантование осуществ ляется в пределах от -U0 до +U0. Этот диапазон разбит на М шагов квантования, каждый из которых лежит в пределах .
Вероятность появления сигнала с уровнем, лежащим в пределах i-го шага квантования, равна
(3)
Поскольку шаг квантования мал по сравнению с диапазоном из менения входного сигнала, эта вероятность может быть принята равной
(4)
В последней формуле - плотность вероятности величины напряжения сигнала в середине рассматриваемого интервала.
Мгновенная мощность шума квантования, развиваемая на еди ничном сопротивлении, равна квадрату ошибки квантования для данного шага квантования
а мощность шума квантования, возникающего при квантовании сигналов, лежащих в пределах i-го шага квантования, соответствует
(5)
С учетом выражений (4) и (5) имеем
(6)
Мощность полного шума квантования равна сумме составляю щих от каждого шага
(7)
При равномерной шкале квантования и, следовательно,
. (8)
Из (8) очевидно, что при равномерной шкале квантования мощ ность шумов квантования не зависит от уровня квантуемого сигнала и определяется только шагом квантования.
Шумы квантования действуют только одновременно с передачей сигнала: есть сигнал - есть шумы квантования, нет сигнала - нет шумов квантования. Поэтому влияние шумов квантования на каче ство передачи удобно оценивать отношением сигнал-шум кванто вания (ОСШК), равным
, (9)
или в логарифмических единицах (дБ) оно рассматривается как защищенность сигнала от шума квантования
(10)
здесь Wc - мощность полезного сигнала.
При известном динамическом диапазоне квантуемого сигнала шаг квантования определяет число уровней квантования М и, следовательно, число элементов (или разрядность) кода т, необ ходимого для последующего кодирования квантованных отсчетов сигнала с целью формирования двоичного цифрового сигнала.
Сигналы, поступающие на вход квантующего устройства от различных источников, могут значительно различаться по мощности, динамическому диапазону. Например, из-за различия микрофонов, вида и длины абонентских линий, особенностей говорящих параметры телефонных сигналов значительно разнятся между собой. Поскольку параметры квантующего устройства и в последующем устройства кодирования остаются неизменными, то шаг квантования следует выбирать исходя из того, чтобы шумы квантования не превышали допустимого значения для минимальных по мощности сигналов. В то же время во избежание значительных шумов ограничения порог ограничения U0 (рис. 1, а) должен выбираться исходя из параметров максимального по уровню сгаримвюднэсо ограничения выбран в k раз больше, чем среднеквадратическое значение напряжения максимального по уровню входного сигнала, т.е.
(11)
Если шкала квантования строится таким образом, чтобы шумы ограничения не возникали, то величина U0 должна совпадать с пиковым значением сигнала. В этом случае коэффициент k показы вает, во сколько раз пиковое значение сигнала больше его среднеквадратического значения, и численно совпадает с пик-фактором сигнала. В общем случае коэффициент k устанавливает связь между значениями параметров сигнала и шкалы квантования. С его использованием между U0, и числом уровней квантования М может быть установлена следующая связь: при квантовании двуполярных сигналов:
(12)
при квантовании однополярных сигналов:
. (13)
Подставив выражения (11)-(13) в формулу (8), получим иное представление для оценки шума квантования. В случае двухполярного сигнала имеем:
(14)
В случае однополярного сигнала получим:
(15)
Мощность полезного сигнала равна его дисперсии, т.е.
, (16)
поэтому и квадрат среднеквадратического значения пред ставляет мощность наибольшего входного сигнала, т.е.
Используя (9), (10) и (14), (16), находим ОСШК: для двуполярных сигналов:
(17)
или защищенность (в дБ):
(18)
для однополярных сигналов:
(19)
или
(20)
При m-разрядном кодировании М = 2т . Подставив это значение в формулы (18) и (20), получим значения защищенности от шумов квантования для двуполярного сигнала:
(21)
и для однополярного сигнала:
(22)
При квантовании сигнала от одного источника, когда , защищенность от шумов квантования определится по формулам:
(23)
для двуполярных сигналов и
(24)
для однополярных сигналов.
Последние формулы показывают, что при равномерном кванто вании защищенность Акв увеличивается на 6 дБ с возрастанием разрядов в кодовой группе на каждую единицу и при она растет прямо пропорционально уровню сигнала [см. формулы (21) и (22)]. Так, при переходе от восьмиразрядного к девятиразрядному коду защищенность от шумов квантования Акв увеличивается на 6 дБ, но при этом требуемая скорость передачи возрастает на 12,5 %, что не всегда является приемлемым.
Воспользуемся полученными формулами для оценки защищен ности от шумов квантования для различных сигналов.
Величину порога ограничения U0 при мем равной амплитуде сигнала Тогда коэффициент а защищенность от шумов квантования согласно (23), будет равна
. (25)
Плотность вероятности распределения мгно венных значений речевого сигнала для большинства практических задач принято представлять экспоненциальным законом и в случае кодирования одиночного сигнала принимают значение коэффици ента k = 5, при котором вероятность появления шумов ограничения не превышает 10-4 Подставив значение k в (23), получим
(26)
В этом случае расчет защищенности следует производить по фор муле (21). С учетом (26) имеем
. (27)
Распределение средних мощностей телефонных сигналов от различных источников соответствует нормальному закону со среднеквадратическим отклонением . При этом с вероят ностью р = 0,997 значения случайной величины не выходят за пределы , что при составляет . С учетом
сказанного защищенность от шумов квантования для самых слабых сигналов будет равна
. (28)
В этом случае принимают k = 4 и из (23) находим защищенность от шумов квантования, равную
Акв46т-7,2. (29)
Многоканальный групповой телефонный сигнал имеет нормаль ное распределение мгновенных значений и при k = 4 вероятность появления шумов ограничения не превышает p=10 -4.
Поскольку телевизионный сигнал яв ляется однополярным и при k = (для этой величины вероят ность появления шумов ограничения весьма мала) защищенность от шумов квантования находится по формуле (24)
(30)
Выражения (21) и (22) показывают, что защищенность от шумов квантования непостоянна для сигналов различного уровня. Она минимально для слабых сигналов и растет с увеличением отноше ния При защищенность от шумов квантования максимальна. При возрастает вероятность появления шумов ограничения и защищенность от суммарного влияния шумов квантования и ограничения уменьшается. Рассчитаем мощность шума ограничения, предполагая, что квантованию подвергается речевой сигнал.
Мгновенное значение шума ограничения и его мощ ность связаны соотношением
. (31)
Здесь - плотность вероятности распределения мгновенных значений речевого сигнала. Подставив формулу для w(u) в (31) и выполнив некоторые преобразования, получим
(32)
Защищенность от шумов ограничения будет равна
(33)
Отношение Wc / Woгp растет с увеличением k, что естественно, поскольку при этом растет порог ограничения U0 и, следовательно, уменьшается вероятность его превышения. Поскольку шумы кван тования и ограничения независимы, то общий шум, возникающий при квантовании, равен сумме этих шумов, т.е.
(34)
Результирующее значение отношения сигнал/шум определится, следовательно, по формуле
(35)
На рис. 2 приведена зависимость этого отношения от значения относительного уровня входного сигнала, под которым понимается логарифмическая мера передачи вида
раз личных значений коэффициента k.
При построении зависимости имелось в виду, что при преобладают шумы квантования, а при преобладают шумы ограничения. Полученные графики имеют явно выраженные
максимумы отношения сигнал/шум, положение которых несколько смещено от точки, где
Из рассмотрения графиков (см. рис. 2) следует, что при равно мерном квантовании существует оптимальный уровень входного сигнала, при квантовании которого отношение сигнал-шум оказыва ется наибольшим. Отклонение уровня входного сигнала, как в сто рону уменьшения, так и в сторону увеличения, приводит к снижению защищенности.
По полученным характеристикам можно определить диапазон (условно динамический) уровней входных сигналов D при известном коэффициенте k, в пределах которого защищенность окажется не ниже требуемых значений - Атр. Значение D легко может быть определено графически, как показано на рис. 2.
С другой стороны, задавшись минимально допустимым значени ем защищенности и диапазоном изменений уровней входных сигна лов, можно определить необходимую разрядность (или длину) кодовой комбинации при кодировании отсчета АИМ на выходе квантующего устройства при равномерном квантовании. Рассмот рим этот вопрос для случая кодирования телефонных сигналов, поступающих от различных источников. Пусть требуется обеспечить защищенность от шумов квантования не менее Акв = 25 дБ для всех абонентов. Из (28) следует, что для самых слабых сигналов задан ная защищенность будет обеспечена при т = (42,2 + 25)/6 ≈12 (округляется в сторону большего целого), что соответствует числу уровней квантования М = 212 = 4096. При этом защищенность для сигналов с максимальной амплитудой (сильных сигналов) будет более чем на 30 дБ превышать требуемую защищенность. Большое число разрядов кода при равномерном квантовании приводит к усложнению аппаратуры и увеличению требуемой пропускной способности трактов, что экономически невыгодно. Устранить ука занный существенный недостаток можно, осуществляя неравно мерное квантование.
При неравномерном квантовании шаг квантования не остается постоянным, а является переменным и изменяется по определенно му закону. Если потребовать постоянства защищенности от шумов квантования в заданном динамическом диапазоне для всех уровней входных сигналов, то можно легко определить, воспользовавшись формулами (8) и (10), зависимость шага квантования от мгновенного значения напряжения ивх (или тока) квантуемого сигнала:
. (36)
Из формулы (36) следует, что для слабых сигналов шаг кванто вания должен быть минимальным и возрастает с увеличением напряжения (тока) сигнала, т.е. должна быть нелинейная шкала квантования. Амплитудная характеристика соответствующего квантующего устройства при неравномерном квантовании показана на рис. 3.
Получение переменного шага квантования может быть реализо вано следующими способами:
1) сжатием динамического диапазона сигнала с помощью ком прессора (К) перед кодированием его в кодирующем устройстве с линейной шкалой квантования и последующим его расширением экспандером (Э) после декодирования (рис. 4); совокупность опера ций, проводимых компрессором и экспандером, называется компандированием сигнала; характеристика компандирования (К - Э), т.е. каскадного соединения компрессора и экспандера, должна быть линейной;
2) нелинейным кодированием и декодированием;
3) цифровым компандированием.
Указанные способы практически равноценны, но для теоретиче ских исследований, последующих выводов и дальнейшей реализа ции различных методов неравномерного квантования, рассмотрим неравномерное квантование с помощью компандирования сигнала.
Для зависимости, изображенной на рис. 4, где по осям отложены нормированные значения входных х = Uвх/Uвxмакх и выходных у = Uвыхx/ Uвыxмакх сигналов, добиваются того, чтобы при изменении приращение было бы постоянным, а приращение - обратно пропорционально наклону характеристики, т.е.
(37)
Соответственно шаг квантования по оси х будет равен
(38)
Если число уровней квантования М в нормированном (от 1 до минус 1) диапазоне, то
4 (39)
Среднюю мощность шума, обусловленного неравномерным квантованием, можно определить по выражениям (5)...(8), если вместо шага квантования подставить его значение в каждом шаге квантования. Подставив выражение (39) в формулу (7), получим
(40)
Для расчета мощности шумов квантования при большом числе уровней квантования М операцию суммирования можно заменить интегрированием, тогда
(41)
здесь w (х) - плотность распределения вероятности нормированно го сигнала на входе квантующего устройства.
Мощность сигнала можно выразить через его плотность распре деления вероятности w (x) нормированного сигнала на выходе квантующего устройства
.
Тогда отношение сигнал-шум квантования (ОСШК) с учетом (41) будет иметь вид
(42)
Для обеспечения постоянства ОСШК необходимо, чтобы
(43)
Подставив в формулу (43) выражение (37), получим
Так как постоянно, то получим
Проинтегрировав правую и левую части последнего выражения, получим
где - постоянная интегрирования. Отсюда
(44)
Для нахождения постоянных этого выражения необходимо учи тывать граничные условия закона изменений у = ф(х): 1) при х = О, у = 0 и 2) при х = 1, у = 1.
Первое условие приводит к нереализуемому результату. Зави симость полученной функции не переходит через начало координат (рис. 5). Чтобы обеспечить реализацию, следует несколько изме нить выражение (44) или изменить начальные условия.
При изменении выражения (44) под знак логарифма вводим по стоянную С3:
(45)
тогда, подставляя нулевые граничные условия, получим значение постоянной С3 = 1. Подставив второе граничное условие, найдем значение для С2
Подставив последнее выражение в (45) и учитывая, что С3 = 1, получим,
(46)
Компаундирование, осуществляемое по закону, описываемому формулой (46), называется логарифмическим с характеристикой типа (или -закон компаундирования). Параметр называется коэффициентом сжатия и определяется из соотношения
(47)
Здесь и - максимальное и минимальное значение шага квантования соответственно. Чем больше коэффициент сжатия , тем больше разница между и . Вид характеристики -закона компаундирования для различных значений коэффициента сжатия показан на рис. 5. Выбор коэффициента сжатия зависит от характе ристик входных сигналов. В существующих цифровых системах передачи принимают
= 255.
Для больших значений коэффициента сжатия защищенность от шумов квантования двуполярных сигналов может быть опреде лена по формуле:
(48)
Из последнего выражения следует, что выбор коэффициента сжатия оказывает большое влияние на защищенность от шумов квантования.
Если = 255, то для т = 7 имеем Акв = 32 дБ, а при т = 8 соот ветственно Акв = 38 дБ.
Вернемся к выражению (44). При изменении начальных условий реализацию обеспечивают таким образом. Будем считать, что равенство (44) действительно только на участках от у = 1 до точки х1 (см. рис. 6), в которой касательная к функции у (х) проходит через начало координат (штриховая линия), то на основании (44) и второ го граничного условия получим:
и, следовательно,
Если теперь принять , где е - основание натуральных ло гарифмов, то
Так как эта функция действует только до определенной точки ха рактеристики x1 после которой логарифмическая характеристика переходит в касательную прямую, проходящую через начало коор динат, то
В это точке равны производные обеих функций, т.е.
(50)
Приравняем выражения (49) и (50):
, что возможно, если х1 = 1/А Отсюда
Тогда
(51)
Закон компаундирования, описываемый выражениями (51), назы вается Л-законом. Параметр А, называемый параметром сжатия (компрессии), обычно выбирается равным 87,6. Этот закон компаун дирования нашел широкое применение в европейских странах, в том числе и в России. Входные сигналы, напряжение которых меньше Uмакс /A, подвергаются линейному кодированию, а сигналы, напряжение которых больше имакс/А, подвергаются неравномерному квантованию по логарифмическому закону.
Нелинейное квантование позволяет значительно улучшить за щищенность Акв в области малых сигналов за счет ее некоторого снижения для сигналов с большим уровнем. Выигрыш от компаунди рования прямо пропорционален крутизне характеристики ком прессии (сжатия) и для слабых сигналов может быть определен отношением шага квантования равномерного квантования к шагу квантования неравномерного квантования при Uвx -> 0. Мощность шумов квантования при равномерном квантовании рассчитывается по формуле (8). При неравномерном квантовании для слабых сиг налов она будет определяться наименьшим шагом квантования
Тогда выигрыш в защищенности за счет неравномерного кванто вания
(52)
здесь Wc- мощность полезного сигнала.
Шаг квантования зависит от крутизны характеристики компрес сора (см. рис. 4) и согласно выражению (38), отношение равно dy/dx. При компаундировании по А -закону для сигналов меньших или равных значениям 1/А (выражение 51) производная и для А = 87,6 выигрыш в защищенности от шумов квантования будет равен .
Для сравнения на рис. 7 приведены зависимости Акв защищенно сти от входного уровня сигнала рвх при равномерном (линейном), линия 1, и неравномерном (нелинейном) квантовании, линия 2.
Таким образом, неравномерное квантование для А закона компаундирования позволяет, увеличив защищенность на 24 дБ, умень шить на 24/6 = 4 число разрядов кода, обеспечив требуемую защищенность от шумов квантования для наиболее слабых рече вых сигналов при восьмиразрядном кодировании вместо двенадца тиразрядного при равномерном (линейном) квантовании.
В современных цифровых системах передачи используют циф ровые компаундерные устройства (компрессоры и экспандеры -сжиматели и расширители), которые объединены и взаимодейству ют вместе с кодирующими и декодирующими устройствами. При этом в качестве функции у (х) применяют характеристику гипотети ческого компрессора, которая представляет собой аппроксимацию одного из законов компаундирования ( или А) ломаной линией.
Энергетический спектр шума квантования. Шум квантова ния, образующийся в результате дискретизации и квантования, представляет собой последовательность некоррелированных им пульсов со случайной амплитудой (см. рис. 1, б). Энергетический спектр такой последовательности описывается выражением
(53)
где - длительность импульса; Тд _ период дискретизации; -дисперсия шума квантования. Форма энергетического спектра шума квантования показана на рис. 8.
Из (53) следует, что по мере уменьшения длительности импуль сов отсчетов энергетический спектр шума квантования становит ся все более равномерным и при шум квантования превращается в «белый шум», имеющий постоянный энергетиче ский спектр в широкой полосе частот, значительно превышающей ширину спектра сигнала.
Как отмечалось ранее (см. лекцию 9), демодуляция АИМ сигнала осуществляется фильтром нижних частот (ФНЧ), частота среза которого равна верхней частоте спектра сигнала Рмакс. Поскольку квантованный АИМ сигнал на входе демодулятора можно рассмат ривать как сумму исходного АИМ сигнала и шума квантования, для оценки отношения сигнал-шум квантования (ОСШК) на выходе демодулятора рассмотрим прохождение через ФНЧ неискаженного сигнала и шума.
Мощность низкочастотной составляющей спектра АИМ сигнала в раз меньше мощности исходного сигнала (для mа = 1), а мак симальная частота этого спектра не может превышать половины частоты дискретизации. Мощность шума квантования на выходе демодулятора АИМ сигнала в полосе частот от нуля до половины частоты дискретизации . будет равна
На верхней частоте аргумент
При
Тогда выражение для мощности шумов квантования принимает вид
(54)
Отсюда ОСШК на выходе ФНЧ демодулятора равно
Следовательно, при использовании в демодуляторе АИМ кван тованного сигнала ФНЧ с полосой пропускания, равной половине частоты дискретизации, ОСШК на выходе фильтра равно отноше нию полных мощностей сигнала и шума квантования. Поэтому при расчетах можно считать, что спектр шума квантования сосредото чен в области частот и имеет в пределах этого диапазона равномерную спектральную плотность
(55)
Если сигнал занимает полосу частот меньшую, чем , то целе сообразно граничную частоту ФНЧ демодулятора принять равной верхней частоте сигнала , поскольку такой фильтр подавит часть шума квантования, лежащую в частотном диапазоне от до , а сигнал пропустит полностью.
При неравномерном квантовании можно также считать, что спектр шума квантования является равномерным в полосе частот от 0 до.
Знание спектра шумов квантования особенно важно, когда под лежащий кодированию сигнал является групповым сигналом много канальной системы передачи с частотным разделением каналов. В этом случае шум на выходе канала обуславливается не только квантованием сигнала именно этого канала, но и квантованием группового сигнала; этот процесс создает широкополосный шум, часть которого попадает в канальный фильтр системы передачи с частотным разделением каналов. Если все каналы предназначают ся для использования в одинаковом режиме (скажем, для передачи только телефонных сообщений), то их средние сигналы следует считать также одинаковыми и, следовательно, спектр шума являет ся равномерным.
Квантованный сигнал, в принципе, можно считать кодовым с ос нованием кода, равным числу М разрешенных уровней (уровней квантования), и с числом символов в кодовой группе, равным еди нице. Таким образом, квантованный сигнал является многоуровне вым.
Многоуровневые сигналы весьма неудобны для передачи, так как приемник должен различать все разрешенные уровни. Кроме
того, такие сигналы трудно восстановить (регенерировать), если они подверглись действию помех. Иными словами, многоуровневым сигналам в большей степени свойственны недостатки аналоговых сигналов. Поэтому в цифровых системах передачи обычно исполь зуются коды со сравнительно низким основанием, чаще всего дво ичные. Процесс преобразования многоуровневого сигнала в код с низким основанием называется кодированием. Результатом коди рования является комбинация символов (посылок, цифр), пред ставляющая в соответствующей системе счисления номер разрешенного уровня квантованного сигнала. В цифровых системах передачи широкое применение нашла двоичная система счисления. Запись любого квантованного уровня с М разрешенными уровнями в двоичной системе счисления может быть представлена в виде
(56)
здесь т - число разрядов кода; - разрядная цифра, принимаю щая значения 0 или 1. С помощью m-разрядного двоичного кода можно закодировать число уровней квантования, равного
М = 2 т . (57)
Поскольку выбор числа уровней квантования определяется до пустимой величиной шага квантования, обычно приходится решать обратную задачу: определение минимально необходимого числа разрядов кода, который может быть использован для кодирования при заданном М. Из (57) очевидно, что для двоичного кода имеем
(58)
здесь ent (x) - означает, что берется целая часть числа х.
Например, для кодирования числа 111 необходимое число раз рядов будет равно , а запись числа 111 в соответствии с (66) будет иметь вид
т.е. ему соответствует кодовая комбинация 1101111, что соответст вует значениям разрядных цифр равных . Набор величин можно рассматривать как ряд эталонных сигналов, имеющих вес, определенный номером разряда. Для нашего примера .
Однозначная связь величины эталонного сигнала с номером раз ряда двоичного эквивалента разрешенного квантованного уровня позволяет ограничиться передачей в системе связи только ряда величин аi, составляющих кодовую комбинацию (или кодовую группу).
Множество используемых кодовых комбинаций, связанных еди ным законом построения, называется кодом. Простейшим кодом является код, в основе построения комбинаций которого лежит отношение (56), называется натуральным двоичным кодом. Графи чески коды удобно изображать кодовыми таблицами, или кодовыми растрами, характеризующими форму взаимной связи уровней квантования и соответствующих им кодовых комбинаций, представ ляя их по порядку уровней. На рис. 9, а показан кодовый растр пятиразрядного натурального двоичного кода, с помощью которого можно образовать 32 двоичных числа - кодовые комбинации и, следовательно, передать 32 квантованных уровня; 1 («единицы»или «импульсы») и 0 («нули»или «пробелы») показаны здесь соответст венно черными и белыми квадратиками. Нумерация уровней дана сверху вниз, вверху указан вес разрядов кода.
Перестановка порядка следования кодовых комбинаций на об ратный дает простой обратный код. Например, уровень М = 22 в натуральном коде представляется комбинацией вида 10110 (см. рис. 9, а), обратный код выразится комбинацией вида 01101. Заме на всех импульсов в кодовой комбинации на пробелы (или «еди ниц» на «нули») приводит к инверсному коду. Так, для М = 22 в натуральном коде кодовая комбинация в инверсном коде будет иметь вид 01001.
Другой тип кода, применяемый в цифровых системах передачи, -код Грея (он же рефлексный или зеркальный). Его отличительной особенностью является то, что любые две соседние кодовые груп пы (см. рис. 9, б) отличаются друг от друга лишь в одном разряде. Это свойство используется при построении кодов и позволяет уменьшить ошибки кодирования. К коду Грея применимы понятия обратный или инверсный.
Еще один класс составляют симметричные коды. Для кодирова ния отсчетов, например, речевых - телефонных сигналов, которые принимают более или менее одинаковые абсолютные значения выше и ниже своего нулевого уровня, может оказаться удобным использовать первый разряд для обозначения знака полярности, т.е. положительного или отрицательного, а остальные разряды обозначения абсолютной величины. Если не принимать во внимание
первый (высший) разряд, определяющий полярность квантованного АИМ сигнала, то получающаяся кодовая таблица (кодовый растр) оказывается симметричной относительно своей середины. Ясно (см. рис. 9, б), что код Грея также обладает свойством симметрии.
Перечисленными кодами техника цифровых систем передачи не ограничивается. Предложено большое количество кодов, целесо образность использования которых решается конкретными задача ми кодирования и требованиями к достоверности передаваемой цифровой информации.
Кодовые группы после передачи по линейному тракту декодиру ются на приеме, и по отсчетным значениям восстанавливается исходный сигнал.
В современных ЦСП процессы квантования и кодирования, как правило, совмещены и процесс формирования цифрового сигнала называется аналого-цифровым преобразованием (АЦП), а обрат ный процесс называется цифро-аналоговым преобразованием (ЦАП). Кодеры и декодеры, предназначенные для АЦП и ЦАП, в совокупности называются кодеками.
В цифровых системах передачи с временным разделением ка налов (ВРК) самое широкое применение нашла импульсно-кодовая модуляция (ИКМ). При формировании цифрового сигнала на основе ИКМ-ВРК осуществляются дискретизация и квантование аналого вых первичных сигналов, а затем их кодирование. Структурная схема оконечного оборудования цифровой системы передачи с временным разделением каналов на основе импульсно кодовой модуляции (ЦСП-ИКМ) приведена на рис. 10, а временные диа граммы ее работы на рис. 11.
Первичный сигнал поступает на дифференциальную систему (ДС), предназначенную для разделения трактов передачи и приема. С выхода ДС первичный сигнал поступает на фильтр нижних частот (ФНЧ) тракта передачи, который ограничивает полосу частот пер вичного сигнала с целью выбора оптимального значения частоты дискретизации Fd. Такое ограничение необходимо для того, чтобы при принятой частоте дискретизации обеспечить возможность восстанов ления сигнала без искажений с помощью реального ФНЧ тракта приема. С выхода ФНЧ тракта передачи ограниченный по спектру
сигнал поступает на канальный амплитудно-импульсный модулятор (КАИМ), на другой вход которого от генераторного оборудования передачи (ГО пер) поступают канальные импульсы, частота следо вания которых равна частоте дискретизации. В КАИМ осуществля ется дискретизация непрерывного первичного сигнала, т.е. формирование АИМ-2 сигнала. Длительность импульсов сигнала АИМ-2 должна быть достаточно большой для того, чтобы за время их существования успел закончиться процесс кодирования. Выходы КАИМ всех каналов запараллелены и, следовательно, на их выхо дах формируется групповой АИМ сигнал. Далее этот сигнал посту пает в кодирующее устройство (КОДЕР), где осуществляется квантование по соответствующему закону и затем кодирование в выбранном типе кода. Процесс кодирования управляется периоди ческой последовательностью импульсов, поступающих от ГО пер и следующих с определенной частотой, называемой тактовой /т. На выходе кодера каждому квантованному значению соответствует кодовая комбинация. С выхода кодера уже цифровой сигнал посту пает на формирующее устройство (ФУ), где происходит объедине ний цифрового многоканального сигнала с сигналами управления и взаимодействия автоматических телефонных станций (АТС), поступающих от передатчика сигналов управления и вызова (Пер СУВ) и сигналов синхронизации. Таким образом, на выходе ФУ получается цикл передачи, состоящий из N канальных интервалов
(КИ), включая несколько дополнительных КИ, необходимых для передачи сигналов СУВ, синхросигнала, обеспечивающих синхрон ную работу канальных амплитудно-импульсных модуляторов на передаче и канальных селекторов на приеме, и других вспомога тельных сигналов. Каждый канальный интервал представляет собой m-разрядную кодовую комбинацию, в разрядах Рт, Pm-1.... P1 которой передаются двоичные символы (1 или 0).
Для обеспечения необходимого числа каналов передачи СУВ циклы цифровой системы передачи на основе ИКМ-ВРК объединя ются в сверхциклы. В зависимости от общего числа КИ в цикле и числа разрядов в кодовой комбинации тактовая частота, т.е. часто та следования импульсов ИКМ-сигнала на выходе ФУ, будет равна
. (59)
Сигнал на выходе ФУ представляет собой однополярные двоич ные символы. При передаче по линии такой сигнал будет претерпе вать значительные искажения. Для уменьшения искажений необходимо осуществить перекодирование сигнала для согласова ния спектральных характеристик сигнала с частотными характери стиками направляющей среды - линии. Эту операцию выполняет преобразователь кода передачи (ПК пер), на выходе которого полу чаем линейный цифровой сигнал -ЛЦС.
Линейный цифровой сигнал при прохождении по линии испытыва ет различного вида искажения, подвергается воздействию помех, испытывает затухание. Для устранения всех этих влияний в тракте приема оконечной станции стоит станционный регенератор (Ст. per), восстанавливающий пришедший с линии цифровой сигнал по ам плитуде, форме и временному положению. В преобразователе кода приема (ПКпрм) этот восстановленный сигнал преобразуется в импульсы двоичного кода, аналогичные импульсам на выходе ФУ тракта передачи. В этом же устройстве осуществляется выделение тактовой частоты, управляющей работой генераторного оборудова ния приема (ГО прм). Декодер преобразует групповой ИКМ-сигнал в групповой АИМ-сигнал. Временные канальные селекторы (КС) распределяют этот сигнал по отдельным каналам. Импульсные последовательности от ГО прм поочередно открывают КС каждого канала, обеспечивая выделение отсчетов своего канала из группо вого АИМ - сигнала. С выхода КС канальный АИМ-сигнал поступает на вход фильтра нижних частот (ФНЧ), который из спектра АИМ сигнала выделяет полосу частот исходного первичного сигнала.
Мощность первичного сигнала на выходе ФНЧ незначительна и для доведения ее до номинального значения используется усилитель низкой частоты.
Образование группового сигнала в ЦСП на основе ИКМ-ВРК при ведено на рис. 11.
На рис. 11, а-в представлены первичные сигналы C1(t) - первого, C2(t) - второго и CN(t) - N-го каналов и их дискретные сигналы, взятые через интервал времени (период дискретизации); на рис.11, г представлен групповой АИМ сигнал САим (t) и на рис. 11,6 представлен цифровой ИКМ сигнал Сикм.
Определить необходимую полосу частот для передачи группово го ИКМ сигнала можно следующим образом. Из рис. 11, д следует
(70)
здесь - длительность импульса кодовой комбинации, N - общее число КИ в цикле передачи. Для передачи одиночного импульса длительностью вполне достаточно полосы частот и, с учетом (70), получим
(71)
Полоса частот группового ИКМ сигнала соответствует скорости передачи соответствующего ему цифрового потока, т.е.
(72)
Скорость передачи цифрового потока одного канала
Для систем передачи с ИКМ-ВРК необходимо обеспечить син хронную и синфазную работу канальных амплитудно-импульсных модуляторов и канальных селекторов, кодирующих и декодирующих устройств.
Синхронность реализуется системой тактовой синхронизации, а синфазность - системой цикловой синхронизации.
Синхронизация по тактовой частоте обеспечивает равенство ско ростей обработки сигналов на передаче и приеме и выполняется выделением колебаний тактовой частоты из спектра линейного цифрового сигнала выделителем тактовой частоты (ВТЧ).
Тактовой частотой в системе передачи ИКМ-ВРК является часто та следования импульсов группового цифрового сигнала на выходе ФУ (см. рис. 10). В простейшем случае сигнал на выходе ФУ пред ставляет однополярную случайную последовательность импульсов со скважностью, равной двум. Энергетический спектр такой после довательности при одинаковых вероятностях появления «еди ниц» и «нулей», а также при отсутствии флуктуации длительности и моментов появления импульсов, содержит постоянную состав ляющую G(0), дискретную и непрерывную составляю щие (рис. 12).
Дискретная составляющая представляет собой сумму гармоник тактовой частоты. Составляющая с тактовой частотой может быть выделена из группового ИКМ сигнала узкополосным фильтром, настроенным на эту частоту. В полосу пропускания фильтра в дан ном случае попадает также часть непрерывного спектра которая играет роль помехи и приводит к флуктуациям тактовой частоты. Очевидно, что флуктуации тем меньше, чем меньше поло са пропускания.
Цикловая синхронизация определяет начало цикла передачи. Поскольку структура цикла всегда известна, цикловая синхрониза ция позволяет осуществить разделение каналов. Действие систем цикловой синхронизации основано на использовании избыточности группового ИКМ сигнала, которая специально вводится в групповой сигнал. С этой целью, как показано на рис. 11, д, кроме кодовых групп канальных сигналов в состав цикла вводятся дополнительные кодовые группы или отдельные символы цикловой синхронизации, образующие синхросигнал.
Цикловая синхронизация может быть основана также и на ис пользовании статистических свойств передаваемого ИКМ сигнала (цикловая синхронизация с естественной информационной избы точностью).
В системах передачи с ИКМ-ВРК основное применение нашли устройства цикловой синхронизации с использованием синхросиг нала. Очевидно, что какая бы группа символов ни была выбрана в качестве синхросигнала, всегда существует определенная веро ятность появления такого же сочетания информационных символов в групповом ИКМ сигнале. Если, например, синхросигнал представ ляет семиразрядную кодовую комбинацию, то при равной вероятно сти появления в цифровом сигнале символов «1» и «О» вероятность появления ложной синхрогруппы рл = (0,5)7 = 0,0078125. Эта веро ятность довольно велика. Поэтому структура синхросигнала является недостаточным признаком, и для осуществления надежной цикловой синхронизации необходимо дополнительно использовать еще одно важное свойство синхросигнала, а именно его периодич ность. Периодичность истинного синхросигнала определяется тем, что он появляется всегда на одних и тех же позициях в пределах цикла передачи, а ложные синхрогруппы занимают случайное по ложение. Контролируя периодичность появления синхрогрупп, можно определить, являются ли они истинными или ложными. Вероятность ошибки при этом оказывается тем меньше, чем боль шее число циклов используется в процессе принятия решения.
Частота следования циклов всегда кратна тактовой частоте. По этому генераторное оборудование может автономно выработать сигнал цикловой синхронизации путем деления тактовой частоты на число, равное числу передаваемых в пределах цикла кодовых групп. Например, в системе типа ИКМ-30, где цикл состоит из 30 кодовых групп каналов, одной кодовой группы, предназначенной для передачи сигналов СУВ, и одной синхрогруппы, частота следования циклов может быть получена делением тактовой частоты на 32. Однако фаза синхроимпульсов, вырабатываемых автономно генераторным обору дованием, может быть произвольной, и задача системы цикловой синхронизации состоит в том, чтобы осуществить их фазирование с сигналами цикловой синхронизации, приходящих с линии.
Совокупность устройств, формирующих кодовую комбинацию синхросигнала, обеспечивающих ее ввод в групповой ИКМ сигнал на передаче и выделение ее из группового ИКМ сигнала на приеме, образуют систему цикловой синхронизации (ЦС).
Система ЦС содержит передатчик и приемник синхросигнала, (рис. 13), где приняты следующие обозначения:
ГОпер и ГОпр - генераторное оборудование передающей и прием ной станций соответственно; ФУ - формирующее устройство (см. рис. 10); ВТЧ - выделитель тактовой частоты, необходимый для обеспечения тактовой синхронизации; СС - синхросигнал; РУ -решающее устройство.
Система цикловой синхронизации работает следующим образом. Передатчик с помощью регистра сдвига и логического устройства преобразует периодическую последовательность импульсов, посту пающих от ГОпер в кодовую комбинацию, соответствующую сигналу цикловой синхронизации, далее синхросигнал (СС) поступает на ФУ тракта передачи оконечной станции и вводится в групповой ИКМ сигнал. На приемной станции входной сигнал поступает на опознаватель СС приемника синхросигнала, предназначенным для опре деления кодовой комбинации, соответствующей СС. Опознаватель представляет регистр сдвига, к выходам которого непосредственно или через инверторы подключена схема совпадения. Если структу ра входной комбинации совпадает с СС, то на выходе опознавателя появляется импульс. Этот импульс подается на один из входов анализатора; на другой его вход подается сигнал, вырабатываемый ГОпр. Если система находится в состоянии циклового синхронизма, то сигналы на входах анализатора совпадают во времени. При отсутствии синхронизма сигналы от опознавателя и ГОпр во време ни не совпадают. Выход анализатора подключен к решающему устройств (РУ). Если в течение определенного числа циклов rвх анализатор регистрирует совпадение во времени сигналов на его входах, то РУ принимает решение о наличии в системе синхрониз ма и никаких изменений в работе ГОпр не производит. Величина rвх называется коэффициентом накопления по входу в синхронизм и обычно он равен 3...4. При несовпадении импульсов на входах анализатора на вход РУ подается сигнал об отсутствии синхрониз ма. Если в течение определенного числа циклов гвых, называемого коэффициентом накопления по выходу из синхронизма и обычно равным 4...6, синхронизм отсутствует, то РУ отмечает отсутствие синхронизма и формирует сигнал ошибки, вызывающей задержку (торможение) импульсов цикловой синхронизации, вырабатывае мых ГОпр, на один период тактовой частоты. Цикл (оказывается увеличенным на время Тт - период тактовой частоты, а расстояние между импульсами от ГОпр и синхрогруппой на один такт уменьша ется. Если и при этом они не совпадут, то РУ вновь вырабатывает сигнал ошибки, импульс от ГОпр сдвигается еще на один такт и т. д. Этот процесс будет повторяться до тех пор, пока импульсы цикло вой синхронизации и импульсы Г0пр не совпадут, после чего анали затор определит наличие синхронизма. Отметим, что РУ принимает решение о наличии или отсутствии синхронизма не на основании единичного испытания, а только при нескольких последовательных повторениях какого-либо события. Так обеспечивается необходи мая защита от ложных синхрогрупп и действия помех.
При появлении в пределах одного цикла ложной синхрогруппы РУ не примет решения о необходимости «торможения» импульсов цик ловой синхронизации, а вероятность появления ложных синхрогрупп на одних тех же позициях в течение rвх циклов пренебрежимо мала. С другой стороны, одиночные искажения синхрогрупп помехами не
могут вывести систему из состояния синхронизма, вероятность пора жения помехами rвых синхрогрупп подряд также крайне мала.
Сигнал тактовой синхронизации формируется в выделителе тактовой частоты (ВТЧ).
К системам цикловой синхронизации предъявляются следующие основные требования:
время вхождения в синхронизм при первоначальном включении аппаратуры в работу и время восстановления синхронизма после нарушения связи должно быть минимальным;
состояние синхронизма при работе оборудования ЦСП должно поддерживаться непрерывно и автоматически;
объем синхрогруппы в цикле передачи при заданном времени восстановления синхронизма должен быть минимальным;
приемник синхросигнала должен быть помехоустойчивым и среднее время между сбоями синхронизма должно быть по воз можности большим.
Выполнение указанных выше требований должно сочетаться с простотой технической реализации, экономичностью и надежностью оборудования систем передачи.
Цифровой сигнал, проходя по линии связи, ослабляется, иска жается и подвергается воздействию различных помех, что приводит к изменению формы и длительности импульсов, уменьшению их амплитуды и случайным временным сдвигам. Поэтому для восста новления параметров цифрового сигнала в линейном тракте СП
с ИКМ через определенные расстояния устанавливаются регене раторы, т.е. устройства, полностью восстанавливающие парамет ры линейного цифрового сигнала.
В процессе регенерации (восстановления) цифрового сигнала выполняются следующие основные операции:
усиление восстанавливаемых импульсов, так как при прохожде нии по линии связи они испытали затухание;
коррекция формы импульсов, так как при прохождении цифрово го сигнала по линии связи из-за не идеальности амплитудно-частотных и фазочастотных характеристик форма импульсов ли нейного сигнала искажается;
сравнение усиленных и откорректированных импульсов с поро говым значением для определения наличия или отсутствия сигнала на фоне помех;
стробирование импульсов, в результате которого создаются та кие условия, при которых импульсы цифрового сигнала на выходе регенератора формируются в строго определенные моменты;
формирование новых импульсов с заданными параметрами и в определенные моменты времени.
Структурная схема регенератора и временные диаграммы, пояс няющие его работу, приведены на рис. 14 и 15 соответственно, где приняты следующие обозначения:
ВУ - входное устройство, предназначенное для согласования входного сопротивления линии с входным сопротивлением регене ратора; КУ - корректирующий усилитель, предназначенный для компенсации затухания регенерационного участка и коррекции амплитудно-частотных искажений, вносимых линией, и тем самым коррекции формы импульсов для полного или частичного устране ния влияния одних импульсов на другие; ПУ - пороговое устройст во, предназначенное для определения превышения сигнала над помехами; если амплитуда импульса больше Unop, то на выходе порогового устройства появляется импульс, если же амплитуда импульса меньше Unop , то на выходе порогового устройства импульс не появляется; импульсы с выхода ПУ подаются на решающее устройство (РУ); ВТЧ - выделитель тактовой частоты, предназна ченный для формирования коротких стробирующих импульсов; стробирующие импульсы фазируются относительно входных сим волов таким образом, что в середине тактовых интервалов, где амплитуда входных импульсов максимальна; стробирующие им пульсы подаются на второй вход решающего устройства; РУ -
решающее устройство, необходимое для опробывания (стробирования) в каждом такте поступающих символов; если в момент при хода на РУ стробирующего импульса с выхода ВТЧ поступает импульс с выхода ПУ, то на выходе РУ появляется импульс, т.е. фиксируется «1» информационного сигнала; если же в момент поступления стробирующих импульсов с выхода ВТЧ на вход РУ импульс не поступает, то на выходе РУ импульс не появляется, т.е. фиксируется «О» информационного сигнала; ФВИ - формирователь выходных импульсов, т.е. формирование их амплитуды, длительно сти и взаимного временного соотношения между символами линей ного цифрового сигнала, следующих с тактовой частотой; Вых. ус-во выходное устройство, предназначенное для согласованного под ключения регенератора к линии связи.
Линейный цифровой сигнал (см. рис. 15, а) с выхода тракта пе редачи оконечного оконечной станции или предыдущего регенера тора поступает в линию. При своем прохождении по линии сигнал испытывает затухание, искажения и воздействие помех. Сигнал на входе корректирующего усилителя регенератора или регенератора тракта приема оконечной станции имеет вид, показанный на рис. 15, б. Отметим, что регенераторы тракта приема оконечных станций называются станционными регенераторами, а регенераторы, устанавливаемы по линии связи, называются линейными регене раторами. Сигналы на выходе корректирующего усилителя показа ны на рис. 15, в. Если на входе порогового устройства (ПУ) сигнал превышает пороговое значение Unop, то на выходе ПУ появляется сигнал, условно показанный на рис. 15, г. С выхода ПУ сигналы поступают на один из входов решающего устройства (РУ), на другой вход которого поступают стробирующие импульсы с выхода выде лителя тактовой частоты (ВТЧ). При совпадении символов «1» на входе РУ со стробирующими импульсами на выходе РУ появляются символы, соответствующие «1» (см. рис. 15, е). Эти символы посту пают на вход формирователя выходных импульсов (ФВИ), где восстанавливаются первоначальные амплитуда и длительность импульсов линейного цифрового сигнала (см. рис. 15, ж).
Синхронизация работы ФВИ от ВТЧ обеспечивает устранение флуктуации временного положения импульсов, возникающих в процессе их передачи. Эти флуктуации называются фазовыми дрожаниями.
Из описания принципа действия регенератора цифровых систем передачи, можно выделить основные особенности его технической реализации, которые обеспечивают минимум ошибок в работе:
частотная характеристика усиления) корректирующего усилителя должна соответствовать частотной характеристике затухания регенерационного участка;
на выходе усилителя должно быть обеспечено максимальное отношение сигнал/шум;
оптимальный выбор значения порогового напряжения Unop;
кратковременность стробирования, осуществляемого в момент достижения импульсом на входе порогового устройства наибольше го значения. Таким образом, помехи, амплитуда которых не превы сит l/пор, не вызовут ошибочного решения РУ, и помехи, превышающие Unop, но не совпадающие с моментами стробирова ния, также не приведут к ошибкам.
Основным показателем качества работы регенератора является вероятность ошибки рош. Ошибка в решении происходит тогда, когда напряжение шума превосходит значение порогового напряже ния на входе ПУ и для случая белого гауссовского шума вероят ность ошибки равна
где ипор - пороговое напряжение; - мощность шума на входе ПУ. Мерой помехоустойчивости регенератора является отношение сигнал/шум на входе порогового устройства или защищенность
Здесь Um - максимальное значение амплитуды импульса на входе порогового устройства.
Непосредственное определение вероятности ошибок основано на измерении коэффициента ошибок (КО), который определяется частотой их появления и служит оценкой вероятности ошибок.
Коэффициент ошибок определяется отношением числа элемен тов цифрового сигнала, принятых с ошибками к общему числу элементов, принятых в течение времени измерений:
где - число ошибочно принятых элементов (символов); N -общее число принятых элементов; B - скорость передачи; Т - вре мя измерения.
Цифровые сигналы передаются по разным линиям связи - ка бельным (электрическим и волоконно-оптическим), радиорелейным и спутниковым. В зависимости от используемой среды распростра нения сигналам в линии придают различный вид, при котором па раметры сигнала в наибольшей степени согласованы с параметрами линии связи. Эта операция называется линейным кодирова нием, при котором символы «1» и «О» информационного сигнала заменяются цифровым сигналом, характеристики которого в боль шей степени соответствуют параметрам линии. Полученный в результате линейного кодирования цифровой сигнал называется линейным кодом.
К линейным кодам предъявляются следующие требования:
однозначность декодирования, т.е. из линейного цифрового сиг нала должна однозначно формироваться исходная последователь ность двоичных символов;
в энергетическом спектре линейного цифрового сигнала должны быть ослаблены низкочастотные и высокочастотные составляющие;
в линейном цифровом сигнале должна быть обеспечена высокая плотность импульсов, т.е. число импульсов, определяющих такто вые интервалы, должно быть существенно больше числа пробелов («нулей»).
В зависимости от используемой среды распространения приме няют различные линейные коды. В радиорелейных и спутниковых линиях, например, используют различные виды фазовой или час тотной манипуляции. В линиях связи электрических кабелей рас пространена передача цифровых сигналов импульсами постоянного тока. При этом сигналы в линии могут быть двухуровневыми и многоуровневыми, из последних чаще всего применяются трех уровневые сигналы.. Двухуровневые сигналы могут принимать в процессе кодирования значения напряжения «+» или «-», трех уровневые сигналы принимают значения «+», «-» и «О» (пробел). Линейные коды цифровых волоконно-оптических систем передачи представляют двухуровневые сигналы, принимающие в процессе кодирования значения «+» или «О» (пробел).
В ряде случаев для исключения из цифрового сигнала длинных последовательностей одинаковых символов, а также периодически повторяющихся пачек символов исходный двоичный сигнал перед линейным кодированием подвергается дополнительному перекоди рованию, при котором ему придаются свойства случайного потока. Операция, совершаемая при этом, называется скремблированием сигнала и состоит в суммировании по «модулю 2» с исходным сигналом псевдослучайных последовательностей (ПСП), содер жащих определенное (равное 2n-1, где n - целое) число символов. Эти последовательности, будучи в действительности детерминиро ванными, удовлетворяют трем критериям случайности:
1) в каждом периоде последовательности число символов «1» отличается от числа символов «О» не более, чем на единицу;
2) в течение периода последовательности половина серий еди ниц и нулей имеет длину 1, одна четверть - 2, одна восьмая - 3 и т. д. до тех пор, пока это продолжение имеет смысл. Серией называется последовательность одинаковых цифр;
3) если последовательность посимвольно сравнить с любым ее циклическим сдвигом в течение периода последовательности, то можно отметить, что число совпадений отличается от числа несов падений не более, чем на единицу, а при сложении «по модулю 2» этой последовательности с ее циклическим сдвигом образуется новая циклическая перестановка исходной последовательности.
Например, при n = 4 псевдослучайная последовательность, удовлетворяющая указанным требованиям, имеет вид 000100110101111. Число символов в этой последовательности равно 15. Число единиц в ней равно 8, число нулей - 7, что удовле творяет первому критерию. Второй критерий также удовлетворяет ся, так как в этой последовательности имеется восемь различных серий, в том числе четыре серии единиц и четыре серии нулей. Из них две серии единиц и две серии нулей (4 из 8) имеют длину 1, по одной серии единиц и нулей имеют длину 2 (2 из 8) и одна серия из восьми содержит три нуля. Сдвинув последовательность на любое число символов и сравнив ее с исходной, можно убедиться в спра ведливости критерия 3. Так, при сдвиге на три элемента
000100110101111
111000100110101
видим, что в этих строках символы совпадают 7 раз и не совпадают 8 раз. Сложение «по модулю 2», приводит к образованию последо вательности 111100010011010, которая является циклической перестановкой исходной последовательности. Псевдослучайные последовательности, удовлетворяющие указанным трем критериям, называются последовательностями максимальной длины и форми руются с помощью регистров сдвига с обратными связями. Отме тим, что обычно выбирают n > 10, что соответствует длине ПСП более 1023 символов.
Сигнал, образованный суммированием входного двоичного пото ка и периодически повторяемых последовательностей максималь ной длины, сохраняет свойства псевдослучайного сигнала и называется скремблированым. Вероятности появления символов
«0»и «1» в нем одинаковы, поэтому вероятность образования серии из k нулей подряд равна р = 0,5k. При k = 20 р20 = 10'6. Такой сигнал обладает достаточно хорошими свойствами для выделения из него сигналов синхронизации.
При декодировании линейного скремблированного сигнала проис ходит вычитание ПСП-составляющей из суммарного цифрового сигнала и восстановление за счет этого исходного цифрового потока.
В системах передачи на основе классической ИКМ с ВРК каждый отсчет (дискрет) входного квантованного сигнала кодируется неза висимо от всех остальных, т.е. кодируются произвольные случай ные сигналы. Анализ речевых сигналов показывает, однако, что при переходе от одного дискрета к другому проявляется значительная избыточность. Степень корреляции между соседними дискретами довольно значительная (коэффициент корреляции не менее 0,85). Следовательно, избыточность при классической ИКМ указывает на возможность значительной экономии полосы передаваемых частот за счет более эффективных методов кодирования.
Кроме корреляции между соседними дискретами речевого сиг нала для уменьшения скорости передачи кодированного сигнала можно использовать и другие виды избыточности: неравномерное распределение амплитуд, корреляция, связанная с периодичностью в сигнале, корреляция между периодами основного тона; избыточ ность, связанная с не активностью речи, неравномерностью усред ненного спектра речи и кратковременностью спектра речи.
Уменьшение полосы частот, необходимой для передачи цифро вого сигнала классической импульсно-кодовой модуляции (ИКМ), возможно только с уменьшением разрядности кодовой комбинации. Этот путь приводит к увеличению шага квантования и, следова тельно, к снижению защищенности сигналов от шумов квантования. Этот недостаток можно значительно ослабить, если воспользовать ся корреляционными связями между соседними отсчетами речевых сигналов, сигналов вещания и телевидения, и квантованию и деко дированию подвергать не абсолютную величину отсчета, а раз ность между предыдущим и последующим отсчетами исходного сигнала. Системы передачи, где кодированию подвергаются разно сти отсчетов, называются цифровыми разностными системами.
Поскольку диапазон разностей между отсчетами меньше самих отсчетов, то для кодирования величины разности требуется меньше разрядов при той же частоте дискретизации, что и в классической ИКМ. Такое формирование цифрового сигнала приводит к умень шению полосы частот, необходимой для его передачи.
Способ формирования цифрового сигнала, при котором кванто ванию и кодированию подвергается сигнал разности между двумя соседними отсчетами, называется дифференциальной импульсно-кодовой модуляцией -ДИКМ.
Совокупность устройств, формирующих цифровой сигнал на ос нове ДИКМ, называется ДИКМ-тодером, а устройства, которые выполняют обратные преобразования, называются ДИКМ-декодером. ДИКМ -кодер и ДИКМ -декодер образуют ДИКМ -кодек.
Простейшим способом получения разности соседних отсчетов для ДИКМ-кодера является запоминание предыдущего входного отсчета непосредственно в аналоговой памяти и использование аналогового вычитающего устройства для получения разности, которая затем квантуется и кодируется для передачи. На приемном
конце принятая цифровая последовательность сначала декодиру ется, в результате чего сначала восстанавливается последователь ность квантованных приращений сигнала в моменты отсчетов, а затем путем последовательного суммирования с помощью инте гратора они преобразуются в последовательность квантованных отсчетов сигнала и далее в исходный аналоговый сигнал.
Структурная схема такой реализации ДИКМ-кодека показана на рис. 1. Здесь приняты следующие обозначения: ФНЧ - фильтр нижних частот, предназначенный для ограничения полосы частот первичного (информационного) сигнала и формирования сигнала C(t); ЭЗ - элемент задержки сигнала С (t) на время Т, равное пе риоду дискретизации Тд; на выходе ЭЗ формируется сигнал вида C(t - Тд); ДУ - дифференциальный усилитель, выполняющий роль вычитающего устройства, на выходе которого получается разност ный сигнал вида C(t) - C(t - Тд); Дискр - дискретизатор, осуществ ляющий дискретизацию разностного сигнала на выходе ДУ с частотой fA, на выходе которого получается сигнал r(пТд); Кодер -кодирующие устройство, формирующее ДИКМ цифровой сигнал; Декодер - декодирующее устройство, преобразующее принятый цифровой ДИКМ сигнал в отсчеты разностного сигнала; Интг -интегратор, преобразующий сигнал r(пТд) на выходе декодера в ступенчатый сигнал, который с помощью ФНЧ приема преобразует ся в сигнал вида C'(t), отличающийся от сигнала С (t) наличием шумов квантования и присущих ДИКМ искажений.
На рис. 2 приведена схема кодека ДИКМ, содержащая в пере дающей части цепь обратной связи, включающей в себя декодер и интегратор.
Схема кодека (см. рис, 2), является более сложной по сравнению со схемой (см. рис. 1), так как предыдущая входная величина вос станавливается с помощью цепи обратной связи, в которой накапливаются кодированные разности значений отсчетов. По существу сигнал в цепи обратной связи представляет оценку входного сигна ла, которая получается путем интегрирования кодированных разно стей отсчетов.
Преимущество реализации кодека ДИКМ с цепью обратной связи состоит в том, что при этом шумы квантования не накапливаются неограниченно. Если сигнал в цепи обратной связи отклоняется от входного в результате накопления шумов квантования, то при сле дующей операции кодирования разностного сигнала это отклонение автоматически компенсируется. В системе без обратной связи выходной сигнал, формируемый декодером на противоположном конце линии, может неограниченно накапливать шумы квантования.
Временные диаграммы, поясняющие принцип работы декодека ДИКМ, приведены на рис. 3.
В начальный момент t1 сигнал на выходе интегратора отсутству ет, а сигнал на выходе дифференциального усилителя (ДУ) соот ветствует непрерывному сигналу. Дискретный отсчет с амплитудой d квантуется и кодируется в кодере и затем через декодер посту пает на интегратор (Интг), который запоминает его амплитуду до момента t2 (т.е. на время равное периоду дискретизации Тд). В момент t2 сигнал на не инвертирующем входе ДУ (+) равен анало говому сигналу С2, а на инвертирующем входе (-) – С1 . На выходе ДУ получаем разностный сигнал . После квантования и кодирования этой разности в линию поступает кодовая комбинация, соответствующая разности двух соседних отсчетов. По цепи обрат ной связи через декодер амплитуда отсчета С2 поступает на инте гратор и запоминается им до момента t3. В этот момент опять происходит определение разности , ее квантование, кодирование и т. д. Когда сигнал на выходе интегратора (в момент t4) больше аналогового сигнала, разность на выходе ДУ будет отрицательной. После квантования, кодирования и декодирования на выходе инте гратора получится отрицательный скачок сигнала на величину этой разности.
Как видно из рис. 3, амплитуда разностей отсчетов меньше са мих отсчетов, поэтому при одинаковом шаге квантования число разрядов в кодовой комбинации при ДИКМ меньше, чем при обыч ной ИКМ.
Эффективность ДИКМ можно проиллюстрировать следующим приме ром. Пусть преобразованию на основе ДИКМ подвергается синусоидальный сигнал с частотой 800 Гц и амплитудой Uc
.
Амплитуду разностного сигнала можно получить путем дифференциро вания c(t) и деления ее на временной интервал между отсчетами (здесь Гц - частота дискретизации)
Экономию числа разрядов можно определить по формуле
Iog2 (1/0,628) = 0,67 разряда.
Рассмотренный пример позволяет сделать вывод, что при одина ковом качестве в системе передачи на основе ДИКМ можно исполь зовать на 2/3 разряда меньше, чем в системе с обычной ИКМ.
Кодеры и декодеры ДИКМ могут быть выполнены множеством способов в зависимости от разделения функций обработки сигнала между аналоговыми и цифровыми цепями. В одном крайнем случае функции дифференцирования (формирования разностного сигнала) и интегрирования могут быть реализованы посредством аналоговых цепей, в то время как в другом крайнем случае вся обработка сиг налов может быть выполнена цифровым способом, а на вход по ступают отсчеты в форме обычного ИКМ сигнала.
В системах ДИКМ с аналоговым дифференцированием и интег рированием аналого-цифровому преобразованию подвергается разностный сигнал, а цифро-аналоговому в цепи обратной связи -непосредственно кодовая комбинация разностного сигнала, имею щая ограниченный диапазон. Для интегрирования используются аналоговые суммирующие и запоминающие устройства.
Находят применение системы с ДИКМ, где интегрирование вы полняется в цифровой форме. Кодовая комбинация разностного сигнала вместо непосредственного преобразования снова в анало говую форму в цепи обратной связи подвергается суммированию и накапливается в регистре для получения цифрового представле ния предыдущего входного отсчета. Затем для получения из цепи обратной связи аналогового сигнала, применяемого для вычитания, используется цифро-аналоговый преобразователь на полный дина мический диапазон сигнала.
В связи с достижениями в технологии интегральных микросхем с большой степенью интеграции (БИС) все большее применение находят системы ДИКМ, где вся обработка сигнала выполняется при помощи цифровых логических схем. Аналого-цифровой преобразователь формирует кодовые комбинации, соответствующие отсчетам с полным амплитудным диапазоном (как в обычной ИКМ), которые затем сравниваются с кодовыми комбинациями предыду щего отсчета, полученными цифровым способом. Отметим, что в этом случае аналого-цифровой преобразователь должен форми ровать кодовые комбинации во всем динамическом диапазоне входных сигналов, в то время как в предыдущих случаях обрабаты ваются только разностные сигналы.
Декодеры во всех трех рассмотренных вариантах реализуются точно так же, как цепи обратной связи соответствующих кодеров. Это связано с тем, что в цепи обратной связи формируется аппрок симация входного сигнала (задержанного на один период дискрети зации). Если в тракте передачи ДИКМ сигнала не происходит ошибки, то сигнал на выходе декодера (перед фильтрацией) иден тичен сигналу в цепи обратной связи. Таким образом, чем точнее сигнал в цепи обратной связи повторяет входной сигнал, тем точнее сигнал на выходе декодера повторяет входной сигнал.
С более общей точки зрения ДИКМ -кодер представляет собой особого рода линейный предсказатель, когда значения сигнала формируются как взвешен ная сумма предшествующих отсчетов сигнала
(1)
где - предсказанное значение сигнала в момент времени t, свх (t - iT) - отсчет сигнала в момент t - iТ, предшествовавший мо менту t на i тактовых интервалов; , - коэффициенты предсказания, показывающие, с каким весом учитываются отсчеты сигналов.
Сигнал в цепи обратной связи кодера ДИКМ представляет пред сказание первого порядка значения следующего отсчета, а раз ность между значениями отсчетов является ошибкой предсказания. В случае предсказания по одному отсчету
(2)
Разностный сигнал
(3)
Дисперсия разностного сигнала
, (4)
где R (Т) - значение нормированной функции корреляции сигнала, характеризующей статистическую связь между его значениями, сдвинутыми на интервал дискретизации Т; дисперсия сигнала. Система передачи на основе ДИКМ тем эффективнее, чем мень ше значения разностного сигнала. Определим то значение коэффициента предсказания , при котором дисперсия мини мальна. Взяв производную , определяем, что .
В этом случае
(5)
При любом отличном от нуля значения Я (Т) имеет место нера венство вида .
Разновидностью разностных методов передачи является ДИКМ, при которой коэффициент предсказания . Физически это озна чает, что в качестве предсказанного значения сигнала в i-й тактовый момент принимается отсчет сигнала в предыдущий (I - 1)-й момент. В этом случае дисперсия разностного сигнала
(6)
Дисперсия .
Оценим отношение сигнал-шум в разностных системах, считая, что основным источником ошибки является шум квантования. Это справедливо в тех случаях, когда отсутствует перегрузка по крутиз не, т.е. когда наибольшая крутизна сигнала s меньше предельно достижимой крутизны его копии snpeд которая равна
где | Ср |макс - максимальное значение разностного сигнала, связан ное с соотношением: , здесь kp - пик - фактор раз ностного сигнала; - шаг квантования и N - общее число шагов квантования для максимального значения разностного сигнала.
В случае оптимального предсказания для ИКМ отношение сиг нал-шум будет равно
(7)
здесь - мощность сигнала и - мощность шумов квантования и для ДИКМ
(8)
Отношение оказывается тем выше, чем больше корре ляция между отсчетами сигнала. Сравнение разностных систем и ИКМ показывает, что при равенстве частот дискретизации и значе ний пик-фактора показывает, что
здесь - отношение сигнал-шум квантования для обычной ИКМ. При отсутствии корреляции между отсчетами сигнала система с оптимальным предсказанием не имеет преимуществ перед ИКМ, а ДИКМ обеспечивает меньшее отношение сигнал-шум в 2 раза худшее, чем при ИКМ. При R(T) = 0,5 отношения сигнал-шум при ИКМ и ДИКМ равны. При Р(Т)> 0,5 ДИКМ имеет преимущество перед ИКМ.
Следовательно, разностная система с оптимальным предсказа нием оказывается более эффективной, чем ДИКМ. Однако для реализации оптимального предсказания необходимо знать корре ляционную функцию сигнала. Кроме того, предсказатель, построен ный в расчете на передачу сигнала одного вида, окажется неэффективным для передачи других сигналов. При ДИКМ не ис пользуются никакие априорные сведения о сигнале, и перестройка предсказателя при передаче различных сигналов не требуется.
Теперь выясним, при передаче каких сигналов разностные сис темы имеют преимущества перед ИКМ и какой получается при этом выигрыш при переходе от ИКМ к разностным методам. Для ответа на эти вопросы необходимо знать корреляционные функции коди руемых сигналов. Допустим, что передаваемый сигнал имеет рав номерный спектр в пределах от 0 до Такому спектру соответствует нормированная корреляционная функция вида
При частоте дискретизации корреляционная функция и применение разностных методов для кодирования таких сигналов нецелесообразно. Величина (т)>0 характерна для сигна лов, энергетический спектр которых имеет подъем в области низких частот. Для речевого сигнала приближенно описывается фор мулой
(10)
Для телефонного сигнала при частоте дискретизации f д = 8 кГц согласно (10) получаем R(T) = 0,8. Подставив это значение в (9),находим, что выигрыш в отношении сигнал-шум по сравнению с ИКМ при использовании оптимального предсказания составляет примерно 3 раза (менее 5 дБ) и при ДИКМ 2,5 раза или около 4 дБ, что соответствует экономии 0,67 разряда (рассмотренного ранее примера). Такой выигрыш вряд ли окупает усложнение аппаратуры при передаче телефонных сигналов.
При передаче сигналов звукового вещания, имеющих ту же кор реляционную функцию, f д = 32 кГц. Аналогичные расчеты показы вают, что в этом случае выигрыш от применения разностных методов составляет более 15 дБ. Это позволяет уменьшить число разрядов в кодовой комбинации на два-три.
Еще больше оказывается выигрыш при передаче видеосигналов, основная энергия которых сосредоточена в области нижних частот. Доказано, что применение ДИКМ для передачи телевизионных сигналов позволяет с учетом особенностей восприятия видеосигна лов уменьшить число разрядов в кодовой комбинации с семи-девяти до четырех-пяти.
Наибольшим искажениям квантования при ДИКМ подвергаются разностные сигналы малой величины. Для уменьшения этих иска жений можно применить неравномерное квантование, при котором шаг квантования возрастает по мере увеличения значения разност ного сигнала. Такой метод разностного кодирования называется адаптивной дифференциальной импупьсно-кодовой модуляцией (АДИКМ), поскольку при этом происходит адаптация величины шага квантования к параметрам кодируемого сигнала.
Дельта-модуляция (ДМ) представляет один из методов кодиро вания разностного сигнала, при котором в линию передается ин формация лишь о знаке приращения разности соседних отсчетов (предельный случай ДИКМ).
При ДМ так же, как и при обычной ИКМ, непрерывный сигнал подвергается дискретизации и квантованию, в результате чего непрерывная функция c(t) заменяется ступенчатой (кусочно-постоянной) функцией G (Т) (см. рис. 4, а).
Однако при ДМ, в отличие от классической ИКМ, при каждом ша ге дискретизации допускается приращение ступенчатой функции G (t), равное величине только одного шага квантования . В линию передаются сведения о знаке приращения непрерывного сигнала c(t) в дискретные моменты времени kT. Алгоритм формирования линейного сигнала имеет вид
, (11)
здесь sign означает знак разности.
Таким образом, сигнал f (t) при ДМ оказывается кодированным по двоичной системе и представляет собой последовательность двухполярных импульсов (рис. 4, б). Из формулы (11) и рис. 4 ясно, что ступенчатый сигнал G (t) можно получить интегрированием линейного сигнала f (t), т.е.
(12)
Следовательно, операция декодирования в приемнике системы передачи сводится к интегрированию линейного сигнала f (t).
Как и в системах с ИКМ или ДИКМ, при ДМ возникают шумы квантования (рис. 4, в)
. (13)
Упрощенная структурная схема цифрового канала на основе ДМ приведена на рис. 5.
Первичный сигнал C(t) ограничивается с помощью фильтра ниж них частот (ФНЧ) по частоте и формируется сигнал c(t) с граничной частотой . Сигнал c(t) поступает на один из входов вычитающего устройства (ВУ), на другой вход которого поступает ступенчатый сигнал G(t), формируемый интегратором. На выходе ВУ получается разностный сигнал или сигнал ошибки . Сигнал ошибки поступает на кодер, на другой вход которого поступает периодическая после довательность тактовых импульсов с частотой дискретизации = 1/T. Кодер формирует положительный импульс, если в момент поступления тактового импульса < 0, и отрицательный - при > 0. Последовательность двухполярных импульсов f(t) направ ляется в линию и одновременно подается на интегратор, форми рующий ступенчатый сигнал G(t). С выхода интегратора сигнал подводится к ВУ, на другой вход которого поступает сигнал c(t) и которое осуществляет операцию (13).
Функции декодирующего устройства в приемнике выполняет ин тегратор (аналогичный интегратору в схеме передатчика), на выхо де которого получается ступенчатый сигнал G(t). После его сглаживания фильтром нижних частот (ФНЧ) формируется сигнал c’(t), достаточно близкий к сигналу c(t). Совокупность устройств, формирующих сигнал , называется дельта - кодером, совокуп ность устройств, выполняющих преобразование сигнала в сигнал c’(t), называется дельта - декодером, а в целом эти устройства образуют дельта-кодек.
Ранее отмечалось, что при ДМ приращение аппроксимирующей ступенчатой функции G(t) в моменты tk = kT равно шагу квантования 8. В связи с этим, на участках передаваемого сигнала c(t) с крутизной большей, чем максимально возможная средняя крутизна монотонно возрастающей (или убывающей) функции G(t), шум квантования резко возрастает. Это явление называется перегрузкой кодера (кодирующего устройства). На рис. 4, в перегрузка показана на участке Тпер. Чтобы при ДМ отсутствовали перегрузки, приращение функции с(t) за время тактовых интервалов Т не должны превы шать шага квантования. Это условие можно записать в виде
(14)
С другой стороны, чтобы шум квантования был достаточно мал, необходимо задать минимально допустимое число М ступеней шкалы квантования по уровню; следовательно
(15)
Беря в формуле (14) знак равенства, получим из (15)
(16)
где . Из формулы (16) следует выражение для частоты дискретизации при ДМ
(17)
Расчеты показывают, что для передачи телефонных сообщений с достаточно высоким качеством при ДМ требуется в 2...3 раза более широкая полоса частот, чем при ИКМ. Это существенный недостаток ДМ.
Основное достоинство ДМ - простота аппаратуры кодирования и декодирования.
Системы передачи на основе ДМ это системы с линейным пред сказанием. Одиночный интегратор в схеме (см. рис. 5) является простейшим видом предсказателя. Чем точнее предсказатель формирует копию сигнала [приближает функцию G(t) к сигналу с(t)], тем меньше их различие и, следовательно, меньше шумы кванто вания. Один из возможных способов совершенствования предска зания состоит в использовании в качестве предсказателя в схеме дельта - кодера двойного интегратора. Переход к двойному инте гратору в схеме дельта - кодека повышает отношение сигнал-шум квантования на 6... 10 дБ для всех видов сигналов.
Дельта-модуляция с предсказателем на основе двойного инте гратора называется дельта -модуляцией с двойным интегрирова нием.
Снизить частоту дискретизации для ДМ без увеличения шумов квантования или повысить защищенность от шумов квантования при меньшем значении частоты дискретизации возможно примене нием ДМ с компандированием или, как ее еще называют, адаптив ной ДМ. При ДМ с компандированием шаг квантования в процессе формирования ДМ сигнала не остается постоянным, а изменяется в зависимости от параметров передаваемого сигнала. Компандирование бывает мгновенным и инерционным.
При мгновенном компандировании шаг квантования изменяется в каждом такте. Существует несколько разновидностей дельта - модуляции с мгновенным компандированием (ДММК), но все они основаны на изменении шага квантования при появлении перегруз ки по крутизне (см. рис. 4, в). Информацией о появлении перегрузки может служить появление в выходном сигнале подряд нескольких одинаковых символов. В структуру дельта - кодека ДММК (рис. 6), вводят анализатор (Анализ) вида импульсной последовательности и амплитудно-импульсный модулятор (АИМ). При появлении посы лок одинаковой полярности анализатор управляет АИМ таким образом, что амплитуда импульсов, подаваемых на интегратор (Интегр), возрастает и соответственно возрастает шаг квантования копии сигнала. При обнаружении последовательных импульсов разной полярности анализатор подает на АИМ напряжение, умень шающее амплитуду выходных импульсов, и шаг изменения копии уменьшается. Существуют другие схемы кодеков ДММК, в которых вместо АИМ применяется широтно-импульсная модуляция (ШИМ). При ДММК защищенность от шумов квантования остается высокой в сравнительно большом диапазоне изменения мощностей входно го сигнала, в то время как при ДМ она быстро уменьшается при увеличении входной мощности, что связано с ростом шумов пере грузки.
Дельта-модуляция с инерционным компандированием (ДМИК) из менение шага квантования происходит медленно, за время, соизме римое со временем изменения огибающей кодируемого сигнала. Иногда ДМИК называют ДМ со слоговым компандированием, так как скорость изменения шага квантования соответствует скорости изме нения слогов речи. Структурная схема ДМИК приведена на рис. 7. Так же, как и в случае ДММК, схема ДМИК содержит в цепи обратной связи АИМ (ШИМ) модулятор, изменяющий амплитуду или длитель ность импульсов, формирующих копию сигнала на выходе интеграто ра. Отличие этой схемы от предыдущей состоит в том, что управление амплитудой импульсов осуществляется не безынерцион но, а сравнительно медленно, в соответствии с изменением огибаю щей кодируемого сигнала. Сигнал управления может выделяться из выходного сигнала или его копии. Структурная схема, приведенная на рис. 7, соответствует первому способу. В этом случае цепь управле ния содержит интегратор, детектор, выделяющий низкочастотную огибающую сигнала, и ФНЧ.
Инерционность адаптации кодека ДМИК близка к периоду основ ного тона речевого сигнала и равна примерно 10 мс, в то время как средний интервал следования слогов превышает 100 мс.
При ДМИК шаг квантования зависит от уровня входного сигнала, возрастая с его увеличением. Если при этом в некотором диапазоне изменения сигнала обеспечивается прямая пропорциональность между его напряжением и шагом квантования, отношение сигнал-шум квантования на выходе ФНЧ в данном диапазоне будет оста ваться постоянным. Тем самым устраняется зависимость отношения сигнал-шум от уровня входного сигнала, свойственная ДМ с постоян ным шагом. Эксперименты показали, что при использовании ДМИК и тактовой частоты 48 кГц отношение сигнал-шум квантования превы шает 25 дБ при изменении уровня входного сигнала на 40 дБ. Следовательно, ДМИК обеспечивает такое же качество передачи, как и ИКМ при восьмиразрядном кодировании, но при требуемой скоро сти передачи в 1,5...2 раза более низкой, чем ИКМ.
В заключение отметим, что влияние ошибок в линейном тракте при передаче ДМ сигнала вызывает ошибку, равную двум шагам квантования, а при ИКМ ошибка зависит от того, в каком разряде кодовой комбинации произошел сбой под воздействием помехи. Следовательно, требования к линейному тракту по достоверности передачи при ДМ на несколько порядков ниже, чем при ИКМ.
При ИКМ для демодуляции сигнала требуются два вида синхро низации: тактовая и цикловая по кодовым группам. При ДМ принци пиально отсутствуют кодовые группы и для работы требуется только синхронизация по тактам.
Цифровые системы передачи, используемые на телекоммуника ционных сетях, строятся на основе определенной иерархии, кото рая должна удовлетворять следующим основным требованиям:
передача по каналам и трактам ЦСП всех видов аналоговых, дискретных и цифровых сигналов;
соответствующая кратность скоростей обработки и передачи сигналов на различных ступенях иерархии;
возможность достаточно простого объединения, разделения, выделения и транзита передаваемых цифровых потоков;
параметры ЦСП должны выбираться с учетом характеристик су ществующих и перспективных направляющих систем;
возможность взаимодействия ЦСП с аналоговыми системами передачи и различными системами коммутации;
при передаче сигналов типовых сообщений пропускная способ ность ЦСП должна использоваться наилучшим образом.
Формирование иерархии ЦСП осуществляется на основе объе динения цифровых потоков низкого порядка, называемых компо нентными, в единый цифровой, который называется групповым или агрегатным.
При формировании группового цифрового сигнала-потока воз можны следующие способы объединения цифровых потоков: по символьное (рис. 8, а) и поканальное (рис. 8, б). В обоих случаях объединяются четыре потока.
При посимвольном объединении импульсы цифровых сигналов объединяемых цифровых потоков укорачиваются и распределяются во времени так, чтобы в освободившихся интервалах могли размес титься объединяемые импульсы других потоков. При поканальном объединении цифровых потоков сужаются и распределяются во времени интервалы, отводимые для кодовых групп. Синхросигнал необходим для правильного распределения цифровых потоков на приемном конце.
Возможно объединение цифровых потоков по циклам, которое аналогично поканальному объединению, только обрабатывается (сжимается) во времени и передается полностью цикл одного цифро вого потока, а потом следующих. Наиболее простым и широко приме няемым способом является способ посимвольного объединения.
Объединение цифровых потоков осуществляется в оборудова нии временного группообразования, или мультиплексирования, принцип построения которого приведен на рис. 9.
В состав оборудования входят: блоки цифрового сопряжения тракта передачи и приема БЦСпер, БЦСпр; устройства объединения УО в тракте передачи и разделения УР в тракте приема потоков; передатчик и приемник синхросигнала Пер СС, Пр СС; выделитель тактовой частоты ВТЧ линейного цифрового сигнала; генераторное оборудование ГО передающей и приемной станций.
Сигналы с выходов БЦСпер совместно с сигналами цикловой син хронизации поступают на вход УО. Временной сдвиг между им пульсными последовательностями на выходах БЦСпер обеспе чивается управляющими импульсами с ГО. На приеме УР распре деляет импульсы группового сигнала по своим БЦСпр, а также сиг налы Пр СС.
Генераторное оборудование систем передачи более низкого по рядка может работать либо независимо от оборудования объеди нения и разделения цифровых потоков, либо должна обеспе чиваться синхронизация общим задающим генератором. В зависи мости от этого объединение цифровых потоков может быть асин хронным или синхронным.
При синхронном объединении цифровых потоков скорости запи си в БЦС и скорости считывания этой информации из БЦС будут постоянными и кратными, так как вырабатываются одним и тем же ГО. При этом между командами записи и считывания должен быть установлен требуемый временной сдвиг, чтобы считывание инфор мации происходило после ее поступления в БЦСпер.
При асинхронном объединении цифровых потоков, когда ГО уст ройств объединения цифровых потоков и ГО устройств формирова ния цифровых потоков низшего порядка работают независимо, возможно некоторое расхождение между скоростями записи и считывания. Для согласования этих скоростей необходимо прини мать соответствующие меры.
В настоящее время приняты два вида иерархии ЦСП:
плезиохронная цифровая иерархия (ПЦИ), или Plesiochronous Digital Hierarchy (PDH);
синхронная цифровая иерархия (СЦИ), или Synchronous Digital Hierarchy (SDH).
Иерархический принцип построения ЦСП позволяет унифициро вать каналообразующее оборудование, упростить процессы произ водства, внедрения и технической эксплуатации соответствующего оборудования и в целом повысить технико-экономические показатели телекоммуникационных систем и сетей. При построении ЦСП в каче стве исходного используется сигнал основного цифрового канала ОЦК (или DSO - Digital Signal of level 0) со скоростью 64 кбит/с.
Плезиохронная цифровая иерархия включает в себя три стан дарта скоростей, сложившихся к началу 80-х годов. Первый стан дарт, называемый североамериканским (принятый в США и Канаде), где скорость первичного цифрового потока ПЦК (или DS1 - Digital Signal of level 1) была выбрана равной 1544 кбит/с, соответствующая 24 DSO (ОЦК). Второй стандарт, принятый в Японии, использует ту же скорость первичного цифрового потока, что и североамериканский стандарт, т.е. DS1. В третьем стандар те, принятом в Европе и Южной Америке, скорость первичного цифрового потока - ПЦК была выбрана равной скорости 2048 кбит/с. Такая скорость соответствует 32 ОЦК. Фактически использу ются 30 ОЦК плюс два канала синхронизации и управления со скоростью передачи 64 кбит/с.
Первый стандарт ПЦИ включает в себя следующую иерархиче скую последовательность скоростей 1544 (или DS1) - 6312 (или DS2) - 44 736 (или DS3) - 274 176 (или DS4) кбит/с (округленно: 1,5 - 6 - 45 - 274 Мбит/с). Такая последовательность соответствует ряду коэффициентов мультиплексирования: n = 24 для формирования сигнала DS1 из 24 сигналов DSO, m = 4 для формирования сигнала DS2 из 4 сигналов DS1, I = 7 для формирования сигнала DS3 из 7 сигналов DS2 и k = 6 для формирования сигнала DS4 из 6 сигналов DS3. Данный стандарт ПЦИ позволяет организовать 24, 96, 672 и 4032 канала DSO (или ОЦК).
Цифровые сигналы уровней DS1 - DS2 - DS3 - DS4 обычно на зывают первичным цифровым каналом (потоком) - ПЦК (П), вторичным цифровым каналом (потоком) - ВЦК (П), третичным цифровым каналом (потоком) - ТЦК (П) и четверичным цифро вым каналом (потоком) - ЧЦК (П) соответственно.
Второй стандарт ПЦИ, порожденный скоростью 1544 кбит/с, да вал последовательность 1544 (или DS1) - 6312 (или DS2) - 32 064 (или DSJ3) - 97728 (или DSJ4) кбит/с (ряд приближенных величин составляет 1,5 - 6 - 32 - 98 Мбит/с). Коэффициенты мультиплекси рования для данного стандарта, соответственно, равны п = 24, m = 4, I = 5, k = 3. Указанная иерархия позволяет организовать 24, 96, 480 и 1440 каналов DSO (или ОЦК). Здесь сигналы DSJ3 и DSJ4 называются цифровыми каналами (или потоками) 3-го и 4-го уров ней японской ПЦИ.
Третий стандарт ПЦИ, основанный на скорости 2048 кбит/с, по рождает последовательность 2048 (или Е1: первичный цифровой канал-поток) - 8448 (или Е2: вторичный цифровой канал-поток) - 34 368 (или ЕЗ: третичный цифровой канал-поток) - 139 264 (или Е4: четверичный цифрой канал поток) - 564992 (или Е5: пятиричный цифровой канал-поток) кбит/с или приближенно 2-8-34-140-565 Мбит/с, что соответствует коэффициентам мультиплексирова ния, равным n = 30, m = I = k = 4. Указанный стандарт позволяет передавать, соответственно, 30, 120, 480, 1920 и 7680 ОЦК, что обычно ассоциируется в названии цифровых систем передачи ИКМ-30, ИКМ-120, ИКМ-480 и ИКМ-1920,
Схема мультиплексирования цифровых потоков ПЦИ различных стандартов представлена на рис. 10.
Параллельное развитие трех различных стандартов ПЦИ сдержива ло развитие глобальных телекоммуникационных сетей в мире и поэтому Международным союзом электросвязи по телекоммуникациям (МСЭ-Т) были сделаны шаги по их унификации и возможному объединению. В результате был разработан стандарт согласно которому:
во-первых, были стандартизованы три первых уровня первого стандарта ПЦИ (DS1-DS2-DS3), четыре уровня второго стандарта (DS1-DS2-DSJ3-DSJ4) и четыре уровня третьего стандарта ПЦИ
(Е1-Е2-ЕЗ-Е4) в качестве основных при построении цифровых систем передачи на основе ИКМ и временного разделения каналов и указаны схемы кросс-мультплексирования стандартов, напри мер, из третьего стандарта в первый (с первого на второй уровень) и обратно (с третьего на четвертый уровень), что и показано на рис. 10 (коэффициенты мультиплексирования показаны на линиях связи блоков), представляющих скорости передачи);
во вторых, была сохранена ветвь 32 064...97 728 кбит/с (округлен но 32...98 Мбит/с) во втором стандарте, т.е. уровни DSJ3 и DSJ4, параллельные уровням DS3 в первом стандарте и Е4 в третьем стандарте. Уровень DSJ3 фактически соответствует уровню ЕЗ, что облегчает кросс-мультиплексирование со второго уровня на третий.
Качественно новым этапом в развитии цифровых систем пере дачи является создание синхронной цифровой иерархии - СЦИ (или Synchronous Digital Hierarchy - SDH). Технология СЦИ опреде ляется как набор цифровых структур, стандартизированных с целью транспортирования определенных объемов информации, и реа лизуется как комплексный процесс переноса информации, включая функции контроля и управления. Системы передачи СЦИ рассчита ны на транспортирование цифровых потоков (сигналов) ПЦИ раз личных стандартов и уровней, а также широкополосных сигналов, связанных с внедрением новых услуг электросвязи.
Как и в ПЦИ, на каждом уровне СЦИ стандартизированы скоро сти передачи группового сигнала и структуры циклов. МСЭ-Т принял рекомендации по следующим уровням: первый уровень со скоро стью передачи 155,52 Мбит/с; четвертый уровень со скоростью передачи 622,08 Мбит/с; шестнадцатый уровень со скоростью передачи 2488,32 Мбит/с. Скорости соответствующих уровней получаются умножением скорости первого уровня на число, соот ветствующее наименованию уровня.
В качестве основного формата сигнала в СЦИ принят синхрон ный транспортный модуль - СТМ (или Synchronous Transport Modul -STM), имеющий скорость передачи 155,52 Мбит/с и вклю чающий в себя цифровые потоки европейского и североамерикан ского стандартов ПЦИ. Синхронный транспортный модуль представляет собой блочную циклическую структуру с периодом повторения 125 мкс. Основной модуль STM-1, модули высших уровней STM-4, STM-16, STM-64 и STM-256 кроме основной инфор мационной нагрузки, несут значительный объем избыточных сигна лов, обеспечивающих функции контроля, управления и обслуживания и ряд вспомогательных функций.
Структурная схема временного группообразования или мультип лексирования для STM-N потоков ПЦИ европейского и североаме риканского стандартов приведена на рис. 11.
Пояснения по принятым обозначениям дадим в процессе изло жения принципа группообразования.
Исходная информационная нагрузка пакуется в контейнеры С (Container) соответствующего уровня, представляющие базовые элементы структуры мультиплексирования SDH, соответствующих
уровням ПЦИ. Рассмотрим пример формирования синхронного транспортного модуля N-го уровня.
Четверичный цифровой поток европейского стандарта Е4 со ско ростью передачи 140 Мбит/с, что соответствует 2176 байтам на длительности цикла Тц = 125 мкс, путем добавления выравниваю щих байт преобразуется в контейнер уровня С-4; третичный циф ровой поток ЕЗ с числом 537 байт на длительности Тц = 125 мкс путем добавления выравнивающих байт преобразуется в контейнер уровня С-3. Аналогично цифровой поток североамериканского стан дарта ПЦИ уровня DS3 со скоростью передачи 45 Мбит/с преобразу ется также в контейнер уровня С-3. Первичный цифровой поток Е1 путем добавления выравнивающих бит преобразуется в контейнер типа С-12, а североамериканский DS1 - в контейнер С-11.
Затем контейнеры С-4, С-3, С-12 или С-11 посредством опера ции размещения преобразуются в виртуальные контейнеры VC (Virtual Container - VC) соответствующего уровня с периодом 125 или 250 мкс. Виртуальный контейнер VC получается из контейнера С путем добавления в структуру последнего байт трактового заго ловка РОН (Path Over Head), обеспечивающего контроль качества тракта и передачу аварийной и эксплуатационной информации. Условно операция размещения заключается в том, что информа ция, содержащаяся в контейнере С, размещается на определенных позициях виртуального контейнера, чередуясь с битами трактового заголовка.
Для европейского стандарта СЦИ имеют место следующие типы виртуальных контейнеров:
VC-12, содержащий контейнер С-12 и трактовый заголовок -РОН, который путем выравнивания, заключающегося в добавлении байт указателя PTR (PoinTeR - указатель), преобразуется в ком понентный блок уровня TU-12 (Tributary Unit - TU);
VC-3 - виртуальный контейнер высшего уровня, содержащий контейнер С-3, трактовый заголовок - РОН, и далее выравнивани ем и добавлением байт указателя PTR преобразуется в компо нентный блок уровня TU-3;
VC-4 - виртуальный контейнер высшего уровня, содержащий контейнер С-4, трактовый заголовок, и путем выравнивания и добав ления байт PTR преобразуется в административный блок AU-4 (Administrative Unit - AU).
Соответствующим мультиплексированием с коэффициентами мультиплексирования равными 3, 7 и 1, формируются группы компонентных блоков TUG (Tributary Unit Group) второго TUG-2 и третьего (высшего) TUG-З уровней.
Как следует из рис. 11, виртуальный контейнер VC-4 формиру ется либо на основе контейнера С-4, либо путем мультиплексиро вания с коэффициентом мультиплексирования, равным 3, из компонентных блоков TUG-З. Виртуальный контейнер VC-4 преоб разуется в административный блок AU-4, а последний с помощью мультиплексирования преобразуется в группу административных блоков AUG.
Формирование синхронного транспортного модуля уровня N STM-N осуществляется путем мультиплексирования группы адми нистративных блоков с коэффициентом мультиплексирования, равным N порядку STM, и добавлением в его структуру заголовка регенерационной секции RSOH (Regeneration Section Over Head) и заголовка мультиплексной секции MSOH (Multiplex Section Over Head).
Рассмотрим пример формирования модуля STM-1 на основе компонентного потока Е1.
Шаг 1. Все начинается с формирования контейнера С-12, наполняемого компонентным цифровым потоком Е1 со скоростью 2,048 Мбит/с. Этот поток, для удобства последующих пояснений, лучше представить в виде цифровой 32-байтной последовательности, циклически повторяющейся с периодом 125 мкс, т.е. с периодом STM-1 (это так, если учесть, что 2,048 106 125 10-6/8 = 32 байта).
К этой последовательности в процессе формирования контейнера С-12 добавляются выравнивающие, фиксирующие, управляющие и упаковы вающие биты, составляющие два байта. Следовательно, размер контей нера С-12 равен 34 байтам.
Шаг 2. Далее к контейнеру С-12 добавляется трактовый заголовок РОН длиной в один байт с указанием маршрутной информации, используемой, в основном, для сбора статистики прохождения контейнера по трактам передачи. В результате формируется виртуальный контейнер VC-12 разме ром 35 байт.
Шаг 3. Добавление указателя PTR длиной в один байт преобразует вир туальный контейнер VC-12 в субблок (трибный блок) TU-12 размером 36 байт.
Шаг 4. Последовательность субблоков TU-12 в результате байт-мультиплексирования с коэффициентом мультиплексирования, равным 3, преобразуется в группу субблоков (трибных блоков) TUG-2 с суммарной длиной последовательности 3 х 36 = 108 байтов.
Шаг 5. Последовательность TUG-2 подвергается повторному мультип лексированию с коэффициентом мультиплексирования равным 7, в резуль тате чего формируется последовательность длиной 108 х 7 = 756 байт. К этой последовательности добавляются 18 байт индикации нулевого указателя - NPI и фиксированного пустого поля - FS и получается группа субблоков TUG-З размером 774.
Шаг 6. Полученная цифровая последовательность вновь байт-мультиплексируется с коэффициентом, равным 3, и формируется группа субблоков TUG-З с суммарной длиной 774 х 3 = 2322 байта.
Шаг 7. Происходит формирование виртуального контейнера высшего порядка VC-4 в результате добавления к последовательности группы блоков TUG-З трактового заголовка длиной 9 байтов и 18 байтов пустого поля. Размер VC-4 равен 2322 + 9 + 18 = 2349 байт.
Шаг 8. На последнем этапе происходит формирование синхронного транспортного модуля STM-1. При этом сначала формируется админист ративный блок AU-4 путем добавления указателя PTR длиной 9 байт, который располагается в секционном заголовке ЗОН, а затем получается группа административных блоков AUG путем формального мультиплекси рования с коэффициентом, равным 1. К группе AUG добавляется заголо вок регенерационной секции RSOH емкостью 27 байт и заголовок мультиплексной секции MSOH емкостью 45 байт и тем самым завершает ся формирование STM-1 длиной 2349 + 9 + 27 + 45 = 2430 байт, что при цикле, равном Тц = 125 мкс, соответствует скорости передачи, равной 2430 х 8/125 х 10"6 = 155,52 Мбит/с.
Синхронный транспортный модуль уровня N получается мультиплекси рованием цифрового потока STM-1 с соответствующим коэффициентом мультиплексирования.
1. Поясните необходимость преобразования АИМ-1 в АИМ-2 пе ред выполнением операций квантования и кодирования.
2. Поясните необходимость квантования сигнала по уровню при формировании цифрового ИКМ сигнала.
3. Шумы квантования, их физическая сущность и оценка. Энерге тический спектр шумов квантования.
4. Необходимость применения неравномерного квантования и способы его реализации. Законы компандирования.
5. Двоичные коды, применяемые при формировании цифрового ИКМ сигнала
6. Как определить полосу частот группового ИКМ сигнала?
7. От чего зависит число элементов в кодовой группе, соответст вующей отсчету?
8. На вход семиразрядного линейного кодера с шагом квантования, равным 10 мВ, поданы импульсы АИМ-2, амплитудные мгновен ные значение которых равны +98 мВ, +412 мВ и - 412 мВ. Коди рование осуществляется в симметричном коде. Какова структура кодовых групп, образующихся на его выходе?
9. Предыдущую задачу решить для случая работы кодера в нату ральном коде.
10. На вход восьмиразрядного линейного декодера, шаг квантова ния которого равен 8 мВ, поступает следующая последова тельность кодовых групп: 11110111, 00001000 и 10010101. Декодер рассчитан на декодирование групп, построенных на основе натурального (простого кода). Какова амплитуда им пульсов АИМ-2, образующихся на его выходе?
11. Предыдущую задачу решить для декодера, рассчитанного на декодирование групп, построенных на основе симметричного кода. Определить амплитуду и полярность импульсов на выхо де декодера.
12. Поясните назначение элементов структурной схемы оконечной станции ЦСП с ИКМ-ВРК: тракт передачи и приема.
13. Как строится временной цикл ЦСП с ИКМ-ВРК?
14. Найти тактовую частоту ЦСП с ИКМ-ВРК, если число каналов тональной частоты равно Л/ = 12, число элементов в кодовой комбинации т=7.
15. Какие виды синхронизации применяются в ЦСП с ИКМ-ВРК?
16. Назовите основные требования, предъявляемые к устройствам тактовой синхронизации. На что влияет нарушение тактовой синхронизации? Принципы осуществления тактовой синхрони зации.
17. Назовите основные требования, предъявляемые к устройствам цикловой синхронизации. На что влияет нарушение цикловой синхронизации?
18. Каковы принципы работы устройств цикловой синхронизации?
19. Назовите основные причины, вызывающие искажения сигна лов в цифровых линейных трактах. Сущность искажений 1-го и 2-го родов и их влияние на помехозащищенность..
20. Необходимость линейного кодирования.
21. Сущность дифференциальной импульсно-кодовой модуляции и ее отличие от обычной импульсно-кодовой модуляции.
22. Сущность дельта - модуляции и ее отличие от дифференциаль ной и обычной импульсно-кодовой модуляции. Виды дельта - модуляции.
23. Функции линейного цифрового регенератора, его обобщенная структурная схема и принцип работы.
24. Что такое иерархия ЦСП на основе ИКМ-ВРК? Как строится иерархия ЦСП? Основные стандарты иерархии ЦСП.
25. Какими способами можно объединять цифровые потоки? Принципы построения оборудования временного группообразования или мультиплексирования.
26. Структура временного группообразования в плезиохронной цифровой иерархии.
27. Структура временного группообразования (мультиплексирова ния) в синхронной цифровой иерархии.
28. Структура цикла синхронного транспортного модуля - СТМ (STM).
Основным направлением развития телекоммуникационных сис тем является широкое применение волоконно-оптических систем передачи (ВОСП), под которыми понимается совокупность актив ных и пассивных устройств, предназначенных для передачи со общений на расстояния по оптическим волокнам (ОВ) с помощью оптических волн и сигналов. Другими словами, ВОСП - это сово купность оптических устройств и оптических линий передачи, обеспечивающая формирование, обработку и передачу оптиче ских сигналов. Физической средой распространения оптических сигналов являются волоконно-оптические или, просто, оптические кабели и создаваемые на их основе волоконно-оптические линии связи (ВОЛС). Совокупность ВОСП и ВОЛС образует волоконно-оптическую линию передачи (ВОЛП). Без широкого использования ВОЛС невозможно развитие телекоммуникационных технологий в области телефонной и телеграфной связи, кабельного телевиде ния и факсимильной связи, передачи данных, создания единой цифровой сети с интеграцией служб - СЦИО (Integrated Services Digital Network - ISDN), внедрения на телекоммуникационных сетях технологии асинхронного способа передачи (Asynchronous Transfer Mode - ATM) и построения транспортных сетей на основе синхрон ной цифровой иерархии - СЦИ (Synchronous Digital Hierarchy -SDH). Область применения ВОСП не ограничивается передачей любых видов сообщений практически на любые расстояния с наи высшими скоростями, а имеет более широкий спектр, от бортовых систем (самолетов, кораблей и др.) до локальных и глобальных волоконно- оптических телекоммуникационных сетей. Внедрение
таких систем предопределяет развитие не только классических телекоммуникационных систем и сетей, но и радиоэлектроники, атомной энергетики, космоса, машиностроения, судостроения и т. д.
В ВОСП передача сообщений осуществляется посредством световых волн от 0,1 мкм до 1 мм. Диапазоны длин волн (или частот), в пределах которых обеспечиваются наилучшие условия распространения световых волн по оптическому волокну, называ ются его окнами прозрачности.
В настоящее время для построения ВОСП используются длины волн от 0,8 мкм до 1,65 мкм (в дальнейшем предполагается освое ние и более длинных волн - 2,4 и 2,6 мкм), называемые инфракрас ным излучением (просто светом) или оптическим излучением (ОИ).
Для увеличения дальности передачи за счет наилучшего рас пространения световой волны были исследованы различные опти ческие волноводы, называемые оптическими волокнами (ОВ) или световодами, под которыми понимаются направляющие каналы для передачи оптического излучения, состоящие из сердцевины, окруженной оболочкой (оболочками). ОВ в сочетании с оптоэлектронными технологиями (генерация оптического излучения, его усиление, прием, обработка оптических сигналов и др.) дали разви тие современному направлению техники, носящему название воло конной оптики - раздела оптики, рассматривающего передачу излучения по волоконным световодам - оптическим волокнам.
Световые сигналы издавна использовались для передачи сооб щений, но первая попытка использовать их для передачи речевых сигналов, была осуществлена в 1882 г. американским изобретате лем А. Г. Беллом. «В одном из заседаний американского общества ученых Белл демонстрировал новый прибор, который он назвал фотофоном, на том основании, что аппарат этот служил для пере дачи звуков при помощи светового луча, причем нет надобности оба корреспондирующие пункта соединять проволокою, как при дейст вии телефонами, а необходимо одно только условие, чтобы луч света из передающего пункта мог беспрепятственно достигнуть принимающей стороны».
Однако из-за успешного развития в конце XIX века воздушных и кабельных линий связи, изобретения радио А. С. Поповым, опти ческие способы передачи сообщений были надолго забыты.
Современная эра оптической связи началась с изобретения в 1958 г. и последовавшим вскоре созданием первых лазеров (Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation - LASER) и создания
на их основе оптических квантовых генераторов (ОКГ) в 1961 г. По сравнению с обычными источниками оптического излучения лазер ное излучение обладает высокой монохроматичностью и когерент ностью и имеет очень большую интенсивность и поэтому было совершенно естественно использовать его в качестве несущего колебания в системах передачи. Лазерное излучение открывало возможность получения исключительно широкой полосы пропуска ния при условии осуществления его модуляции в полосе частот, составляющей всего несколько процентов от основной частоты излучения лазера. В самом деле, лазерная система передачи на гелий-неоновом лазере (длина волны в свободном пространстве Л = 0,63 мкм, частота f = 4,7-1014 Гц) имеет полосу пропускания 4700 ГГц (1% от основной частоты), в которой можно разместить одновременно около миллиона телевизионных каналов.
В 1960-е годы было предложено много технических решений по осуществлению различных видов модуляции лазерного излучения (частотная, фазовая, амплитудная, по интенсивности и поляриза ции, импульсной), а также был создан ряд лазерных систем пере дачи, использующих распространение света в свободном пространстве, называемых открытыми системами связи.
Открытые системы связи из-за ряда своих недостатков (высокая требуемая точность наведения антенн передатчика и приемника, низкий КПД оптических излучателей, высокий уровень шумов в приемнике, влияние характеристик атмосферы на надежность связи) не нашли широкого применения для использования в теле коммуникационных сетях и системах общего пользования.
В это же время широко проводились эксперименты по созданию направляющих систем, в которых лазерный пучок вводился в канал передачи с помощью линз, располагаемых друг от друга на рас стоянии 10 или 100 м. Дальнейшие исследования и разработки в этом направлении привели к идеи использования длинных оптиче ских волокон (ОВ), подобных тем, которые использовались в эндо скопии и других областях, и были заложены основы волоконно-оптической связи.
Основной причиной, сдерживавшей практическую реализацию этой идеи, было большое затухание сигнала в таком ОВ, доходив шее до 1000 дБ/км. Если бы удалось уменьшить затухание в стекле в инфракрасной области спектра до 20 дБ/км, то стало бы возмож ным создание практических волоконно-оптических систем передачи. Работы в этом направлении привели к тому, что в 1975 г. в лабораторных условиях были получены ОВ с затуханием до 2 дБ/км и в 1979 г. были достигнуты потери порядка 0,2 дБ/км.
К 1980 г. во многих странах выпускали ОВ с потерями менее Ю дБ/км и были созданы надежные полупроводниковые источники оптического излучения и фотодетекторы (приемники оптического излучения) и стали проводиться всесторонние испытания волокон но-оптических линий связи (ВОЛС), включаемых в обычные телефонные сети. Наступила эра волоконно-оптических систем передачи (ВОСП) и, соответствующих им, телекоммуникационных, оптоэлектронных и компьютерных технологий.
Ниже перечисленные достоинства ВОЛС обеспечили их быстрое и широкое применение:
1. Возможность получения ОВ с параметрами, обеспечивающи ми расстояние между ретрансляторами не менее 100... 150 км.
2. Производство оптических кабелей (ОК) с малыми габаритны ми размерами и массой при высокой информационной пропускной способности.
3. Постоянное и непрерывное снижение стоимости производства оп тических кабелей и совершенствование технологии их производства.
4. Высокая защищенность от внешних электромагнитных воздей ствий и переходных помех.
5. Высокая скрытность связи (утечка информации): ответвление сигнала возможно только при непосредственном подсоединении к отдельному волокну.
6. Гибкость в реализации требуемой полосы пропускания: ОВ различных типов позволяют заменить электрические кабели в цифровых системах передачи всех уровней иерархии.
7. Возможность постоянного совершенствования ВОСП по мере появления новых источников оптического излучения, оптических волокон, фотоприемников и усилителей оптического излучения с улучшенными характеристиками или при повышении требований к их характеристикам при полном сохранении совместимости с другими системами передачи.
8. Соответствующим образом спроектированные ВОЛС относи тельно невосприимчивы к неблагоприятным температурным усло виям и влажности и могут быть использованы для подводных кабелей.
9. Надежная техника безопасности (безвредность во взрыво опасных средах, отсутствие искрения и короткого замыкания), воз можность обеспечения полной электрической изоляции.
Завершено создание Транссибирской оптической линии (ТСЛ) протяженностью около 17 000 км, проходящей по всей территории России, которая свяжет Восток и Запад страны со странами Европы, Азии и Америки. Входя в мировую транснациональную сеть связи, ТСЛ замыкает глобальное волоконно-оптическое кольцо цифровой связи, которое охватывает четыре континента - Европу, Азию, Америку, Австралию и три океана - Атлантический, Тихий и Индий ский. Действуют подводные оптические магистрали между США и Европой через Атлантический океан, Австралия - Новая Зеландия -Гавайи - Северная Америка протяженностью 16 000 км.
К концу XX века завершена прокладка трансатлантической ВОЛС протяженностью около 6000 км без ретрансляторов между Амери кой и Европой. Эта линия сооружена на волокне из тетрафторида циркония, имеющего на длине волны 2,5 мкм затухание 0,01 дБ/км, или из фторида бериллия с затуханием 0,005 дБ/км на длине волны 2,1 мкм.
В настоящее время на многих ВОЛС общего пользования ис пользуются скорости передачи до 622 Мбит/с, но все большее применение получают ВОСП на скорости передачи 2,5 Гбит/с и выше. По таким ВОЛС можно организовать от 7680 до 100 000 каналов тональной частоты (КТЧ) или основных цифровых каналов (ОЦК) с пропускной способностью 64 кбит/с. В настоящее время разработаны ВОСП на скорости передачи до 40 Гбит/с.
Эти возможности не являются предельными: спектральное уп лотнение (СУ) и когерентный прием позволят на несколько порядков увеличить суммарную скорость передачи информации по ВОЛС. Если обратиться к третьему окну прозрачности ОВ шириной 140 мкм на длине волны 1,55 мкм, то в нем можно разместить до 630 спектральных каналов (СК) при разносе частот между ними 24 ГГц и скорости передачи 2,4 Гбит/с в каждом. Это соответствует при мерно суммарной скорости 1,5 Тбит/с или 23 млн КТЧ или ОЦК.
Для описания параметров оптических кабелей и компонент ВОСП используется как частота, так и длина волны оптического излучения. Поэтому полезно знать соотношения между этими пере менными, что особенно важно при описании полос пропускания в терминах отклонений длины волны или частоты.
Связь между длиной волны и частотой оптического сигнала оп ределяются соотношением
(1)
где -длина волны оптического излучения в среде распространения; f - частота сигнала; с -скорость света в среде распространения.
Скорость света при распространении его через оптически про зрачный материал, в свою очередь, связана с его показателем преломления, следующим образом:
(2)
здесь с0 - скорость света, равная 300 000 000 м /с; - показатель преломления среды распространения оптического сигнала.
Очевидно, что длина волны оптического сигнала изменяется с изменением показателя преломления среды
(3)
где - называется длиной волны в свободном пространстве, т.е. длиной волны, которая будет измерена в вакууме.
Очень часто особое значение приобретает разница между дли нами волн или разница частот . Важно знать, как можно пре образовать эти две переменные, как они между собой связаны
(4)
или
. (5)
Эти уравнения весьма полезны, так как часто возникает необхо димость преобразования данных параметров из одних единиц измерения в другие. Так, например, в полосе пропускания ВОСП с центральной длиной волны = 1,3 мкм ширина полосы излучения равна 0,0001 мкм, а ширина полосы частот излучения будет равна = 40 ГГц.
В состав волоконно-оптической системы передачи (ВОСП) вхо дят следующие технические средства:
1) каналообразующее оборудование (КОО) тракта передачи, обеспечивающее формирование определенного числа типовых каналов или типовых групповых трактов со стандартной шириной полосы пропускания или скоростью передачи;
2) оборудование сопряжения (ОС) тракта, необходимое для со пряжения параметров многоканального сигнала на выходе КОО с параметрами оптического передатчика;
3) оптический передатчик (ОПер), обеспечивающий преобразо вание электрического сигнала в оптический сигнал, длина волны которого совпадает с одним из окон прозрачности оптического волокна; в состав ОПер входят: источник оптического излучения (ИОИ) - оптической несущей, один или несколько параметров которой модулируются электрическим многоканальным сигналом, поступающим с ОС, и согласующее устройство (СУ), необходимое для ввода оптического излучения в волокно оптического кабеля с минимально возможными потерями; как правило, источник оптиче ского излучения и согласующее устройство образуют единый блок, называемый передающим оптическим модулем (ПОМ);
4) оптический кабель, волокна которого (ОВ) служат средой рас пространения оптического излучения;
5) оптический ретранслятор (ОР), обеспечивающий компенсацию затухания сигнала при его прохождению по оптическому волокну (ОВ) и коррекцию различного вида искажений; (ОР) могут быть обслужи ваемыми или необслуживаемыми и устанавливаются через опреде ленные расстояния, называемые ретрансляционными участками; в ОР может производиться обработка (усиление, коррекция, регенера ция и т.д.) как электрического сигнала, который получается путем преобразования оптического сигнала и последующего преобразования скорректированного электрического сигнала в оптический, так и опти ческого сигнала с помощью оптических квантовых усилителей;
6) оптический приемник (ОПр), обеспечивающий прием оптиче ского излучения и преобразования его в электрический сигнала; ОПр включает в себя согласующее устройство (СУ), необходимое для вывода оптического излучения из ОВ с минимальными потеря ми, и приемник оптического излучения (ПОИ); совокупность согла сующего устройства и приемника оптического излучения представляет приемный оптический модуль (ПРОМ);
7) оборудование сопряжения (ОС) тракта приема, преобразую щее сигнал на выходе ПРОМ в многоканальный сигнал соответст вующего КОО;
8) каналообразующее оборудование (КОО) тракта приема, осу ществляющее обратные преобразования многоканального сигнала в сигналы отдельных типовых каналов и трактов.
Обобщенная структурная схема ВОСП приведена на рис. 1.
Для модуляции оптической несущей многоканальным электриче ским сигналом можно использовать частотную (ЧМ), фазовую (ФМ), амплитудную (AM), поляризационную (ПМ) модуляции, модуляцию по интенсивности (МИ) и др.
При фиксированных пространственных координатах мгновен ное значение электрического поля монохроматического оптического излучения можно записать в виде
,
где Ем - амплитуда поля; и - соответственно частота и фаза оптической несущей. Тогда мгновенное значение интенсивности оптического излучения будет равно
,
а усредненное значение по периоду равно
.
Величина Р называется средней интенсивностью или мощно стью оптического излучения.
При модуляции интенсивности (МИ) именно величина Р изме няется в соответствии с модулирующим многоканальным сигналом.
Обладая волновой природой, оптическое излучение в то же время является дискретным. Оно излучается и поглощается только в виде дискретных квантов - фотонов с энергией hfo, где h - постоянная Планка. Поэтому мощность оптического излучения можно характе ризовать интенсивностью потока фотонов (числом в единицу време ни) J = P/hfo, которая и модулируется многоканальным сигналом.
Отметим, что МИ нашла самое широкое применение при по строении волоконно-оптических систем передачи, так как приводит к относительно простым техническим решениям при реализации устройств управления (модуляции) интенсивностью излучения полупроводниковых источников и обратного преобразования опти ческого сигнала в электрический, т.е. демодуляции.
Существует разнообразная классификация ВОСП, но в основном применяется следующая.
1. ВОСП в зависимости от применяемого каналообразующего оборудования делятся на:
аналоговые волоконно-оптические системы передачи (АВОСП), если каналообразующее оборудование строится на основе анало говых методов модуляции параметров гармонической несущей частоты (амплитудная, частотная, фазовая модуляции и их комби нации) или параметров периодической последовательности им пульсов (амплитудно-импульсная, широтно-импульсная, фазоимпульсная модуляции и их комбинации);
цифровые волоконно-оптические системы передачи (ЦВОСП), если каналообразующее оборудование строится на основе импульсно-кодовой модуляции, дельта - модуляции и их разновидно стей; самое широкое применение находят ЦВОСП.
2. ВОСП в зависимости от способа модуляции оптического излу чения подразделяются на:
волоконно-оптические системы передачи с модуляцией интен сивности оптического излучения и соответствующей его демодуля ции, называемые иногда прямой модуляцией и широко приме няемой в большинстве ЦВОСП;
волоконно-оптические системы передачи с аналоговыми мето дами модуляции оптического излучения (оптической несущей): амплитудной, фазовой, частотной модуляциями и их комбинациями.
3. ВОСП в зависимости от способа приема или демодуляции оп тического сигнала подразделяются на:
волоконно-оптические системы передачи с прямой демодуляци ей или непосредственным приемом, при котором происходит непосредственное преобразование интенсивности оптического излуче ния в электрический сигнал, напряжение или ток которого одно значно отражают изменение интенсивности оптического сигнала;
когерентные волоконно-оптические системы передачи, в кото рых применяется гетеродинное или гомодинное преобразование частоты независимо от вида модуляции (синхронная или несин хронная) оптического излучения, осуществляемое на промежуточ ной частоте. При гетеродинном приеме одновременно с оптическим сигналом частоты fc на фотодетектор подается достаточно мощное оптическое излучение местного гетеродина с частотой fг, на выходе фотодетектора выделяется промежуточная частота fnром = fc – fг, на которой и осуществляются дальнейшие преобразования оптического сигнала в электрический. При гемодинном методе приема частоты колебаний принимаемого оптического излучения и местного гетеро дина должны быть одинаковыми (fc = fr), а фазы синхронизированы.
4. По способу организации двусторонней связи ВОСП подразде ляются на:
а) двухволоконную однополосную однокабельную, при которой передача и прием оптических сигналов ведутся по двум оптическим волокнам (0В) и осуществляются на одной длине волны Л. Каждое ОВ является эквивалентом двухпроводной физической цепи и, так как взаимные влияния между оптическими волокнами кабеля отсут ствуют, то тракты передачи и приема различных систем организу ются по одному кабелю, т.е. такие ВОСП являются однокабельными однополосными.
Принцип построения двухволоконной однокабельной однополос ной ВОСП показан на рис. 2, где приняты обозначения:
КОО - каналообразующее оборудование; ОС - оборудование сопряжения; ОПер - оптический передатчик; ОВ - оптическое во локно; Опр - оптический приемник; достоинством такой ВОСП является использование однотипного оборудования трактов пере дачи и приема оконечных и промежуточных станций, а недостатком - весьма низкий коэффициент использования пропускной способно сти ОВ;
б) одноволоконную однополосную однокабельную (рис. 3), осо бенностью которой является использование одного оптического волокна для передачи сигналов в двух направлениях на одной и той же длине волны; на рис. 3 к ранее принятым обозначениям добави лись следующие:
ОРУ - оптическое развязывающее устройство, осуществляющее поляризацию световых волн или разделение типов направляемой волны оптического излучения;
в) одноволоконную двухполосную однокабельную, при которой передача в одном направлении ведется на длине волны оптическо го излучения , а в другом - , разделение направлений передачи осуществляется с помощью направляющих оптических фильтров (ОФ), настроенных на соответствующие длины волн оптического излучения; обобщенная схема такого способа организации двусто ронней связи приведена на рис. 4, здесь ОФ - направляющие оптические фильтры, выделяющие соответствующие длины волн;
5. По назначению и дальности передачи ВОСП подразделяются на: а) магистральные ВОСП, предназначенных для передачи сооб щений на тысячи километров и соединяющих между собой центры республик, краев, областей, крупные промышленные и научные центры и др.;
б) зоновые ВОСП, предназначенные для организации связи в административных пределах республик, краев, областей и протя женностью до 600 км;
в) ВОСП для местных сетей, предназначенные для организации межстанционных соединительных линий на городских и сельских телефонных сетях;
г) ВОСП для распределения информации, обеспечивающие связь между вычислительными машинами, организацию локальных компьютерных сетей и сетей кабельного телевидения.
6. По методам уплотнения оптического волокна, в основе кото рых лежит процесс мультиплексирования, т.е. одновременной пере дачи нескольких потоков светового излучения по одному волокну, ВОСП подразделяются на:
а) ВОСП со спектральным уплотнением или мультиплексиро ванием с разделением длин волн (wavelength - division multiplexing, WDM), при котором по одному ОВ одновременно передается не сколько спектрально разнесенных оптических несущих, каждая из которых модулируется многоканальный сигналом, сформированным соответствующим каналообразующим оборудованием. Возмож ность построения таких систем основывается на сравнительно слабой зависимости коэффициента затухания ОВ в пределах соот ветствующего окна прозрачности от частоты (или длины волны) оптической несущей. Поэтому, применяя метод частотного разде ления, по одному ОВ можно организовать несколько широкополос ных оптических каналов, увеличив тем самым результирующую скорость передачи информации. Структурная схема ВОСП со спек тральным разделением оптических каналов показана на рис. 5, где к уже принятым обозначениям добавляются новые:
ОФМС - оборудование формирования многоканального сигнала, представляющего совокупность каналообразующего оборудования (КОО) и оборудования сопряжения (ОС), предназначенного для формирования электрического сигнала, параметры которого согла сованы с оптическим передатчиком (ОПер) и оптическим приемни ком (ОПр); УСО (или MUX - мультиплексор WDM) - устройство спектрального объединения, осуществляющее ввод различных оптических несущих в одно оптическое волокно (ОВ); УСР (или DMUX - демультиплексор WDM) - устройство спектрального разде ления, где оптические несущие разделяются в пространстве и поступают на оптические приемники.
На передающей станции имеется систем передачи (однотип ных или разнотипных), сигналы которых подаются на оптических передатчиков, излучающих различные оптические несущие , , ..., ,.С помощью УСО осуществляется ввод различных несу щих в ОВ. На приемной стороне в УРС оптические несущие разде ляются и подаются на оптические приемники и далее на ОФМС. Таким образом, по одному ОВ организуется спектрально разде ленных оптических каналов, т.е. пропускная способность ОВ уве личивается в л раз по сравнению с традиционным построением оптических систем передачи. Кроме того, этот метод позволяет обеспечить развитие сетей связи без проведения дополнительных строительных работ, а также создавать разветвленные сети любой структуры с пассивными элементами спектрального уплотнения в местах разделения или выделения световых потоков. При этом расширяются возможности передачи различных сигналов (телефо нии, телевидения, телеметрии, передачи данных и др.) с различны ми скоростями или шириной полосы частот и типами модуляции - цифровой и аналоговой. Все это обеспечивает создание экономич ных многофункциональных телекоммуникационных систем и сетей.
Для объединения и разделения оптических несущих могут ис пользоваться различные оптические спектральные устройства: мультиплексоры, демультиплексоры, работа которых основана на явлениях физической оптики: дисперсия, дифракция и интерфе ренция. В основе структуры мультиплексоров и демультиплексоров может быть оптическая призма, многослойный диэлектрик, дифрак ционная решетка и др.
б) ВОПС с частотным или гетеродинным уплотнением. В сис темах передачи с частотным мультиплексированием исходным многоканальным сигналам различных источников в линейных трак тах отводятся определенные полосы частот. В этом случае для получения группового линейного оптического сигнала требуются близко расположенные стабильные оптические несущие. Однако нестабильность частоты оптического излучения, особенно при высокоскоростной модуляции, приводит к тому, что расстояние по спектру между рабочими длинами волн соседних каналов во много раз превышает полосу информационного сигнала. Поэтому для получения близко расположенных спектральных каналов в ВОСП используются различные несущие не от разных источников, а от одного, но достаточно стабильного, с помощью соответствующего сдвига оптической несущей. Уплотнение, использующее такой принцип формирования оптических несущих, называется частотным или гетеродинным уплотнением. Структурная схема, поясняющая принцип формирования группового оптического сигнала, приведена на рис. 6. Оптическое излучение с выхода источника оптического излучения (ИИ), содержащего ряд несущих f1, f2, ..., fN, поступает на анализатор А1, представляющий собой спектральную призму Глана - Тейлора, а затем, пройдя четвертьволновую призму /4 - на фильтр первого канала Ф1. Это фильтр пропускает оптическую несущую первого канала f1 к оптическому модулятору ОM1,, где она и модулируется информационным оптическим сигналом (ОС1). Оптическое излучение с частотами f2, ..., fN (т.e., кроме f1,) отражается фильтром и возвращается к анализатору А1. По пути оно вторично проходит через четвертьволновую призму и попадает на анализатор А2. Оптическая несущая первого канала, промодулированная в ОМ1 информационным сигналом, отражаясь от зеркала также возвраща ется к анализатору А1.
Плоскость поляризации оптического сигнала, дважды прошедше го четвертьволновую призму, поворачивается на /2 по отношению к плоскости поляризации исходного колебания, в связи с чем свето вой пучок отклоняется в призме и выходит из нее. Далее общий сигнала поступает на анализатор А2 и процесс повторяется, с той лишь разницей, что модулируется оптическое излучение с частотой f2. Таким образом, формируется оптический групповой сигнал, поступающий в оптическое волокно кабеля.
Принимаемый групповой оптический сигнал, содержащий ряд промодулированных оптических несущих, поступает на анализатор А1 (рис. 7), а затем после прохождения через четвертьволновую призму и фильтр первого канала - на оптический смеситель (ОСМ).
Фильтр Ф1 пропускает только оптический сигнал с несущей час тотой f1 сигнал с другими частотами отражается и поступает на А2. Оптическая промодулированная несущая частота f1 перемножается в ОМС с частотой местного гетеродина (Гет), затем промежуточная частота fnpом выделяется полосовым фильтром (ПФ) и поступает на фотодетектор (ФД), на выходе которого формируется электрический информационный сигнал. Таким образом, прием осуществля ется гетеродинным способом. Аналогично происходит детекти рование сигнала во всех остальных каналах.
Достоинство метода частотного (гетеродинного) уплотнения за ключаются в том, что длина регенерационного участка регенерации за счет гетеродинного приема возрастает до 200 км и значительно повышается коэффициент использования пропускной способности ОВ. Недостатками данного метода является то, что требуется опти ческий тракт приема и передачи с сохранением поляризации, а также ряд дополнительных устройств: сдвигателей частоты, опти ческих вентилей, контроллеров поляризации, оптических усилите лей, систем автоподстройки частоты и т.п., что значительно усложняет и увеличивает стоимость ВОСП.
в) ЦВОСП с временным уплотнением (с временным мультип лексированием), при котором несколько информационных или компонентных потоков объединяются в один, и для передачи каждого компонентного потока по одному ОВ отводится свой вре менной интервал. Объединение может быть осуществлено на уровне электрических сигналов и на уровне оптических сигналов. Временное мультиплексирование на уровне электрических сигналов приведено на рис. 8, где приняты следующие обозначения:
1...N - источники компонентных информационных потоков, пред ставляющих многоканальные электрические сигналы; MUX - времен ной мультиплексор, который, создавая групповой электрический сигнал, последовательно подключает компонентные многоканальные электрические сигналы к общему оптическому передатчику (ОПер) на определенный временной интервал; ОВ - оптическое волокно; ОПр - оптический приемник, преобразующий оптический сигнал в группо вой электрический, содержащий N компонентных многоканальных электрических сигналов; DMUX - временной демультиплексор, рас пределяет принятые компонентные многоканальные электрические сигналы по соответствующим приемникам 1...N. Мультиплексор и демультиплексор должны работать синхронно. Отметим, что компонентные информационные потоки могут быть сформированы как на основе систем передачи с частотным разделением каналов, так и на основе систем передачи на основе импульсных и цифровых методов модуляции.
Схема с временным мультиплексированием (уплотнением) на уровне оптических сигналов приведена на рис. 9, где приняты сле дующие обозначения: Опер1…N - оптические передатчики 1...N
компонентных информационных потоков (многоканальных электри ческих сигналов аналоговых или цифровых, преобразованных в оптические сигналы); OMUX - оптический мультиплексор, осущест вляющий задержку оптического сигнала от каждого ОПер на вели чину , 2, ..., N (здесь N - число компонентных информа ционных потоков или многоканальных оптических сигналов), объединяющий N многоканальных оптических сигналов в групповой оптический поток и направляющий его в оптическое волокно (ОВ); ODMUX - оптический демультиплексор, осуществляющий на прие ме обратные преобразования.
При временном мультиплексировании как на уровне электриче ских сигналов, так и на уровне оптических, требуется передача коротких (наносекундных) световых импульсов. Однако передача субнаносекундных импульсов предъявляет чрезвычайно высокие, близкие к предельным, требования к быстродействию оптоэлектронных компонентов оптических передатчиков и приемников ВОСП. Кроме того, скорость передачи или широкополосность опти ческих трактов ограничивается дисперсионными свойствами ОВ.
Основными достоинствами временного мультиплексирования являются увеличение коэффициента использования пропускной способности ОВ (уже достигнуты скорости передачи до 16 и выше Гбит/с) и возможность создания полностью оптической сети связи.
Оптический передатчик ВОСП реализуется в форме единого пе редающего оптического модуля (ПОМ) - электронно-оптического преобразователя, осуществляющего преобразование электрических сигналов в оптические сигналы.
Обобщенная структурная схема передающего оптоэлектронного модуля (ПОМ) приведена на рис. 1, где приняты следующие обозна чения:
ФМС - формирователь модулирующего сигнала, осуществляю щий преобразование сигнала, поступающего с выхода оборудова ния сопряжения (см. рис.1 лекции 13), к виду, обеспечивающему оптимальный режим работы оптического модулятора или источника оптического излучения; МОИ - модулятор оптического излучения; здесь осуществляется модуляция одного из параметров оптическо го излучения (интенсивности, частоты, фазы, поляризации и др.); ИОИ - источник оптического излучения; ОР - оптический разветвитель, обеспечивающий отвод оптического сигнала на СРРИОИ - стабилизатор режима работы источника оптического излучения; ЛОС - линейный оптический сигнал (модулированное оптическое излучение, передаваемое по оптическому кабелю; СВД - схема встроенной диагностики, предназначенная для контроля работоспособности ПОМ; СУ и ОС - согласующее устройство и оптический соединитель, обеспечивающие ввод оптического сигнала в оптиче ский кабель; ОВ - оптическое волокно. Основным блоком, определяющим качество функционирования ПОМ, является источник оптического излучения.
К источникам оптического излучения предъявляются следующие требования:
длина волны оптического излучения должна совпадать с одним из окон прозрачности оптического волокна;
достаточно большая мощность выходного излучения и эффек тивность его ввода в оптическое волокно;
возможность модуляции оптического излучения различными спо собами;
достаточно большой срок службы;
минимальное потребление электрической энергии или высокая эффективность;
минимальные габариты и вес;
простота технологии производства, обеспечивающая невысокую стоимость и высокую воспроизводимость параметров и характе ристик.
Наиболее полно этим требованиям удовлетворяют источники оп тического излучения на основе светоизлучающих диодов (СИД) и полупроводниковых лазерных диодов (ЛД).
Основными параметрами источника оптического излучения яв ляются:
1) длина волны оптического излучения , мкм, соответствующая одному из минимумов спектральной характеристики затухания оптического волокна;
2) ширина спектра оптического излучения , нм;
3) мощность оптического излучения W, мВт или абсолютный уровень мощности оптического излучения р, дБм;
4) ток возбуждения источника оптического излучения , мА, под которым понимается минимальное значение тока, обеспечивающее устойчивое световое излучение;
5) эффективность излучения, т.е. коэффициент полезного дейст вия (КПД) источника оптического излучения, под которым понимает ся отношение вида
,
где W0 - мощность оптического излучения; - мощность, по требляемая источником оптического излучения от внешнего источ ника электрической энергии;
6) время нарастания импульса оптического излучения , за ко торое его амплитуда возрастает от 0,1 до 0,9 своего номинального значения;
7) максимальная скорость передачи информации С, Мбит/с или частота модуляции , МГц;
8) шумы источников оптического излучения.
Основными характеристиками источников оптического излучения являются:
1) ватт -амперная характеристика , описывающая зави симость мощности оптического излучения W0 от тока возбуждения (или тока инжекции - ); примерные ватт -амперные характеристики СИД и ЛД приведены на рис. 2.
2) спектральная характеристика излучения при различных вели чинах тока возбуждения (инжекции), показывающая зависимость относительной мощности оптического излучения W/W0 от длины волны оптического излучения, т.е. , здесь W0 - мощ ность оптического излучения на номинальной длине волны и W - на текущей длине волны в пределах соответствующего окна про зрачности оптического волокна; типичная спектральная характери стика источников оптического излучения приведена на рис. 3.
3) диаграмма направленности, представляющая пространствен ную характеристику излучения. После выхода света из источника начинается расширение светового пучка, и только малая его часть в действительности попадает в оптическое волокно. Чем уже диа грамма направленности, тем большая часть света может попасть в волокно.
Хорошие источники излучения должны иметь малые диаметры выходных пучков света и малую апертуру (NA). Диаметр выходного пучка определяет величину поперечного сечения пучка излучения, а апертура NA - диапазон углов, в которых происходит излучение света. Если диаметр выходного пучка или его апертура превышают соответствующие параметры волокна, в которое вводится излуче ние, часть излучения не попадает в волокно. На рис. 4. представле ны типичные диаграммы направленности для светоизлучающих и лазерных диодов.
Диаграмма направленности лазерного диода ближе к эллиптиче ской форме, а светоизлучающего диода - к сферической.
Когда выходной диаметр источника не соответствует диаметру сердцевины волокна dB, то потери излучения, связанные с рассо гласованием данных параметров , могут быть определены из следующего выражения:
.
Потери отсутствуют, когда диаметр сердцевины волокна превос ходит диаметр источника излучения.
Когда апертура NAИ источника больше, чем NAВ волокна, то поте ри, вызванные этим рассогласованием , равны
.
Потери отсутствуют, если апертура волокна больше апертуры источника излучения.
Рассмотрим, например, источник излучения с выходным диамет ром = 100 микрон и апертурой = 0,3, и подключенное к нему волокно с диаметром dB = 62,5 микрон и = 0,275. Потери из-за рассогласования параметров волокна и источника излучения будут равны
дБ
и дБ.
Общие потери составляют = 4,08 + 0,76 = 4,84 дБ. Если вы ходная мощность источника излучения составляет 1 мВт, то только 0,328 мВт попадет в волокно.
Обобщенная структурная схема оптического приемника, реали зуемого в виде единого приемного оптоэлектронного модуля (ПРОМ), представлена на рис. 5, где приняты следующие обозначения:
ОК - оптический кабель; ОС - оптический соединитель; ФД - фо тодиод или фотодетектор; ПМШУ - предварительный малошумя щий усилитель; МУ с АРУ - мощный усилитель с автоматической регулировкой усиления; ФК - фильтр-корректор.
Оптический сигнал с выхода оптического кабеля (ОК) через оп тический соединитель (ОС) поступает на фотодетектор (ФД), где происходит его преобразование в электрический сигнал. На выходе ФД электрический сигнал весьма мал и сопровождается различного вида шумами. Для его усиления без существенной потери в шумозащищенности используется предварительный малошумя щий усилитель (ПМШУ). Усиленный электрический сигнал далее усиливается мощным усилителем с автоматической регулировкой
усиления (МУ с АРУ) и затем с помощью фильтра-корректора (ФК) осуществляется отфильтровывание помех и коррекция формы электрического сигнала, который и подается на оборудование сопряжения тракта приема ВОСП (см. рис. 1 лекции 13).
Базовым элементом оптического приемника ВОСП является фотодетектор - оптоэлектронный прибор, преобразующий опти ческий сигнал в электрический сигнал соответствующей формы.
Фотодетектор реализуется на основе полупроводниковых фото диодов (ФД) с обратносмещенными переходами, работающих на принципах внутреннего фотоэффекта.
В технике ВОСП широкое применение находят два типа фото диодов: p-i-n и лавинный ФД.
Сущность внутреннего фотоэффекта в полупроводниковом материале заключается в поглощении фототока, энергия которого более ширины запрещенной зоны материала полупроводникового материала, а длина волны оптического излучения не превышает критического значения , и сопровождается переходом электрона из валентной зоны в зону проводимости, а дырок - из зоны проводимости в валентную зону (генерация пар «электрон-дырка»). Фотоны с энергией, меньшей ширины запрещенной зоны, или длиной волны больше критической, не поглощают ся и, следовательно, не происходит генерации пары «электрон-дырка».
Эффективное поглощение падающего излучения, как правило, связано с эффектом примесного поглощения.
Примесное поглощение имеет место в примесных полупроводниковых материалах, электрические свойства которых получаются путем добавки небольшого количества примесей в структуру собственных полупроводни ков, например, германия - Ge, кремния - Si, а также соединений элементов третьей и пятой групп Периодической системы элементов Д. И. Менделеева (ПСЭМ): алюминия - AI, галлия - Ga, индия - In из третьей группы и фос фора - Р, мышьяка - As и сурьмы - Sb из пятой группы, например, арсенид галлия - GaAs и фосфид индия - InP. Возможно образование тройных и четверных соединений типа арсенида галлия с добавкой алюминия -GaAIAs или галий – индий - аосенид фосфора - GalnAsP.
Примеси могут создать избыток электронов (полупроводник - типа) или дырок (полупроводник - типа). Процесс добавки примесей называется легированием. В легированном полупроводниковом материале имеются основные носители (свободные электроны в материале - типа и дырки в материале - типа). Такие материалы известны как примесные полупро водники. В этих материалах концентрация примесей настолько велика, что она (не температура) является основным фактором, определяющим число свободных носителей и, следовательно, электрическую проводимость и быстродействие прибора.
Собственные полупроводники четвертой группы ПСЭМ кремний и гер маний могут быть полупроводниками n-типа после введения небольших концентраций донорных примесей элементов пятой группы ПСЭМ - мышья ка или фосфора. Они же могут стать полупроводниками р -типа в результате введения акцепторных примесей из группы элементов треть ей группы ПСЭМ - галлия или индия.
Во многих полупроводниковых материалах одновременно присутствуют как донорные, так и акцепторные примеси и такие материалы становятся полупроводниками соответствующего вида проводимости.
p-i-n-фотодиоды. Структурная схема обратно смещенного ФД представлена на рис. 6. Сконструированный таким обра зом полупроводниковый прибор, получил название фотодиода, происходящего из сокращенных названий составляю щих его слоев: р - positive (положительный), - intrinsic (внутрен ний), - negative (отрицательный). Обедненный -слой такого ФД сделан максимально широким из полупроводникового материала, легированного в такой степени, чтобы не относиться ни к полупро водникам -типа с электронным видом проводимости, ни к полупро водникам -типа с дырочной проводимостью.
Как следует из рис. 6, структура такого диода состоит из сильно легированного - слоя (подложки), слаболегированного - слоя и тонкого сильнолегированного - слоя. Толщина -слоя должна быть во много раз больше, чем длина поглощения оптического излучения соответствующих длин волн. Так, если толщина тонкого - слоя не превышает 0,3 мкм, то ширина -слоя составляет несколько десят ков мкм.
Так как сильное легирование - и - слоев увеличивает их прово димость, то обратное смещение напряжением , приложенное к этим слоям, создает в - слое сильное внутренне электрическое поле напряженностью Ев. При этом образуется обедненная зона, толщина которой сравнима с размером диода. Широкий - слой приводит к увеличению интенсивности поглощения фотонов в обедненном слое.
В результате чего падающие фотоны возбуждают ток во внешней цепи более эффективно и с меньшим запаздыванием. Носители, возникающие внутри обедненной зоны, мгновенно сдвигаются в сильном электрическом поле к - и - областям диода.
В результате поглощения кванта света с энергией в нагрузке диода RH протекает импульс тока. Если каждый поглощенный квант рождает электронно-дырочную пару, то число носителей тока N, равное отношению мощности оптического излучения W к энергии кванта, умноженное на величину носителя q, определит средний ток , протекающий через нагрузку RH
Как правило, не все поглощенные кванты света приводят к появ лению импульсов тока. Этот факт необходимо учитывать коэффи циентом, характеризующим эффективность преобразования фотонов в электрический сигнал. Этот коэффициент называется квантовой эффективностью (выходом) фотодетектора. Следова тельно, средний фототок, протекающий через нагрузку фотодетек тора, будет равен
.
Коэффициент полезного действия фотодетектора, определяе мый как отношение среднего значения фототока к среднему значению оптической мощности (А /Вт), называется токовой чув ствительностью
.
Отсюда следует, что чувствительность оптического приемника тем выше, чем больше квантовый выход , т.е. чем больше доля светового потока, поглощаемая в активной зоне фотодиода.
Токовая чувствительность зависит от длины волны падающего излучения. Характер этой зависимости определяется спектральной характеристикой квантового выхода, которая обычно имеет вид плавной кривой с более или менее выраженным максимумом и определяется материалом полупроводника (рис. 7).
Квантовый выход фотодиода однозначно связан с токовой чув ствительностью следующей зависимостью: , где - длина волны, мкм.
Конструктивно ФД выполняется так, чтобы максимально уменьшить долю поглощения излучения вне - слоя. С этой целью переход формируется у самой поверхности кристалла. Следова тельно, постоянная времени такого ФД определяется временем перехода носителей заряда через обедненный слой в сильном электрическом поле.
При отсутствии внешнего оптического излучения и наличии об ратного смещающего напряжения в фотодиодах обедненный слой поляризуется и через нагрузку протекает постоянный ток малой величины, который называется темповым током. Значение этого тока определяется свойствами полупроводникового материа ла, толщиной структуры и температурой окружающей среды.
В настоящее время фотодиоды являются довольно рас пространенным типом фотодетектора. Это объясняется простотой их изготовления, достаточно высокой временной и температурной стабильностью и относительно широкой полосой рабочих частот, они обладают хорошей линейностью в широком динамическом диапазоне (от нескольких пиковатт до нескольких милливат), обес печивают детектирование оптических сигналов, модулируемых частотами гигагерцового диапазона.
Для изготовления таких ФД обычно используют кремний (Si), германий (Ge), арсенид галия (GaAs), соединения вида InAs, InGaAs, AIGaSb и InGaAsP. Кремниевые ФД считаются идеальными для применения в ВОСП, работающих на длине волны от 0,6 до 1 мкм с максимальной чувствитель ностью около 0,9 мкм и квантовой эффективностью до 0,9. Для длин волн 1 мкм и выше (вплоть до 1,8 мкм) часто используют ФД на основе Ge. При использовании соединения вида AlхGa1-х AsSb получены ФД для работы на длинах волн от 0,9 до 1,3 мкм с квантовой эффективностью не хуже 0,8.
В фотодиодах типа каждый поглощенный фотон в идеале приво дит к образованию одной пары «электрон-дырка», которая приводит к генерации тока во внешней цепи. Квантовую эффективность ФД можно повысить путем использования лавинного усиления (умножения), реали зуемого в структуре, называемой лавинным фотодиодом (ЛФД), где один фотон порождает М электронов.
В основе работы ЛФД лежит процесс ударной ионизации в сильном электрическом поле, т.е. образования положительных и отрицательных ионов и свободных электронов из электрически нейтральных молекул и атомов полу проводника. При этом электроны в зоне проводимости могут приоб рести кинетическую энергию, большую, чем ширина запрещенной зоны, и «выбивать» электроны из валентной зоны. В валентной зоне образуются дырки, в зоне проводимости вместо каждого «быстрого» электрона появляются два «медленных», которые, ускоряясь в сильном электрическом поле, становятся «быстрыми» и вызывают повторную ударную ионизацию. Вероятность ударной ионизации возрастает с напряженностью электрического поля (или ростом обратного смещающего напряжения) Отметим, что при некоторой напряженности поля ударная ионизация приводит к резкому увели чению плотности тока, т.е. к электрическому пробою полупроводни ка. Следовательно, для создания условий ударной ионизации в структуре фотодиода необходимо создать сильное электрическое поле. Такое поле создается добавлением в структуру -фотодиода дополнительного -- перехода, усиленное обратным смещением, рис. 8.
При воздействии оптического излучения мощностью W на - слой образуются пары «электрон-дырка», называемые первоначальными носителями. Благодаря относительно небольшому полю - слоя, проис ходит направленное движение носителей к соответствующим полю сам батареи смещения.
При попадании свободных электронов из - слоя в - слой их ускоре ние становится более ощутимым из-за высокой напряженности элек трического поля -- перехода. Ускоряясь в зоне проводимости - слоя, такие «быстрые» электроны накапливают кинетическую энергию достаточную, чтобы «выбить» (возбудить) два «медленных» электро на из валентной зоны в зону проводимости. В результате появляются свободные носители, называемые вторичными. В зоне проводимости - слоя происходит их повторное ускорение до получения кинетической энергии, соответствующей «быстрому» электрону, который снова порождает ударной ионизацией пару «медленных» электронов из валентной зоны. Этот процесс называется лавинным усилением или лавинным умножением.
Условия лавинного умножения достигаются увеличением напря жения обратного смещения до значения, чуть меньше напряжения пробоя полупроводника, так чтобы на -- переходе установилось очень сильное поле (с напряженностью не менее 105 В/см). Элек троны и дырки, двигаясь в таком поле, приобретают значительную кинетическую энергию, необходимую для образования вторичных носителей путем ударной ионизации. Энергия получаемых при этом электронов, обеспечивает их перенос из валентной зоны в зону проводимости.
Процесс лавинного умножения (усиления) ЛФД оценивается ко эффициентом умножения М, который приближенно может быть представлен эмпирической формулой:
,
где - напряжение обратного смещения; - напряжения про боя; величина = 2...6 и определяется материалом проводника и конструкцией фотодиода.
Величина фототока через нагрузку для ЛФД определяется по формуле
.
Лавинный эффект приводит к увеличению темнового тока ЛФД в М раз по сравнению с темновым током фотодиода.
Коэффициент умножения принимает различные значения в за висимости от напряжения смещения. При происходит резкое увеличение коэффициента М, которое может принимать высокие значения порядка 103...104. При низком напряжении ЛФД работает как фотодиод без усиления (умножения). Суще ствует пороговое напряжение для получения лавинного про цесса ударной ионизации. Выше этого порога ЛФД будет генерировать ток без наличия возбуждающего оптического излуче ния. Отметим, что коэффициент умножения сильно зависит от температуры, что является серьезным недостатком ЛФД. Поэтому в схемах смещения ФЛД необходимо предусмотреть меры, которые устраняли бы влияние изменений напряжения и температуры. Типовой компромисс между величиной умножения и стабильностью работы ЛФД достигается при напряжении смещения, равном 0.95
Лавинный фотодиод с коэффициентом М=100 может породить как 95, так и 105 вторичных носителей. Такого рода вариации явля ются причиной возникновения шумов, ограничивающих предел чувствительности ЛФД. Отметим, что темновой ток ЛФД растет при увеличении приложенного смещающего напряжения и, следова тельно, зависит от коэффициента умножения М.
Квантовая эффективность ФД зависит от коэффициента отражения R на границе «полупроводник-воздух». Для уменьшения френелевского отраже ния обычно покрывают поверхность прозрачной диэлектрической пленкой толщиной в четверть длины волны принимаемого оптического излучения
и показателем преломления, в идеальном случае равным , где и - показатели преломления полупроводникового материала и воздуха.
На практике более удобна тонкая кварцевая пленка, заметно увеличиваю щая пропускание оптического излучения; иногда используют нитрид крем ния Si3N4. Такая пленка играет роль линзы, повышающей квантовую эффективность на 20 %.
Фотодиоды обычно характеризуются следующими основными параметрами:
токовой чувствительностью S, квантовой эффективностью ;
предельной частотой, т.е. частотой гармонической модуляции падающего на ФД модулированного по интенсивности излучения, при которой чувствительность ФД уменьшается до 0,707 чувстви тельности при немодулированном излучении; отметим, что пре дельная частота численно равна ширине полосы пропускания фотодиода ;
быстродействием, под которым понимается время нарастания или время слада фототока при воздействии на ФД импуль са оптического излучения W (t) достаточно большой длительности (рис. 9).
Время спада импульса тока и время его нарастания определя ются длительностью переднего и заднего фронтов между значе ниями 0,1 и 0,9 установившегося значения фототока . В совокуп ности время спада и время нарастания называются временем отклика, т.е. временем, необходимым для преобразования мощно сти излучения в электрический ток. Быстродействие оценивается максимальным значением одной из составляющих времени отклика (обычно это время нарастания). Между временем нарастания и шириной полосы пропускания существует зависимость вида:
.
Для ЛФД увеличение коэффициента усиления сопровождается уменьшением быстродействия. Поэтому параметром, характери зующим быстродействие ЛФД является его добротность, под которой понимается произведение коэффициента умножения (уси ления) М на ширину полосы пропускания , численно равной предельной частоте.
Как функциональные элементы и лавинные фотодиоды мо гут быть представлены в виде обобщенной эквивалентной схемы (рис. 10), где приняты следующие обозначения: - фототок; - дифференциальное сопротивление обратно смещенного пере хода фотодиода; обычно это сопротивление настолько велико, что его шунтирующим действием можно пренебречь; - внутреннее сопротивление диода, состоящее из сопротивления не обедненной зоны диода, контактного сопротивления и общего сопротивления, связанного с удельным сопротивлением поверхностного слоя, величина этого сопротивления не превышает нескольких десятков Ом; - емкость обратно смещенного перехода, зависящая от его площади; - сопротивление нагрузки ФД (входное сопротивление предварительного усилителя). Для большинства случаев анализа эквивалентную схему ФД можно представлять генератором тока 1Ф и шунтируемого емкостью . Можно показать, что для эквивалентной схемы (см. рис. 10) ширина полосы пропускания или предельная частота равна
,
здесь - сопротивление нагрузки ФД (как правило, входное сопро тивление предварительного малошумящего усилителя фототока).
В состав тока на выходе схемы (см. рис.10) входят: фототок , темновой ток , а также токи шумов различного происхождения, являющиеся естественным ограничением чувствительности фото диодов. Значения этих токов являются одним из ключевых пара метров приемников оптического излучения и оцениваются среднеквадратическими величинами соответствующих токов.
Среднеквадратическое значение тока фотодиода определяется следующей формулой:
,
здесь - мощность оптического сигнала, поступающего на вход фотодетектора - фотодиода; S - чувствительность фотодиода на соответствующей рабочей длине волны оптического излучения; М- коэффициент лавинного умножения (усиления) ЛФД (для - фотодиода М = 1); - средний ток фотодиода, генерируемый оптическим излучением.
Важной составляющей шумов фотодиодов являются дробовые шумы, обусловленные дискретной природой фотонов и генерируе мых ими пар «электрон-дырка». Фототок не является непрерывным и однородным потоком, а представляет поток отдельных дискрет ных электронов. Фототок флуктуирует в зависимости от того, на сколько много или мало пар «электрон-дырка» возникает в данный момент времени. Дробовые шумы присутствуют и тогда, когда свет не падает на фотодиод. Даже в отсутствие оптического сигнала малые флуктуации фототока генерируются за счет темнового тока и температурных колебаний, причем его значение увеличивается приблизительно на 10 % при росте температуры на 1°С. Типичные значения тока дробовых шумов составляют 22...25 нА при 25°С.
Среднеквадратическое значение тока дробовых шумов (дробный шум) фотодиода равно
где q - заряд электрона; F (М) - коэффициент избыточного шума лавинного умножения (усиления), учитывающий увеличение дробо вых шумов ЛФД из-за нерегулярного характера процесса умноже ния; для некоторых типов ЛФД коэффициент F(M) вблизи напряжения пробоя может быть представлен в форме
,
где показатель степени х для кремниевых ЛФД лежит в пределах 0,2. ..0,5 и для германиевых –
0,9...1, для ЛФД на основе гибридного соединения вида InGaAs - 0,7...0,8; - ширина полосы пропуска ния фотодиода.
Среднеквадратическое значение темнового тока определяется по формуле
,
здесь - среднее значение темнового тока; его величина для кремниевых - фотодиодов лежит в пределах (1...8)10-9 А, а для германиевых - на два порядка выше. Темновой ток возрастает примерно на 10 % с ростом температуры на 1°С.
Помимо дробовых шумов и шумов темнового тока в приемниках оптического излучения следует учитывать тепловые шумы (или шумы Джонсона-Найквиста), обусловленных флуктуациями отдель ных электронов в проводнике, создающих на его концах напряжение случайного характера. Электроны в пространстве между электро дами фотодиода ведут себя непостоянно. Их тепловая энергия позволяет им случайным образом смещаться. В каждый момент времени суммарный поток случайного движения электронов может быть направлен к одному либо к другому электроду. Таким образом, появляется постоянно меняющийся случайный ток. Он накладыва ется на полезный сигнал и изменяет его. Среднеквадратическое значение тока тепловых шумов определяется выражением
,
где = 1,38 х 10-23 Дж/К - постоянная Больцмана; Т - абсолютная тем пература по шкале Кельвина; - ширина полосы пропускания фото диода (фотодетектора); - сопротивление нагрузки (см. рис. 10).
Среднеквадратическое значение суммарных шумов (полного шума) на выходе фотодетектора определяется суммой вида
.
Помехозащищенность полезного электрического сигнала от пол ного шума на выходе фотодетектора определяется отношением сигнал - шум, которое можно представить в виде
или
где - мощность фототока на единичном сопротивлении нагрузки = 1 Ом; - полная мощность шумов на единичном сопротив лении нагрузки = 1 Ом.
Шумы на выходе фотодетектора при передаче цифровой ин формации порождают ошибки, и в этом случае интегральной оцен кой качества передачи является вероятность ошибки.
Одним из основных параметров приемников оптического излуче ния является его чувствительность, под которой понимается минимальная обнаруживаемая - детектируемая мощность (МДМ) оптического сигнала, обеспечивающая заданные значения отноше ния сигнал -шум или вероятности ошибки.
В идеальном случае максимальная чувствительность приемника оптического излучения достигается, если минимальный обнаруживае мый сигнал не ограничивается параметрами приемника, а изменяется только в результате флуктуации тока сигнала. При таком допущении естественным ограничением чувствительности является темновой ток. Дробовые шумы определяются оптическим сигналом, а тепловые - в основном, сопротивлением нагрузки (входным сопротивлением предварительного усилителя), а потому минимальное значение фото тока будет равно темновому току. Следовательно, МДМ будет равна
.
Напомним, что здесь S - чувствительность фотодиода на соот ветствующей длине волны.
Мерой минимально детектируемой мощности оптического сигна ла является эквивалентная мощность шума (ЭМШ), определяемая как оптическая мощность, необходимая для получения фототока, соответствующего среднеквадратическому значению шумового тока в единичной полосе частот, т.е.
.
Определить ЭМШ на конкретной длине волны - фотодиода можно следующим образом. Представим мощность оптического сигнала на входе фотодетектора для конкретных средних значений фототока и коэффициента квантовой эффективности в сле дующей форме:
,
здесь - скорость света; - постоянная Планка и q - заряд элек трона. При определении МДМ полагаем, что фототек равен . Подставляя это значение при = 1 Гц, полу чим
.
Чувствительность к обнаружению при детектировании монохро матического излучения (каким можно считать излучение лазера и большинства широко применяемых светоизлучающих диодов) равна .
Оптическую несущую можно представить как электрическое поле монохроматического оптического излучения, мгновенное значение которого при фиксированных пространственных координатах равно
, (1)
где - амплитуда поля; и - соответственно, частота и фаза оптической несущей. Таким образом, оптическое излучение харак теризуется амплитудой, частотой, мгновенной фазой, или поляри зацией. Квадрат выражения (1) называется мгновенной интенсивностью оптического излучения, т.е.
, (2)
здесь - амплитудное значение интенсивности.
Изменение амплитуды, частоты, фазы (или поляризации) и ин тенсивности оптического излучения под воздействием управляюще го - модулирующего сигнала называется модуляцией. Модулирую щий сигнал может быть электрическим (ток, напряжение), акустиче ским, механическим и оптическим. Существуют разные способы модуляции параметров оптического излучения.
Первый из них - это прямая или непосредственная модуляция, при которой модуляция излучения лазерного диода (ЛД) или светоизлучающего диода (СИД) достигается изменением тока накачки или тока смещения (рис. 11, а). Эти изменения управляют инжекцией электронов через и в широких пределах меняют интенсивность выходного оптического излучения. Ограничение частоты модуляции связано с постоянными времени генерации и рекомбинации свобод ных носителей, а также емкостями в цепях возбуждения.
Непосредственная модуляция, помимо изменения интенсивности излучения, оказывает динамическое влияние на спектр излучения, изменяя длину волны и амплитуды отдельных мод резонаторов для ЛД, причем, чем меньше количество излучаемых мод, тем сущест веннее это влияние. Поэтому возникла необходимость использова ния внешних модуляторов.
Второй способ - модуляция излучения немодулированного ис точника света. Это внешняя модуляция (рис. 11,6). Для внешней модуляции необходимо, чтобы управляющий сигнал воздействовал на оптическое излучение. Для этой цели необходим оптический модулятор.
Третий способ - внутренняя модуляция, при которой преобразо вание излучения происходит в процессе его формирования непо средственно в источнике оптического излучения с помощью соответствующего оптического модулятора, помещаемого внутрь лазерного резонатора, например, Фабри-Перо, и изменяющего его добротность. Иногда такой вид модуляции оптического излучения называется автомодуляцией.
В оптических системах передачи используются два метода приема модулированного оптического сигнала: 1) прямая или непо средственная демодуляция модулированного по интенсивности оптического излучения и 2) когерентный прием оптических сигна лов, при котором применяется гетеродинный или гомодинный способы преобразования частот. При когерентном приеме возмож ны синхронная и несинхронная демодуляция по промежуточной частоте сигналов с различными видами модуляции.
Устройства, реализующие модуляцию оптической несущей, на зываются оптическими модуляторами.
Принципы действия оптических модуляторов реализуются на ос нове физических эффектов, протекающих при распространении светового потока в различных средах, как правило, в кристаллах соответствующей структуры.
Так как прием оптического излучения, модулированного по часто те, фазе или поляризации, сопряжен с техническими трудностями, то на практике все эти виды модуляции оптической несущей преобразу ют в амплитудную модуляцию (или модуляцию по интенсивности) либо непосредственно в модуляторе, либо с помощью специальных устройств, помещаемых перед оптическим модулятором.
Оптический амплитудный модулятор представляет собой уст ройство, в котором происходит взаимодействие оптического излу чения (света) с кристаллом, свойства которого изменяются под воздействием управляющего или модулирующего сигнала: электри ческого, магнитного полей или внешнего давления.
Самое широкое применение в оптических системах передачи нашли электрооптические модуляторы, принцип действия которых основан на электрооптическом эффекте в кристаллах, показатель преломления которых изменяется под воздействием приложенного электрического поля.
Электрооптическое явление, при котором коэффициент преломления кристалла изменяется пропорционально приложенному электрическому полю, называется эффектом Поккельса. Явление, при котором коэффици ент преломления кристалла изменяется пропорционально квадрату прило женного электрического поля, называется эффектом Керра.
Кристаллы, порождающие эффекты Поккельса или Керра при воздейст вии на них электрического поля, называются электрооптическими кри сталлами. К ним относятся кристаллы фосфорокислого калия КН2РО4, соединения лития LiNbO3 (ниобат лития), LiTaO3 (танталат лития) или соединения вида GaAs и СоТе.
Обобщенная функциональная схема электрооптического модулятора приведена на рис. 12, где приняты следующие обозначения: П - скрещенный поляризатор; Я - ячейка (Поккельса или Керра), представ ляющая плоский конденсатор - кристалл, помещенный между двумя элек тродами, к которым прикладывается электрическое поле (управляющий или модулирующий сигнал); К- компенсатор, устраняющий световое излучение
в плоскости, параллельной плоскости приложения электрического поля; А - скрещенный анализатор, выделяющий оптическое излучение соответст вующей длины волны и поляризации.
Оптическое излучение, поступающее на Вход электрооптического ампли тудного модулятора, преобразуется в поляризаторе П в линейно поляризо ванный свет. В отсутствии управляющего (модулирующего) электрического поля ячейка Я прозрачна для светового луча на выходе поляризатора П, который полностью гасится анализатором А, так как последний расположен под углом 90° к поляризованному входному излучению. При подключении электрического поля (управляющего или модулирующего электрического сигнала) линейно поляризованная световая волна в ячейке Я распадается на две, поляризованные вдоль поля (необыкновенная волна) и перпендикулярно полю (обыкновенная) волны. Это явление называется двойным лучепрелом лением. Обыкновенная и необыкновенная волны имеют в ячейке различные скорости распространения, вследствие чего выходящий из кристалла свет оказывается эллиптически поляризованным и частично проходит через анализатор А. При увеличении напряжения осуществляется преобразование состояния поляризации входного луча до такого состояния, когда анализатор становится полностью прозрачным для входного луча и излучение поступает на Выход модулятора. Изменяя уровень приложенного к ячейке Я напряже ния, можно управлять интенсивностью выходного оптического излучения. Таким образом, напряжение, приложенное к ячейке, определяет уровень мощности оптического сигнала на выходе модулятора, а его изменение приводит к модуляции световой волны.
Ячейки Керра и Поккельса обладают малой инерционностью, что позво ляет осуществлять модуляцию оптической несущей до частот порядка 1013 Гц. При этом глубина модуляции может достигать значений более 99,9 %. В случае применения ячеек Поккельса из-за линейной зависимости между показателем преломления и напряженностью электрического поля нели нейные искажения при модуляции света относительно невелики. Из-за квадратичности эффекта Керра происходит удвоение частоты и возникно вение постоянной составляющей.
Соответствующими изменениями геометрии кристаллов ячеек Поккельса и Керра можно осуществлять фазовую модуляцию оптической несущей.
В оптических системах передачи находят применение оптические моду ляторы, использующие одну из разновидностей магнитооптического эффекта - эффекта Фарадея. Если свет пропустить через вещество (кристалл), которое находится в магнитном поле, то в результате эффекта Фарадея возникает вращение плоскости поляризации света. При распро странении света в направлении магнитного поля, в котором находится вещество (кристалл), плоскость его поляризации будет поворачиваться вправо на соответствующий угол. Периодически меняющееся магнитное поле приводит к периодическому изменению угла вращения плоскости поляризации света, прошедшего через магнитооптический элемент - ячейку Фарадея, помещенного в магнитное поле. Угол поворота плоскости поляризации равен
,
где V - постоянная величина вращения плоскости поляризации света, отнесенная к единице напряженности приложенного магнитного поля (управляющего или модулирующего сигнала), приходящееся на единицу длины кристалла и называется удельным магнитным вращением или постоянной Верде; удельное магнитное вращение зависит от типа вещест ва, температуры и длины волны оптического излучения; - длина кристалла в направлении магнитного поля; Н - напряженность магнитного поля. Угол поворота пропорционален длине пути света в кристалле и при достаточно прозрачной среде может быть сделан сколь угодно большим.
При поперечном относительно магнитного поля распространении света различие показателей преломления для линейно поляризованного света приводит к линейному магнитному двойному лучепреломлению. Последнее свойство позволяет реализовать магнитооптический амплитудный модуля тор (рис. 13).
Входной сигнал, проходя через поляризатор П, оставляет свою верти кальную составляющую без изменения, устраняя горизонтальную состав ляющую.
Перемагничивание, производимое переменным полем модуляционной ячейки Фарадея (ЯФ), вызывает соответствующее изменение плоскости поляризации проходящего через ЯФ света, поступающего с выхода поляри затора П.
Проходя через скрещенный с поляризатором П анализатор А, оптиче ское излучение становится модулированным по амплитуде.
Эффект Фарадея ярко выражается в редкоземельных гранатах типа R3Fe5O12, обладающих высоким удельным магнитным вращением плоско сти поляризации. Здесь R - редкоземельные элементы: гольмий - Но, диспрозий - Dy, Gd - гадолиний, Tb - тербий, Y - иттрий. Широкое приме нение получили железо - иттериевый гранат Y3Fe5O12 и железо - тербиевый гранат и легированные алюминием или висмутом их соединения, например, Y3Fe5-хАlхО12 или Tb3-xBix Fe5O12.
Важной особенностью магнитооптических модуляторов является посто янство коэффициента удельного вращения плоскости поляризации света в инфракрасном диапазоне длин волн (1...5 мкм). Это обстоятельство повышает конкурентоспособность таких модуляторов при построении волоконно-оптических систем передачи, работающих во втором и третьем окнах прозрачности оптического волокна.
Отметим, что в отличие от электрооптического эффекта, который явля ется взаимным, эффект Фарадея является невзаимным, поэтому он может быть использован при создании различных невзаимных оптических уст ройств: оптических изоляторов, развязывающих устройств, пропускающих свет только в одном направлении.
Модуляция оптической несущей может быть осуществлена с помощью акустооптических модуляторов, принцип действия которых основан на явлении дифракции света на ультразвуке, приводящего к изменению показателя преломления ряда оптически прозрачных материалов. Такими материалами, нашедшими широкое применение в технике оптических систем передачи, являются кристаллы диоксида теллура - ТеО2, ниобата лития - LiNbO3 и молибдата свинца - РЬМоО4.
При распространении света в среде, где присутствуют акустические (ультразвуковые) упругие волны, происходит дифракция света. Упругие волны представляют возмущения, распространяющиеся в твердых (жидких и газообразных) средах. При распространении ультразвуковых (упругих - акустических) волн в среде возникают механические деформации сжатия (под давлением акустического поля), которые переносятся из одной точки
среды в другую, меняя ее структуру. При распространении упругих волн в кристаллах может возникнуть ряд специфических эффектов, например, различия в направлениях распространения света, его интенсивности и поляризации, фазовой и групповой скоростей распространения. Диапазон частот упругих акустических волн простирается от долей Гц до 1013 Гц.
Акустические (ультразвуковые) волны создают давление на оптически прозрачный материал, приводящее к периодическому изменению его показателя преломления. В результате этого в кристаллах возникает структура, аналогичная дифракционной решетке, период которой равен длине акустической волны Л.
Если в такой структуре распространяется луч света, то в кристалле по мимо основного возникают дифракционные пучки света положительных и отрицательных порядков (порядка дифракции), характеристики которых (поляризация, интенсивность и направления в пространстве) зависят от параметров акустического поля (частоты, интенсивности, толщины пучка акустических волн), а также от угла в, под которым падает свет на пучок акустических (упругих) волн, рис. 14.
Лишь при определенном значении угла в эффективность дифракции света на ультразвуке оказывается максимальной и зависит от длины L пути, пройденного светом в области акустооптического взаимодействия (объеме кристалла, находящегося под воздействием акустического поля).
При достаточно большой длине L интенсивность дифрагированного све та становится сравнимой с интенсивностью входного (падающего) света.
Дифракция света на ультразвуке для диапазона частот (гиперзвука) от 109 до 1013 Гц при выполнении условий > 1, где - длина волны оптического излучения; L - длина пути, проходимого светом в области акустооптического взаимодействия; - длина акустической волны, приво дит к так называемой брэгговской дифракции. Она возникает в изотропной среде, если световой луч падает на звуковой пучок под углом Брэгга . Изменение структуры кристалла приводит к появлению
дифракционной решетки. В этом случае отклонение света происходит только в 1-й порядок дифракции: в +1-й для света, падающего в сторону, противоположную распространению звука, или - 1-й, если свет падает в сторону распространения звука. Падающая под углом Брэгга к дифракци онной решетке, порожденной воздействием акустических упругих волн гиперзвука, световая волна частично отражается от нее и интерференция отраженных лучей определяет интенсивность дифрагированного света. Она максимальна, если разность оптического хода световых волн, отра женных от соседних максимумов дифракции кристалла, (см. рис. 14), равна . Таким образом, описанный эффект можно использовать в качестве оптического модулятора интенсивности оптического излучения. Для фикси рованной 2 существует предельная звуковая частота (- ско рость звука), выше которой брэгговская дифракция невозможна.
Обобщенная схема акустооптического модулятора на основе брэггов ской дифракции представлена на рис. 15, где приняты следующие обозна чения: L - длина пути взаимодействия оптического излучения и акустической волны в кристалле; - угол Брэгга; Л1, Л2 и Д - линзы и диафрагмы в модуляторе предназначены для выделения необходимого дифракционного максимума.
Пьезоизлучатель акустических волн предназначен для формирования упругих волн с заданными параметрами, а поглотитель акустических волн служит для образования бегущей ультразвуковой волны, на которой и происходит дифракция света.
Принцип действия акустооптического модулятора заключается в сле дующем: под воздействием управляющего или модулирующего сигнала изменяются параметры пьезоизлучателя акустических волн и, следова тельно, изменяются параметры брэгговской дифракционной решетки, образованной бегущей ультразвуковой волной.
При прохождении световой волны по кристаллу происходит изменение ее амплитуды или интенсивности. Отметим, что имеет место только первый порядок дифракции, определяемый соотношениями между длиной волны входного оптического излучения , значением L и длиной акустической волны .
В результате акустооптического взаимодействия частота оптического излучения смещается на величину, равную акустической частоте , - частота модулирующего или управляющего сигнала и - частота генератора акустической волны – пьезоизлучателя, что связано с переме щениями дифракционной решетки. При этом, если луч направлен против направления акустической волны, выходная частота выше входной, в противном случае - наоборот. Это явление может быть использовано для гетеродинного приема при частотной, фазовой и амплитудной модуляции оптической несущей.
Внутренняя модуляция оптической несущей осуществляется путем из менения физических параметров источника оптического излучения, напри мер, изменением длины резонатора полупроводникового лазерного диода, изменением параметров распределенной обратной связи (РОС) или рас пределенного брэгговского отражения (РБО).
Изменение оптической длины резонатора лазера приводит к изменению частоты излучения. С этой целью одно из зеркал лазера закрепляют либо на магнитострикционном стержне, либо на пьезоэлементе и изменяют длину резонатора / синхронно с модулирующим напряжением. Тот же эффект может быть достигнут путем изменения показателя преломления среды, заполняющей резонатор. Для этого внутрь резонатора помещают электрооптический кристалл.
Частотную модуляцию излучения лазера можно получить также путем наложения на его активный слой магнитного или электрического поля, под действием которого происходит расщепление и смещение рабочих уровней атомов, генерирующих когерентное излучения.
Под воздействием магнитного или электрического поля происходит из менение усиления активного слоя лазера и, следовательно, можно реали зовать амплитудную модуляцию или модуляцию по интенсивности оптической несущей.
Одним из методов управления когерентным излучением с целью осуще ствления модуляции является изменение величины обратной связи лазе ра, т.е. коэффициента отражения зеркал резонатора.
С этой целью используют резонатор, одно из зеркал которого вращается с большой скоростью, и поэтому условия генерации выполняются лишь в короткие промежутки времени, т.е. имеет место импульсная модуляция.
Изменение величины обратной связи можно получить путем замены од ного из зеркал лазера на интерферометр Фабри - Перо. Коэффициент отражения такого резонатора зависит от расстояния между зеркалами, меняя которое, можно модулировать интенсивность излучения и получать значительные по амплитуде импульсы.
Излучение лазеров можно модулировать, изменяя добротность опти ческих резонаторов, которая равна
,
здесь - длина резонатора; - коэффициент потерь на поглощение за одно прохождение волны в резонаторе; - длина волны оптического излучения. Изменением потерь , величина которых управляется модули рующим сигналом, а также изменением длины резонатора , методами указанными выше, можно изменять частоту и интенсивность излучения лазера. Для этого используют электрооптические или акустооптические модуляторы, а также введение в резонатор элементов, прозрачность которых изменяется под действием оптического излучения. Такой вид модуляции называется автомодуляцией и широко используется для гене рирования импульсов когерентного излучения нано- и пикосекундного диапазонов.
Качество работы оптических модуляторов определяется такими пара метрами, как управляющее напряжение и мощность, линейность модуля ционной характеристики, под которой понимается зависимость выходной мощности оптического излучения от управляющего напряжения, динамиче ский диапазон, глубина модуляции, потери света, широкополосность или быстродействие, экономичность в потреблении энергии.
Метод модуляции оптической несущей выбирается в каждом конкретном случае в зависимости от вида передаваемой информации и требований, предъявляемых к интенсивности светового потока, мощности модулирую щего сигнала, коэффициента (глубины) модуляции, импульсному или непрерывному режиму работы.
По совокупности параметров качества, вида информации и требований к параметрам модулированного оптического сигнала электрооптические
модуляторы получили самое широкое применение в технике волоконно-оптических систем передачи.
В оптическом диапазоне ши роко используются аналоговая, импульсная и цифровая модуляции: импульсно-кодовая модуляция (ИКМ), дельта-модуляция (ДМ) и их разновидности.
При аналоговой модуляции непрерывному изменению амплитуды ин формационного сигнала соответствует плавное изменение амплитуды (интенсивности) частоты, фазы оптической несущей частоты (аналоговые амплитудная модуляция - AM, модуляция интенсивности МИ, частотная модуляция - ЧМ, фазовая модуляция - ФМ). Аналоговая поляризационная модуляция (аналоговая ПМ) может быть двух видов: линейная и круговая (циркулярная). При линейной ПМ угол вектора поляризации линейно поля ризованного колебания по отношению к опорному направлению пропорцио нален амплитуде информационного сигнала; при круговой ПМ отношение интенсивностей оптической несущей правого и левого круговых поляризо ванных состояний пропорционально амплитуде информационного сигнала.
При импульсной модуляции амплитуда, интенсивность, длительность -ширина, частота, фаза оптических импульсов изменяются пропорционально амплитуде информационного сигнала (амплитудно-импульсная модуляция - АИМ, импульсная модуляция интенсивности - ИМИ, широтно-импульсная модуляция - ШИМ, частотно-импульсная модуляция и фазо - импульсная модуляция - ФИМ, называемая также позиционно-импульсной модуляцией -ПИМ).
Применение ШИМ в ВОСП оказывается нецелесообразным, поскольку при этом виде модуляции сравнительно неэффективно используется выходная мощность источника оптического излучения и, кроме того, ниже помехоустой чивость по сравнению с другими видами импульсной модуляции. При ФИМ, ЧИМ и ИМИ для передачи информации используются относительно короткие импульсы одинаковой длительности, что позволяет более эффективно использовать выходную мощность оптического излучения.
Под цифровой модуляцией в самом общем случае понимается передача двоичной последовательности импульсов одинаковой амплитуды, длитель ности и фазы методами ИКМ или ДМ. Однако при этом различают такие виды цифровой модуляции, как ИКМ - АМ (ИКМ - МИ), когда передаче «еди ницы» или «нуля» информационной последовательности импульсов соот ветствует максимальная или минимальная, соответственно, интенсивность (амплитуда) оптической несущей; при ИКМ - ЧМ «единице» информацион ной последовательности соответствует одно значение частоты оптической несущей, а «нулю» - другое значение. При ИКМ - ФМ фаза оптической несущей манипулируется по отношению к опорной фазе на фазовый угол, равный нулю или радиан в соответствии с «единицей» или «нулем» исходной информационной последовательности. Импульсно-кодовую поляризационную модуляцию (манипуляцию) И - КМ - ПМ можно осущест вить в двух вариантах: линейно-ортогональном и циркулярно-ортогональном. В первом случае «единица» и «нули» исходной информа ционной последовательности различаются линейными ортогональными поляризациями оптического излучения (например, вертикальная поляриза ция соответствует единице, горизонтальная - нулю). Во втором случае «единице» соответствует правая круговая поляризация, а «нулю» - левая.
В настоящее время в технике волоконно-оптических систем передачи в основном находят применение цифровые методы передачи с модуляцией интенсивности оптического излучения, а также виды модуляции с поднесущими колебаниями и гетеродинными методами приема.
Оптический сигнал при прохождении по оптическому кабелю (ОК), как и при передаче электрических сигналов по металлическим кабелям, испытывает затухание, обусловленное собственными потерями из-за поглощения светового излучения и его рассеяния в материале оптического волокна (0В). Спектральная зависимость этих потерь обуславливает амплитудно-частотные (просто частот ные) искажения сигналов и, следовательно, изменения их формы.
Дисперсионные явления в ОВ приводят к рассеянию во времени спектральных или модовых составляющих сигнала, т.е. к различно му времени их распространения. Дисперсия ОВ (различие группо вых скоростей различных составляющих оптического излучения) приводит к изменению формы и длительности оптических импульс ных сигналов, т.е. к их уширению. Эти искажения аналогичны фазо - частотным (фазовым) искажениям и при определенных значениях могут вызвать межсимвольные или интерференционные помехи при передаче импульсных сигналов.
Таким образом, прохождение оптических сигналов по ОВ сопро вождается линейными искажениями: частотными и фазовыми. Кроме того, при прохождении по ОВ происходят затухания и отра жения оптических сигналов в разъемных и неразъемных соедините лях строительных длин ОК и компонентов ВОСП.
Совокупность технических устройств, предназначенных для пе редачи оптического излучения определенной длины волны и обес печивающих компенсацию затухания светового потока, коррекцию искажений сигналов, минимально допустимую защищенность или вероятность ошибки, называется оптическим линейным трактом - ОЛТ. Обобщенная структурная схема ОЛТ приведена на рис. 16, где приняты следующие обозначения:
ОП-А (Б) - оконечный пункт (оконечная станция (ВОСП, вклю чающий в себя весь комплекс оборудования каналообразования, сопряжения и формирования оптического линейного сигнала ОЛС); ООЛТ-О - оборудование ОЛТ оконечного пункта, где происходит формирование ОЛС, параметры которого максимально согласова ны с параметрами передачи оптического волокна (0В), а также ввод его в ОВ с минимально возможными потерями и искажениями; УССЛК - устройство стыка (согласования) станционного (объекто вого) оптического кабеля (ОК) с линейным; ТК - устройства теле контроля, обеспечивающие контроль состояния оборудования ОЛТ и отображение информации о наличии неисправностей или предотказного состояния, поступающей от датчиков состояния контроли руемых параметров; ТМ - устройства телемеханики; СС устройства служебной связи различного типа и назначения (участ ковой, постанционной, магистральной); УДПпер - устройства переда чи дистанционного питания необслуживаемых ретрансляционных пунктов (НРтП), если их электропитание осуществляется по метал лическим жилам оптического кабеля; УВК-О - устройство ввода линейного ОК в оконечный, обслуживаемый и необслуживаемый ретрансляционные пункты; ЛРт - линейный ретранслятор, осущест вляющий компенсацию затухания ОК, разъемных и неразъемных соединений, устройств ввода-вывода оптического излучения, кор рекцию формы оптических и электрических сигналов, восстановле ние необходимых временных и спектральных соотношений в исходных сигналах; ретранслятор может быть реализован как опти ческий усилитель или как регенератор электрического сигнала; УДПпр - устройство приема и распределения дистанционного пита ния НРтП; ООЛТпр (Пер) - приемное и передающее оборудование ОЛТ обслуживаемого ретрансляционного пункта (ОртП); АВ и ПП -аппаратура выделения или переприема групп каналов в ОртП (воз можно и в НРтП) или ОП.
Основным элементом ОРтП и НРтП является линейный ретранслятор, обеспечивающий передачу оптического сигнала практически на любые расстояния с заданными показателями каче ства. От ЛРт зависят основные технико-экономические показатели ОЛТ и ВОСП в целом.
Структура ОЛТ и соответствующих ему ЛРт определяется вы бранными способами передачи оптического и электрического сиг нала (аналоговый, импульсный, цифровой и др.), видом модуляции (МИ, AM, ЧМ, ФМ и др.) и приема (непосредственное детектирова ние, когерентный прием и др.). В настоящее время на телекоммуни кационных сетях наибольшее распространение получили ВОСП с простой и надежной прямой модуляцией интенсивности излучения аналоговыми или цифровыми электрическими сигналами и прямое детектирование промодулированного по интенсивности оптического излучения с помощью p-i-n или лавинных фотодиодов.
Оптические линейные тракты, как и ВОСП, подразделяются на цифровые и аналоговые.
Цифровым оптическим линейным трактом (ЦОЛТ) называется тракт, по которому передается световой поток, интенсивность кото рого модулируется (управляется) цифровым электрическим сигналом, сформированным с помощью импульсно-кодовой (ИКМ) или дельта - модуляции (ДМ).
Аналоговым оптическим линейным трактом (АОЛТ) называет ся тракт, по которому передается световой поток, интенсивность которого модулируется аналоговым электрическим сигналом, сформированным с помощью аналоговых AM, ЧМ и ФМ или АИМ, ШИМ и ФИМ.
Такая классификация весьма условна и не охватывает перспек тивных методов модуляции параметров оптического излучения модуляторами на основе электро- и акустических явлений в соот ветствующих материалах.
Поскольку в настоящее время самое широкое распространение получили цифровые волоконно-оптические системы передачи с непосредственной модуляцией оптического излучения и прямым детектированием, в дальнейшем будем пользоваться привычной терминологией цифровых систем передачи (ЦСП): регенератор (вместо ретранслятор), регенерационный участок (вместо ретранс ляционный), обслуживаемый (ОРП) или необслуживаемый (НРП) регенерационный (вместо ретрансляционный) пункт.
Обобщенная структурная схема линейного цифрового регенера тора приведена на рис. 17, где приняты такие обозначения:
ОИ - оптическое излучение, поступающее из оптического кабеля; ПРОМ - приемный оптический модуль, преобразующий оптическое излучение в электрический сигнал, скоректированный и усиленный; УО - усилитель-ограничитель, срезающий пиковые значения электрического сигнала, а, следовательно, и аддитивные помехи; ПУ -пороговое устройство; РУ - решающее устройство; ВТЧ - выдели тель тактовой частоты; ФУ - формирующее устройство импульсов заданной амплитуды, длительности и формы; ПОМ - передающий оптический модуль, преобразующий электрический сигнал в оптиче ское излучение.
Назначение элементов регенератора очевидно из рассмотрения временных диаграмм его работы (рис. 18). Здесь 1-6 формы сигна лов в различных точках схемы регенератора (см. рис. 17).
С выхода ПРОМ электрический сигнал совместно с аддитивной помехой поступает на УО (кривая 1, рис. 18). В УО происходит усиление этого сигнала и ограничение его амплитуды значением Unop. Если входной сигнала больше порогового Unop, то на выходе УО сигнал появится и, если входной сигнал меньше Unop, то сигнал на выходе УО не появится, и, следовательно, происходит подавле ние части помех (см. кривая 2, рис.18).
С выхода УО сигнал, освобожденный от аддитивных помех, по ступает на вход ПУ (см. 3, рис. 18).
Сигнал на выходе ВТЧ представляет периодическую последовательность импульсов (см. 4, рис.18), следующих с тактовой частотой , где Т - период следования импульсов.
Если на один из входов РУ подается информационная последова тельность с выхода ПУ (см. 3 рис. 18), а на другой - тактовая после довательность импульсов (см. 4, рис. 18), то в случае их совпадения на выходе РУ появляются импульсы (см. 5, рис. 18) определенной амплитуды и длительности, необходимые для запуска ФУ.
В ФУ происходит полная регенерация формы импульсов (см. 6, рис. 18), которая затем поступает на вход ПОМ, где и осуществля ется модуляция оптического излучения или преобразование электрического сигнала в оптический соответствующей длины волны и интенсивности.
Необходимо отметить, что периодическая последовательность импульсов на выходе ВТЧ (см. 4, рис. 18) обязательно фазируется с откоректированными импульсами на выходе ПУ с целью уменьше ния так называемых фазовых дрожаний (флуктуации), обусловлен ных погрешностями работы ВТЧ.
Пороговое устройство и усилитель-ограничитель являются ос новными элементами регенератора, обеспечивающими его помехо устойчивость, и требуют точной установки порогового напряжения Unop и стабильного усиления.
Изменение порогового напряжения в любую сторону снижает помехоустойчивость регенератора, так как приводит к нарушению оптимального соотношения между максимальным значением откор ректированного импульса на входе УО и пороговым напряжением ПУ. Для поддержания постоянства такого оптимального соотноше ния в регенераторе применяется автоматическая регулировка усиления (АРУ) (см. рис. 17), где в качестве управляющего сигнала используется пиковое значение импульсов на выходе УО.
Усиление оптических сигналов рассматривалось как сопутст вующее явление, наблюдаемое при исследовании процессов в лазерных устройствах. Однако уже в начале 80-х годов в связи с развитием волоконно-оптической техники и технологии оно стало самостоятельным направлением и находит все большее примене ние при построении ретрансляторов линейных трактов ВОСП, реализуемых в оптических усилителях (ОУ).
В отличие от регенератора, рассмотренного выше, оптический усилитель не осуществляет оптоэлектронного преобразования, а сразу производит усиление оптического сигнала (см. рис. 19).
Оптические усилители в равной степени усиливают как входной сигнал, так и шум. Кроме того, они вносят собственные шумы в выходной оптический сигнал.
Оптические усилители могут одновременно усиливать несколько оптических сигналов с разными длинами волн в пределах опреде ленного волнового интервала, который называется зоной усиления.
Оптические усилители, аналогично лазерам, используют принцип индуцированного излучения. Существует пять типов оптических усилителей.
Усилители оснащены плоским ре зонатором с зеркальными полупрозрачными стенами. Они обеспе чивают высокий коэффициент усиления (до 25 дБ) в очень узком (1,5 ГГц), но широко перестраиваемом (800 ГГц) спектральном диапазоне. Кроме того, такие усилители не чувствительны к поля ризации оптического сигнала и характеризуются сильным подавле нием боковых составляющих (ослабление на 20 дБ за пределами интервала в 5 ГГц).
В силу своих характеристик, усилители Фабри - Перо идеально подходят для работы в качестве демультиплексоров, поскольку они всегда могут быть перестроены для усиления только определенной длины волны одного спектрального канала из входного многока нального системы спектрального уплотнения (WDM).
Стимулированное бриллюэновское расстояние - это нелинейный эффект, возникающий в кремниевом волокне, когда энергия от оптической волны на частоте f1 переходит в энергию новой волны на смещенной частоте f2.
Если мощная накачка в кремниевом волокне производится на частоте f1, стимулированное бриллюэновское расстояние способно усиливать слабый входной сигнал на частоте f2. Входной сигнал сосредоточен в узком диапазоне, что позволяет выбирать канал с погрешностью 1,5 ГГц.
реализуют тот же нелинейный эффект, что и использую щие бриллюэновское расстояние, однако в данном случае частотный сдвиг между сигнальной волной и волной накачки (|f2-f1|) больше, а выходной спектральный диапазон усиления шире, что допускает усиление сразу нескольких каналов системы WDM. Большие переходные помехи между усиливаемыми спектральными каналами представляют основную проблему при разработке таких усилителей.
имеют ту же активную среду, что и полупроводниковые лазеры, но в них отсутствуют зеркальные резонаторы. Для уменьшения френелевского отражения с обеих сторон активной среды наносится специальное покрытие толщиной /4 с согласованным показателем преломления.
наиболее широко рас пространены и являются ключевыми элементами в технологии полностью оптических сетей, так как позволяют усиливать световой сигнал в широком спектральном диапазоне. Схема такого усилителя приведена на рис. 20.
Слабый входной сигнал (1) проходит через оптический изолятор (2), который пропускает свет в прямом направлении - слева направо, но не пропускает рассеянный свет в обратном направлении, далее проходит через блок фильтров (3), которые блокируют световой поток на длине волны накачки, но прозрачны к длине волны сигнала.
Затем сигнал попадает в катушку с волокном, легированным примесью из редкоземельных элементов (4). Длина такого участка волокна составляет несколько метров. Этот участок волокна подвергается сильному непрерывному излучению полупроводни кового лазера накачки (5), установленного с противоположной стороны, с более короткой длиной волны.
Излучение этого лазера (5) с длиной волны накачки (6) возбуждает атомы примеси, возбужденное состояние которых имеет большое время релаксации, чтобы спонтанно перейти в основное состояние. Однако при наличии слабого сигнала происходит индуцированный переход атомов примесей из возбужденного состояния в основное с излучением света та той же длине волны и с той же самой фазой, что и вызвавший этот переход сигнал. Селективный разветвитель (7) перенаправляет усиленный полезный сигнал (8) в выходное волокно (9). Дополнительный оптический изолятор на выходе (10) предотвращает попадание обратного рассеянного сигнала из выходного сегмента в активную область оптического усилителя.
Активной средой является одномодовое волокно, сердцевина которого легирована примесями редкоземельных элементов с целью создания трехуровневой атомной системы (рис. 21).
Лазер накачки возбуждает электронную подсистему примесных атомов, в результате чего электроны с основного состояния (уровень А) переходят в возбужденное состояние (уровень В). Далее происходит релаксация электронов с уровня В на промежуточный уровень С.
Когда заселенность уровня С становится достаточно высокой, так что образуется инверсная заселенность уровней А и С:, то такая система способна индуцировано усиливать входной оптический сигнал в определенном диапазоне длин волн. При отсутствии входного сигнала происходит спонтанное излучение возбужденных атомов примесей, приводящее к шуму.
Режимы работы усилителя во многом зависят от типа примесей и от диапазона длин волн, в пределах которого он должен усиливать сигнал. Наиболее широко распространены усилители, в которых используется кремниевое волокно, легированное эрбием.
Такие усилители получили название EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier - усилитель на легированном эрбием волокне) усилителей. Коэффициент усиления сигнала зависит от его входной ампли туды и длины волны. При малых входных сигналах амплитуда выходного сигнала растет линейно с ростом входного сигнала, коэффициент усиления достигает при этом максимального значе ния. Однако при некотором достаточно большом входном сигнале сигнал на выходе достигает своего насыщения, что приводит к падению коэффициента усиления при дальнейшем увеличении уровня входного сигнала.
1. Назовите основные части волоконно-оптической линии передачи.
2. Назовите основные преимущества оптического волокна. Приведите примеры каждого из них.
3. Каковы длины волн 300 МГц, 3000 МГц и 30 000 МГц электромаг нитного колебания в свободном пространстве?
4. Где скорость света больше: в воздухе или в стекле?
5. Определите частоту и энергию фотона для источника оптического излучения длиной волны
а) = 0,6328 мкм, б) = 1,059 мкм и в) = 10,6 мкм. Ответ: (а) 4,74 1014 Гц, 1,96 эВ; (б) 2,83 1014 Гц, 1,17 эВ; (в) 2,83 1013 Гц, 0,12 эВ.
6. Найти расстояние, на котором мощность оптического излучения уменьшится в 10 раз при распространении в волокнах, имеющих следующие коэффициенты затухания: а) 2000 дБ/км; б) 20 дБ/км; в) 0,2 дБ/км.
7. Дайте определение френелевскому отражению.
8. От чего зависит длина волны оптического излучения?
9. Что такое гомопереход и гетеропереход?
10. Что такое гетероструктуры и как они классифицируются?
11. Назовите основные параметры светоизлучающего диода.
12. Перечислите основные характеристики лазерного излучения, отличающие его от излучения светодиода.
13. Назовите три слоя - фотодиода. Каково предназначение сред него слоя?
14. Назовите основные параметры фотодиодов.
15. Назовите виды шумов, возникающих в фотодетекторе.
16. Изобразите обобщенную структурную схему передающего оптиче ского модуля.
17. Изобразите обобщенную структурную схему приемного оптического модуля.
18. Сущность непосредственной модуляции оптического излучения. Достоинства, недостатки и область применения.
19. Принцип действия акустооптического модулятора.
20. Принцип действия электрооптического модулятора на ячейках Поккельса - Керра.
21. Принцип действия магнитооптического модулятора на ячейках Фарадея.
22. Обобщенная структурная схема линейного цифрового регенерато ра ВОСП, временные диаграммы его работы.
23. Принцип работы оптического усилителя типа EDFA.
Радиосвязь - вид электросвязи, осуществляемый с помощью ра диоволн. Под радиоволнами принято понимать электромагнитные волны, частота которых выше 30 кГц и ниже 3000 ГГц, распро страняющиеся в среде без искусственных направляющих сред (линий). С понятием радиоволны тесно связано понятие радиочас тоты, т.е. частоты радиоволн.
Скорость распространения электромагнитных волн в какой-либо среде равна
(1)
где с - скорость распространения света в вакууме; – диэлектриче ская, - магнитная проницаемость среды. Для воздуха а скорость распространения электромагнитных волн близка к скоро сти света в вакууме, т.е.
Электромагнитные волны создаются источником периодически изменяющейся ЭДС с периодом T. Если в некоторый момент элек тромагнитное поле (ЭМП) имело максимальное значение, то такое же значение оно будет иметь спустя время T. За это время ЭМП переместится на расстояние
. (2)
Минимальное расстояние между двумя точками пространства, поле в котором имеет одинаковое значение, называется длиной волны. Длина волны зависит от скорости ее распространения и периода Т ЭДС, передающей это поле. Так как частота тока равна f = 1/Т, то длина волны
(3)
Длина волны связана с частотой колебания f известным соот ношением
(4)
Радиочастотный спектр - область частот, занимаемая радио волнами. Полоса частот - область частот, ограниченная нижним и верхним пределами. Диапазон частот - полоса частот, которой присвоено условное наименование.
В соответствии с Регламентом радиосвязи весь радиочастотный спектр разделен на 12 диапазонов, которые определены как облас ти радиочастот, равные (0,3...3) х 10N Гц, где N - номер диапазона. Для целей радиосвязи используется девять диапазонов и, следова тельно, N = 4...12.
Диапазон радиоволн - определенный непрерывный участок длин радиоволн, которому присвоено условное метрическое наименова ние. Каждому диапазону радиоволн соответствует определенный диапазон радиочастот.
Классификация диапазонов радиочастот или радиоволн приведе на в табл. 1. Такая классификация в первую очередь связана с осо бенностями распространения радиоволн и их использования.
Кроме того, в технике радиосвязи широкое применение находят следующие понятия: диапазон рабочих радиочастот - полоса час тот, в пределах которой обеспечивается работа радиостанции; сетка рабочих радиочастот (сетка частот) - множество следующих через заданные интервалы рабочих радиочастот; шаг сетки рабочих радиочастот (шаг сетки частот) - разность между соседними дискретными значениями рабочих частот, входящих в их сетку; ра диостанция - один или несколько передатчиков и приемников или их комбинация, включая вспомогательное оборудование, необходимые для осуществления радиосвязи; присвоенная полоса радиочастот -полоса частот, в пределах которой радиостанции разрешено излуче ние; рабочий канал - полоса частот, которая используется для пере дачи информации (сообщения); присвоенная радиочастота - часто та, соответствующая середине присвоенной радиостанции полосы частот; рабочая радиочастота - частота, предназначенная для ведения радиосвязи радиостанцией.
Таблица 1
|
Номер диапа- |
Диапазон длин волн |
Диапазон частот |
||
|
зона |
Наименование |
Границы |
Наименование |
Границы |
|
4 |
Мириаметровые или сверхдлинные волны (СДВ) |
10... 100 км |
Очень низкие частоты (ОНЧ) |
3...30 кГц |
|
5 |
Километровые или длинные волны (ДВ) |
1... 10 км |
Низкие частоты (НЧ) |
30... 300 кГц |
|
6 |
Гектометровые или средние волны (СВ) |
100... 1000м |
Средние частоты (СЧ) |
300... 3000 кГц |
|
7 |
Декаметровые или короткие волны (KB) |
10... 100 м |
Высокие частоты (ВЧ) |
3...30 МГц |
|
8 |
Метровые или ультрако роткие волны(УКВ) |
1...10М |
Очень высокие частоты (ОВЧ) |
30... 300 МГц |
|
9 |
Дециметровые волны (ДМВ) |
10... 100 см |
Ультравысо кие частоты (УВЧ) |
300... 3000 МГц |
|
10 |
Сантиметровые волны |
1... 10 см |
Сверхвысо кие частоты (СВЧ) |
3...30 ГГц |
|
11 |
Миллиметровые волны |
1... 10 мм |
Крайне высокие частоты (КВЧ) |
30... 300 ГГц |
|
12 |
Децимиллиметровые волны |
0,1... 1 мм |
Гипервысоки е частоты (ГВЧ) |
300... 3000 ГГц |
Для введения других понятий и определений следует рассмот реть обобщенную структурную схему радиосистемы передачи (РСП). Под радиосистемой передачи понимается совокупность технических средств, обеспечивающих образование типовых кана лов и трактов, а также линейных трактов, по которым сигналы элек тросвязи передаются посредством радиоволн в открытом простран стве. Поскольку подавляющее большинство РСП являются много канальными, то приведем обобщенную структурную схему многоканальной РСП (рис. 1), где приняты следующие обозначения:
КГО - каналообразующее и групповое оборудование, обеспечи вающее формирование сигналов типовых каналов и трактов из множества подлежащих передаче первичных сигналов электросвя зи на передающем конце и обратное преобразование сигналов типовых каналов и трактов в множество первичных сигналов на приемном конце.
СП - проводные соединительные линии, обеспечивающие под ключение каналообразующего и группового оборудования к РСП в случае их территориальной удаленности.
Рис. 1. Обобщенная структурная схема многоканальной радиосистемы связи
Для формирования радиосигнала и передачи его на расстояния посредством радиоволн используются различные радиосистемы связи. Радиосистема связи представляет собой комплекс радиотех нического оборудования и других технических средств, предназначен ных для организации радиосвязи в заданном диапазоне частот с использованием определенного механизма распространения радио волн. Вместе со средой (трактом) распространения радиоволн радио система связи образует линейный тракт или ствол, состоящий из оконечного оборудования ствола (ООС) и радиоствола.
ООСпер - оконечное оборудование ствола передающего конца, где формируется линейный сигнал, состоящий из информационного группового сигнала и вспомогательных сигналов (сигналов служеб ной связи, сигналов контроля работоспособности оборудования РСП и др.), которыми модулируются высокочастотные колебания.
РСТ - радиоствол, назначением которого является передача мо дулированных радиосигналов на расстояния с помощью радиоволн. Радиоствол называется простым, если в его состав входят лишь две оконечные станции и один тракт распространения радиоволн, и составным, если помимо двух оконечных радиостанций он содержит одну или несколько ретрансляционных станций, обеспечивающих прием, преобразование, усиление или регенерацию и повторную передачу радиосигналов. Необходимость использования составных радиостволов обусловлена рядом факторов, основными из которых являются протяженность радиолинии, ее пропускная способность и механизм распространения радиоволн.
ООСпр - оконечное оборудование ствола приемного конца, где проводятся обратные преобразования: демодуляция высокочастот ного радиосигнала, выделение группового (многоканального) сигна ла и вспомогательных служебных сигналов.
Совокупность технических средств и среды распространения ра диоволн, обеспечивающих передачу сигналов от источника к при емнику информации, называется радиоканалом (каналом радиосвя зи). Радиоканал, обеспечивающий радиосвязь в одном азимуталь ном направлении, называется радиолинией.
Упрощенная структурная схема одноканальной радиолинии при ведена на рис. 2.
Рис. 2. Структурная схема радиолинии
Функционирование радиолинии осуществляется следующим об разом. Передаваемое сообщение поступает в преобразователь (микрофон, телевизионная передающая камера, телеграфный или факсимильный аппарат и др.), который преобразует его в первич ный электрический сигнал. Последний поступает на радиопере дающее устройство радиостанции, которое состоит из модулятора (М), синтезатора несущих частот (СЧ) и усилителя модулированных колебаний (УМК). С помощью модулятора один из параметров несущей частоты (высокочастотного колебания) изменяется по закону первичного сигнала. С помощью антенны (А) энергия радио частот передатчика излучается в тракт распространения радиоволн.
На приемном конце радиоволны наводят ЭДС в приемной антен не (А). Радиоприемное устройство радиостанции с помощью селек тивных (избирательных) цепей (СЦ) отфильтровывает сигналы от помех и других радиостанций. В детекторе (Д) происходит процесс, обратный модуляции, - выделение из модулированных колебаний исходного электрического сигнала. Далее в преобразователе этот сигнал преобразуется в сообщение, которое и поступает к абоненту.
Рассмотренная схема радиолинии обеспечивает односторон нюю радиосвязь, при которой передачу сообщений осуществляет одна из радиостанций, а другая или другие только прием. Для орга низации двусторонней радиосвязи, при которой радиостанции осуществляют прием и передачу, в каждом пункте необходимо иметь и передатчик (Пер) и приемник (Пр). Если при этом передача и прием на каждой радиостанции осуществляются поочередно, то такая радиосвязь называется симплексной (рис. 3, а). Симплексная радиосвязь используется, как правило, при наличии относительно небольших информационных потоков. Такая радиосвязь может быть одночастотной (прием и передача на одной частоте) и двух-частотной (прием и передача на разных частотах).
Рис. 3. Структурная схема организации радиосвязи: а - симплексной; б- дуплексной
Двусторонняя радиосвязь, при которой связь между радиостан циями реализуется одновременно, называется дуплексной (рис. 3, б).
При дуплексной радиосвязи передача в одном и другом направ лениях ведется обычно на разных несущих частотах. Это делается для того, чтобы радиоприемник принимал сигналы только от радио передатчика противоположного пункта и не принимал сигналы собственного радиопередатчика.
Если необходимо иметь радиосвязь с большим числом пунктов, то организуется радиосеть, представляющая совокупность радио линий, работающих на одной общей для всех абонентов, частоте или группе частот. Структурные схемы радиосетей различной слож-
ности приведены на рис. 4 для симплексной радиосвязи и на рис. 5 для дуплексной радиосвязи.
Рис. 4. Радиосеть на основе сложной симплексной радиосвязи
Рис. 5. Радиосеть на основе сложной дуплексной радиосвязи
Сущность функционирования радиосети заключается в следующем. Одна радиостанция, называемая главной (ГР), может передавать сообщения как для одного, так и для нескольких подчиненных радиостанций. Радист-оператор ГР следит за порядком в радиосети и устанавливает очередность работы на передачу подчиненным радиостанциям (ПР). Последние при соответствующем разрешении могут обмениваться сообщениями (информацией) не только с ГР, но и между собой. Такая организация связи может быть реализована как на основе сложного симплекса (рис. А), так и сложного дуплекса (рис. 5). В первом случае возможно использование совмещенных приемопередающих радиоустройств и общей рабочей радиоволны (частоты). Во втором случае ГР ведет передачу на одной частоте, а принимает на нескольких (по числу подчиненных радиостанций). Отметим, что радиосеть может быть организована на основе полудуплексной радиосвязи, при которой на одной радиостанции (как правило,
главной) передача и прием осуществляются одновременно, а на других радиостанциях - попеременно.
Центры крупных промышленных регионов соединяются линиями радиосвязи со многими пунктами. Для чего радиопередатчики и передающие антенны располагают в так называемом передающем радиоцентре, а радиоприемник и приемные антенны располагают на приемном радиоцентре. Для соединения источников сообщения с радиопередатчиками и радиоприемниками и контроля качества радиосвязи в городах оборудуют радиобюро.
На радиосетях большой протяженности для увеличения дальности связи включаются ретрансляционные станции (ретрансляторы). Обобщенная структурная схема ретранслятора приведена на рис. 6. К уже известным обозначениям и понятиям здесь добавляется новое - фидерный тракт, представляющий совокупность устройств передачи электромагнитной энергии от антенны к приемнику (Пр) и от передатчика (Пер) к антенне, содер жащая фидер и ряд вспомогательных элементов.
Рис. 6. Обобщенная структурная схема ретранслятора
К фидерному тракту предъявляются следующие требования: пе редача энергии должна осуществляться с малыми потерями; пере дающий фидер не должен излучать, а приемный - принимать по сторонние электромагнитные колебания; отражения в трактах, создающие попутные потоки, должны быть минимальными; не должны распространяться волны других (высших) типов.
В современных радиосистемах передачи разница уровней излу чаемых и принимаемых антеннами радиосигналов весьма велика (150 дБ и более).
Для исключения возможности возникновения паразитных связей между передающими и приемными трактами ретранслятора необ ходимо использовать две несущие частоты для каждого направле ния передачи. При этом для передачи радиосигналов в противоположных направлениях может быть использована либо одна и та же пара частот (f1, f2), либо две разные пары (f1 f2 и f3 f4). В зависимо сти от этого различают два способа (плана) распределения частот приема и передачи в дуплексном режиме: двухчастотный (f1, f2) и четырехчастотный (f1, f2 и f3, f4) планы. Двухчастотный план эконо мичнее с точки зрения использования занимаемой полосы частот, однако, требует специальных мер для защиты от сигналов противо положного направления. Четырехчастотный план не требует ука занных мер защиты, однако он неэкономичен с точки зрения исполь зования полосы частот. Число радиоканалов (радиостволов), которое может быть организовано в выделенном диапазоне частот, при четырехчастотном плане вдвое меньше, чем при двухчастотном.
Схема комплекса средств радиосвязи, обслуживающего админист ративный или хозяйственный центр, изображена на рис. 7. Здесь: 1 -передающий радиоцентр с радиопередатчиками Пер 1, Пер 2, ....., Пер N; 2- приемный радиоцентр с радиоприемниками Пр 1, Пр 2,..., Пр N; 3 - город, который связан с радиоцентрами соединительными (про водными) линиями связи 4 и 5. По линиям 4 на радиоцентр 1 поступа ют передаваемые сигналы, а по линиям 5 в город передаются сигна лы, принятые радиоцентром 2 по этим же линиям передаются сигна лы дистанционного контроля работы радиоцентров и сигналы дистанционного контроля работы радиоцентров сигналы дистанцион ного управления оборудованием. Радиобюро 6 соединено линиями связи с телеграфной и фототелеграфной (факсимильной) аппаратны ми центрального телеграфа 7 и 8 междугородной телефонной станци ей 9, а также радиовещательной аппаратной 10. Радиовещательная аппаратная служит для обмена радиовещательными программами с другими городами или странами. Аппаратные связаны с источниками передаваемых сообщений, такими как сети абонентского телеграфа, телефонные и др.
Существует множество различных классификаций радиосистем передачи (РСП) в зависимости от признаков, положенных в их основу. Приведем классификацию РСП по наиболее важным при знакам:
по принадлежности к различным службам в соответствии с Рег ламентом радиосвязи различают РСП фиксированной службы (радиосвязь между фиксированными пунктами), радиовещательной службы (передача сигналов для непосредственного приема населе нием), РСП подвижной службы (радиосвязь между движущимися друг относительно друга объектами);
Рис. 7. Схема комплекса средств радиосвязи
по назначению различают международные, магистральные, внутризоновые, местные РСП, военные РСП, технологические РСП (для обслуживания объектов железнодорожного транспорта, линий электропередачи, нефте- и газопроводов и т. д.), космические РСП (обеспечивающие радиосвязь между космическими аппарата ми или между земными пунктами и космическими аппаратами);
по диапазону используемых радиочастот или радиоволн (см. табл. 1);
по виду передаваемых сигналов различают РСП аналоговых сигналов (телефонных, радиовещательных, факсимильных, телеви зионных, сигналов телеметрии и телеуправления), РСП цифровых сигналов (телеграфных, сигналов от ЭВМ) и комбинированные РСП;
по способу разделения каналов (канальных сигналов) различают многоканальные РСП с частотным разделением, временным, фазовым и комбинированным разделением каналов; существуют также специальные РСП с разделением канальных сигналов по форме (например, асинхронно-адресные системы с кодово-адресным разделением сигналов);
по виду линейного сигнала различают аналоговые, цифровые и смешанные (гибридные) РСП. В аналоговых РСП на вход радиока нала (ствола) поступает аналоговый сигнал, соответственно анало говым является и радиосигнал; к аналоговым РСП относятся и импульсные РСП, т.е. системы с импульсной модуляцией (и вре менным разделением каналов); в цифровых РСП на вход радио ствола и тракт распространения (см. рис. 1) поступает цифровой сигнал; в смешанных РСП линейный сигнал состоит из аналогового линейного сигнала и поднесущей, модулированной цифровым сигналом;
по виду модуляции несущей аналоговые РСП подразделяются на системы с частотной, однополосной и амплитудной модуляциями, а цифровые РСП - на системы с амплитудной, частотной, фазо вой и амплитудно-фазовой манипуляциями;
по пропускной способности различают РСП с малой, средней и высокой пропускной способностью; наиболее часто употребляе мые границы пропускной способности различных аналоговых и цифровых РСП приведены в табл. 2.
Таблица 2
|
Характеристики пропускной |
Значения пропускной способности для РСП |
|
|
способности |
аналоговых, число каналов тональной частоты |
цифровых, Мбит/с |
|
Малая Средняя Высокая |
Менее 24 60...300 Более 300' |
Менее 10 10...100 Более 100 |
'Или канал передачи изображения телевидения с одним или несколькими каналами передачи звуковых сигналов телевидения и звукового вещания.
По характеру используемого физического процесса в тракте распространения радиоволн различают: системы радиосвязи и радиовещания на длинных, средних и коротких радиоволнах без ретрансляторов; радиорелейные системы передачи прямой видимо сти (РРСП), где происходит распространение радиоволн в пределах прямой видимости; тропосферные радиорелейные системы пере дачи (ТРСП), где используется дальнее тропосферное распростране ние радиоволн за счет их рассеяния и отражения в нижней области тропосферы при взаимном расположении радиорелейных станций за пределами прямой видимости; спутниковые системы передачи (ССП), использующие прямолинейное распространение радиоволн с ретрансляцией их бортовым ретранслятором искусственного спут ника Земли (ИСЗ), находящимся в пределах радиовидимости земных станций, между которыми осуществляется радиосвязь; ионосферные РСП на декаметровых волнах (дальнее распространение декамет-ровых волн за счет отражения от слоев ионосферы); космические РСП (прямолинейное распространение радиоволн в космическом пространстве и атмосфере Земли); ионосферные РСП на метровых волнах (дальнее распространение метровых волн благодаря рассея нию их на неоднородностях ионосферы) и др.
Для построения многоканальных телекоммуникационных систем самое широкое распространение получили радиорелейные и спут никовые системы передачи, использующие дециметровый, санти метровый и миллиметровый диапазоны радиоволн. В этом же диапазоне строятся и современные системы подвижной (мобиль ной) радиосвязи самого различного назначения. Более ранние системы подвижной радиосвязи использовали отдельные участки метровых волн. Поэтому представляется необходимым рассмот реть особенности распространения этих видов радиоволн.
Общие свойства радиоволн. Распространение радиоволн в свободном пространстве зависит от свойств поверхности Земли и свойств атмосферы. Условия распространения радиоволн вдоль поверхности Земли в значительной мере зависят от рельефа мест ности, электрических параметров земной поверхности и длины волны. Радиоволнам, как и другим волнам, свойственна дифракция, т.е. явление огибания волнами препятствий. Наиболее сильно дифракция сказывается в случае, когда геометрические размеры препятствий соизмеримы с длиной волны. Радиоволны, распро страняющиеся у поверхности Земли и частично за счет дифракции огибающие выпуклость земного шара, называются земными, или поверхностными радиоволнами.
Атмосферу Земли нельзя считать однородной средой. Давление, плотность, влажность, диэлектрическая проницаемость и другие параметры в разных объемах воздушного слоя имеют различные значения. По этим причинам скорости распространения в различ ных объемах неодинаковы и зависят от длины волны. Траектория радиоволн в атмосфере искривляется. Явление искривления или преломления радиоволн при распространении их в неоднородной среде получило название рефракции.
Радиоволны, распространяющиеся на большой высоте в атмо сфере и возвращающиеся на Землю вследствие искривления тра ектории, рассеяния или отражения от атмосферных неоднородно-стей, называются пространственными, или ионосферными. В точку приема могут приходить как пространственная, так и земная волны от одного и того же источника. Если фазы колебаний этих волн совпадают, то амплитуда суммарного поля возрастает,
и, наоборот - при сдвиге фазы волн на 180° суммарное поле ослаб ляется и может стать равным нулю. Указанное явление называется интерференцией.
Влияние Земли и атмосферы на распространение радиоволн. Атмосферой называется газообразная оболочка Земли, простирающаяся на высоту более 1000 км. С точки зрения распро странения радиоволн атмосферу Земли разделяют на три области, обладающие определенными отражающими и поглощающими свойствами: тропосферу (простирающуюся от поверхности Земли до высоты 10... 15 км); стратосферу (ограниченную снизу тропо сферой, а сверху высотой примерно 60...80 км) и ионосферу (ле жащую за пределами стратосферы вплоть до высот 15...20 тыс. км), представляющая ионизированный воздушный слой малой плотно сти над стратосферой и переходящий затем в радиационные пояса Земли.
Под влиянием лучей Солнца, космических лучей и других факто ров воздух ионизируется, т.е. часть атомов газов, входящих в со став воздуха, распадается на свободные электроны и положитель ные ионы. Ионизированный воздух оказывает сильное влияние на распространение радиоволн.
Как известно, воздух не вызывает ослабления радиоволн прак тически во всех диапазонах частот и, казалось бы, поэтому земная волна должна распространяться без поглощения. Однако это верно лишь в том случае, если земная волна проходит высоко над по верхностью Земли. Если же радиоволны проходят вблизи от по верхности Земли, то часть энергии волны отклоняется в землю. Происходит это потому, что скорость распространения радиоволн в земле меньше, чем в воздухе, и при движении их вдоль поверхно сти Земли нижний край волны отстает от верхнего, фронт волны наклоняется и помимо движения вдоль поверхности Земли проис ходит ее распространение сверху вниз.
Если бы поверхностный слой Земли был идеально проводящим, радиоволны отражались бы от него без потерь, т.е. поверхностный слой Земли в этом случае был бы экраном, препятствующим про хождению волн в глубь почвы. В реальных условиях поверхностный слой Земли не является ни идеальным проводником, ни идеальным изолятором. Радиоволны, попавшие в этот слой, возбуждают в нем переменные электрические токи, которые часть своей энергии расходуют на нагрев почвы. Величина потерь энергии в поверхно стном слое Земли сильно зависит от частоты радиоволн и сопротивления почвы электрическому току. В почве с увеличением часто ты радиоволн величина индицируемой ЭДС возрастает и соответ ственно увеличиваются токи поверхностного слоя Земли, которые создают электромагнитное поле обратного направления. Поэтому дальность распространения поверхностных волн очень быстро уменьшается с увеличением частоты.
При уменьшении проводимости грунта радиоволны глубже про никают в почву и, следовательно, возрастает их поглощение. Кроме того, с ростом частоты ухудшаются условия огибания (дифракции) радиоволнами препятствий.
Для построения многоканальных радиосистем передачи и систем подвижной радиосвязи в основном используются ультракороткие волны (УКВ) или радиоволны очень высоких (ОВЧ) и ультравысоких (УВЧ) частот, а также радиоволны сверхвысоких (СВЧ) и крайне высоких (КВЧ) частот (см. табл. 1).
Этот диапазон радиоволн является наиболее широко исполь зуемым участком. радиодиапазона. Большая частотная емкость этого диапазона и ограниченный пределами прямой видимости радиус действия позволяет разместить большое число одновре менно работающих станций и осуществлять передачу информации в широкой полосе частот. Этот участок радиодиапазона позволяет одновременно передавать большое число телевизионных про грамм, организовать тысячи телефонных каналов аналоговых и цифровых систем передачи. Диапазон широко используется для радиолокации, радионавигации, связи с искусственными спутниками Земли. Диапазоны ОВЧ и УВЧ широко используются в основном для телевидения, радиовещания и радиосвязи с подвижными объекта ми. Диапазоны СВЧ и КВЧ отведены для различных видов многока нальной связи.
Распространение ультракоротких волн. К ультракоротким волнам (УКВ) в соответствии с Международным регламентом радиосвязи относятся волны короче 10 м, охватывающие два диа пазона: от 30 до 300 МГц (10... 1 м - метровые) и от 300 до 3000 МГц (1 ...0,1 м - дециметровые волны).
Радиоволны этого диапазона распространяются в основном по прямолинейным траекториям и для них практически не свойственна дифракция и слабо отражаются от тропосферы, они не испытывают регулярных отражений от ионосферы, уходя в космическое про странство.
Радиус действия систем передачи, работающих в этих диапазо нах, ограничен в основном пределами прямой (оптической) видимо сти между передающей и приемной антеннами (рис. 8).
Рис. 8. К определению расстояния радиовидимости
Незначительная дифракция радиоволн (огибание сферической поверхности Земли у горизонта) и слабая рефракция (оклонение направления распространения радиоволн от прямолинейного) в нижних слоях тропосферы несколько увеличивают расстояние радиовидимости (примерно на 15 %), которое рассчитывается по формуле
(5)
где /0 - расстояние радиовидимости, км; h1 и h2 - высоты подвеса передающей и приемной антенн, м. Радиовидимость не путать с прямой видимостью антенн.
Таким образом, если высота подвеса антенн h1 = h2 = 25 м, то расстояние радиовидимости составит 41,2 км. Для осуществления связи на большие расстояния необходимо между пунктами А и Б устанавливать промежуточные станции (или ретрансляторы) либо поднимать антенны на большие высоты. Первый принцип использу ется в радиорелейных системах передачи, где станции располага ются на расстоянии 50...70 км. Для увеличения зоны обслуживания телевизионного вещания используются антенны, расположенные на башнях большой высоты.
Связь в пределах радиовидимости характеризуется возможно стью одновременного прихода в точку приема не только прямой волны, но и волны, отраженной от земной поверхности (рис. 9); рисунок построен в предположении, что расстояние между антен нами не превышает I < 0,2/0, когда сферичностью поверхности Земли можно пренебречь и считать ее плоской.
Как следует из рис. 9 в точке А на высоте h1 над Землей распо ложена передающая антенна, а в точке Б на высоте h2 - приемная. Расстояние между антеннами равно /.
Рис. 9. Двулучевая модель распространения радиоволн в ОВЧ и УВЧ диапазонах
В точку Б приходят две волны: прямая (1) и отраженная от зем ной поверхности в точке С (2). В точке приема имеет место явление интерференции прямой и отраженной волн. Фазовый сдвиг между прямой и отраженной волнами равен
где к уже известным обозначениям добавились новые: Л - длина радиоволны и ( - фазовый сдвиг при отражении волны от земной поверхности в точке С.
При изменении любой из величин h1 h2 или /, определяющих разность хода прямой (1) и отраженной (2) волн, изменяются усло вия их интерференции, и напряженность поля приемной антенны будет иметь резко осциллирующий характер, при котором имеют место интерференционные максимумы и минимумы.
Интерференционные максимумы появляются при условии, что прямая и отраженная волны приходят в точку приема с одинаковы ми фазами, т.е.
и, следовательно, происходит как бы усиление напряженности поля в точке приема.
Если прямая и отраженная волны приходят в точку приема в противофазе, т.е.
то имеют место интерференционные минимумы и, следовательно, происходит ослабление напряженности поля в точке приема.
Если расстояние между передающей и приемной антеннами / > 0,2 /0, то следует учитывать сферичность земной поверхности. Она проявляется в уменьшении разности хода прямой и отражен ной волн, а также в расходимости отраженной волны.
Для учета влияния сферичности на разность хода вместо истин ных высот антенн h1 и h2 вводятся приведенные высоты, опреде ляемые как высоты антенн над плоскостью, касательной к поверх ности Земли в точке отражения С.
Расходимость волны при отражении ее от сферической поверх ности проявляется в увеличении телесного угла отраженной волны по сравнению с телесным углом падающей волны. При этом плот ность потока мощности отраженной волны уменьшается по сравне нию со случаем отражения волны от плоской поверхности.
Интерференционные явления могут быть сведены до минимума оптимальным подбором высот антенн, расстояний между ними и длины волны.
Особенности распространения радиоволн сантиметрово го и миллиметрового диапазонов или сверхвысоких (СВЧ) и крайне высоких (КВЧ) частот. Такие радиоволны распространя ются от источника излучения к месту приема подобно волнам света - в виде прямолинейных лучей. Необходимым условием для рас пространения таких радиоволн является отсутствие на их пути экранирующих (затеняющих) препятствий. Связано это с тем, что эти радиоволны обладают крайне слабой способностью дифраги ровать на препятствия (огибать препятствия). Считается, что радиус действия технических средств СВЧ и КВЧ диапазонов ограничива ется расстоянием прямой видимости (не путать с прямой радио видимостью).
Другими словами, передающая и приемная антенны должны на ходиться на одной прямой - «видеть» друг друга. На наземных линиях радиосвязи расстояние прямой видимости определяется высотой подвеса передающей и приемных антенн и обычно не превышает 40...60 км. Однако это обстоятельство не мешает стро ить наземные линии радиосвязи протяженностью сотни и тысячи километров. В этом случае, как отмечалось выше, используется принцип последовательной ретрансляции сигналов (см. рис. 6) Так строятся радиорелейные линии связи прямой видимости.
Радиоволны нижней части СВЧ диапазона (до 3...5 ГГц) облада ют свойством рассеяния на неоднородностях тропосферы - нижней части атмосферы Земли (от нескольких сотен метров до 10..12 км). В ней всегда есть локальные объемные неоднородности, вызван ные различными физическими процессами. Эти неоднородности обладают свойством переизлучения радиоволн, падающих на них. Энергия переизлучения волн может улавливаться приемной антен ной, находящейся далеко за пределами прямой видимости. Меха низм тропосферного рассеяния радиоволн называют дальним тропосферным распространением радиоволн, позволяющим создавать так называемые тропосферные радиорелейные линии с расстоянием между станциями передачи и приема 300...500 км.
Для рассматриваемых диапазонов также характерно явление ин терференции радиоволн прямых, идущих к месту приема непосред ственно от источника излучения, и отраженных от тех или иных объектов (поверхности Земли, зданий и т. п.).
На распространение радиоволн СВЧ и КВЧ диапазонов заметное влияние оказывают метеорологические процессы, происходящие вдоль трассы радиолинии: дождь, снег, туман. Считается, что эти влияния тем сильнее, чем выше частота (короче длина волны).
Основные понятия и определения. Антенной называется устройство, предназначенное для излучения или приема электро магнитных волн. Антенна является необходимым элементом любо го радиопередающего и радиоприемного устройства. Антенна ра диопередатчика, или передающая антенна, предназначена для преобразования тока высокой частоты в энергию излучаемых ею электромагнитных волн. Приемная антенна, или антенна радио приемника, улавливает электромагнитные волны и преобразует их в энергию высокочастотных колебаний.
Радиоканал, состоящий из передающей антенны, тракта распро странения и приемной антенны, можно рассматривать как пассив ный линейный четырехполюсник. Если в таком четырехполюснике поменять местами источник ЭДС и нагрузку, т.е. сделать приемную антенну передающей, а передающую - приемной, то параметры системы не изменятся. Это свойство пассивных линейных четырех полюсников называется принципом взаимности, из которого выте кает обратимость процессов приема и передачи. Обратимость антенн позволяет одновременно использовать одну и ту же антен ну в качестве передающей и приемной, что существенно повышает технико-экономические показатели систем радиосвязи, особенно в системах мобильной радиосвязи, где передающие и приемные устройства имеют общую антенну для передачи и приема.
Совокупность устройств, с помощью которых энергия радиочас тот подводится от радиопередатчика к антенне и от антенны к радиоприемнику, называется фидерным трактом, или фидером. Конструкция фидера зависит от диапазона передаваемых по нему частот.
Все антенны можно разделить на две большие группы: излучаю щие провода и излучающие поверхности. В системах радиосвязи, работающих на частотах до 1 ГГц, в качестве антенн используются излучающие провода; на более высоких - излучающие поверхности.
Принципы действия и построения антенн. Принцип работы антенн на основе излучающих проводов заключается в следующем. Если к двум близко и параллельно расположенным проводам, представляющим длинную линию, подключить генератор высокочастотных колебаний, то поля двух одинаковых по значению, но противоположно направленных токов взаимно компенсируются и излучение энергии в окружающее пространство не проис ходит. При создании антенны ставится противоположная задача: получение возможно большего излучения. Для этого можно использовать ту же длинную линию, но раздвинув ее провода на некоторый угол, в результате чего их поля не будут компенсировать друг друга. На этом основана работа V-образных и ромбических антенн, излучающие провода которых расположены под острым углом один к другому (рис. 10, а, б), и симметричного вибратора, получающегося при разведении проводов на 180° (рис. 10, в).
Компенсирующее действие одного из проводов фидера можно устра нить, исключив его из системы. Это приводит к получению несимметрично го вибратора (рис. 11, а) и на их основе несимметричных антенн: Г-образных и Т-образных (рис. 11,6, в).
Рис. 10. Симметричные антенны
Рис. 11. Несимметричные антенны
Фидер излучает, если соседние участки его двух проводов обтекаются токами, совпадающими по фазе, поля которых усиливают друг друга. Антенны, реализуемые на этом эффекте, называются синфазными, и они получили самое широкое распространение.
Фидер будет излучать, если расстояние между проводами по некоторым направлениям приобретает значительную разность хода. Можно так подоб рать расстояние между проводами, что по некоторым направлениям про изойдет сложение волн от обоих проводов. Антенны, работающие на этом явлении, называются противофазными.
Рассмотрим более подробно принцип работы симметричного вибратора, входящего в состав многих антенн. Симметричный вибратор можно пред ставить как длинную линию, разомкнутую на конце, провода которой раз двинуты на 180°.
Антенну на основе симметричного вибратора называют диполем, при чем в зависимости от общей длины различают полуволновый диполь и одноволновый диполь. Наиболее часто встречаются полуволновые диполи, размер каждого плеча которого равен /4, а всего диполя - 0,5. Устройст во такого диполя показано на рис. 12, а.
Рис. 12. Симметричный вибратор и распределение тока и напряжения
Распределение тока и напряжения вдоль вибратора подобно распреде лению в длинной линии, разомкнутой на конце. Пучность тока и узел на пряжения получаются в середине вибратора, в месте подсоединения к нему генератора или питающего фидера. На концах вибратора, напротив, нахо дятся узел тока и пучность напряжения.
Предположим, что полярность источника ЭДС такая, как на рис. 12, б. По проводам проходит ток /, заряжающий конденсатор, образованный плечами вибратора. Одновременно возникает магнитное поле Н. После того как ток /, достигнув максимума, начинает падать, уменьшаясь до нуля, в плечах диполя остаются заряды, отмеченные на рисунке плюсами и минусами. Между плечами возникает электрическое поле Е, которое пока зано штриховой линией (в данном случае линии поля даны только между концами вибратора). Поскольку ток равен нулю, магнитное поле около диполя исчезает, а ранее образовавшаяся его волна продолжает распро страняться в пространстве.
Далее процесс повторяется, но уже в обратном порядке. Так как поляр ность питающего напряжения меняется, ток будет протекать в обратном направлении. Заряды, накопленные на проводах, будут стекать, и плечи диполя перезаряжаются, т.е. возникает поле E обратного направления. Отодвинувшиеся от вибратора силовые линии первоначального электриче ского поля теперь не заканчиваются на вибраторе, а замыкаются где-то в пространстве, как показано на рис. 12, в.
Ранее образовавшееся магнитное поле совместно с электрическим от ходит все далее от вибратора, распространяясь в пространстве. Затем в проводах появляется ток, как и в начале процесса, и т. д.
Излучение полуволнового диполя максимально в экваториальной плос кости, т.е. в плоскости, перпендикулярной оси диполя и проходящей через его середину. Излучение в осевых направлениях отсутствует. Волны, создаваемые такими антеннами, имеют сферический фронт.
Если полуволновый вибратор расположить вертикально, его размер можно уменьшить вдвое благодаря проводящим свойствам земли. При вертикальном расположении нижний конец антенны подключается к одному из зажимов генератора электромагнитных колебаний (рис. 13, а), второй зажим генератора при этом заземляется. Если предположить, что земля является идеальным проводником, то в ней наводится ЭДС, которая дейст вует как зеркальное изображение основного вибратора (рис. 13, б). Такая антенна называется несимметричной антенной, ее высота приблизительно равна Л/А. Все сказанное справедливо только в том случае, когда земля представляет собой идеальный проводник. Когда же земля обладает плохими проводящими свойствами, характер распределения тока в земной поверхности изменяется. Особенно большое значение имеет сопротивле ние земли вблизи основания антенны. Для улучшения проводимости этого участка применяют металлизацию земли путем закапывания в нее метал лических листов, проводов, путем улучшения химического состава почвы, пропитывая ее различными солями.
Рис. 13. Несимметричный четвертьволновой вибратор
Опыт показывает, что нет надобности осуществлять полную металлиза цию земли, достаточно хорошо работает система радиальных расходящих ся проводов, закопанных в землю на глубину 20...50 см. Качество металли зации улучшается, если радиальные провода соединяются между собой перемычками. Часто заземление заменяют системой проводов, не зарытых, а поднятых над Землей, называемой противовесом. Последний должен достаточно хорошо экранировать антенный провод от Земли, играя роль хорошо проводящей поверхности. Он обычно дает худшие результаты, но на передвижных радиостанциях является единственным выходом из поло жения. Обычно в качестве противовеса используется корпус автомобиля, на котором располагается радиостанция. Таким же образом поступают при необходимости установки радиостанции на каменистом грунте.
Основные характеристики и параметры антенн. Излучающая мощность (Рu) - мощность электромагнитных волн, излучаемых антенной в свободное пространство. Это активная мощность, так как она рассеивается в пространстве, окружающем антенну. Следо вательно, излучаемую мощность можно выразить через активное сопротивление, называемое сопротивлением излучения
где Iа- эффективный ток на входе антенны.
Сопротивление излучения характеризует способность антенны к излучению электромагнитной энергии и качество антенны в большей степени, чем излучаемая ею мощность, поскольку последняя зависит не только от свойства антенны, но и от создаваемого в ней тока.
Мощность потерь (Рn) - мощность, бесполезно теряемая пере датчиком во время прохождения тока по проводам антенны, в земле и предметах, расположенных вблизи антенны. Эта мощность также является активной и может быть выражена через активное сопро тивление антенны, называемое сопротивлением потерь
Мощность в антенне (Ра) - мощность, подводимая к антенне от передатчика. Эту мощность можно представить в виде суммы излу чаемой мощности и мощности потерь Ра = Ри + Рn.
Коэффициент полезного действия (КПД) антенны, равный
Входное сопротивление антенны - сопротивление на входных зажимах антенны. Оно имеет реактивную и активную составляющие. При настройке в резонанс антенна представляет для генератора чисто активную нагрузку и используется наиболее эффективно.
Направленность антенны - способность излучать электромаг нитные волны в определенных направлениях. Об этом свойстве антенны судят по диаграмме направленности, которая графически показывает зависимость напряженности поля или излучаемой мощ ности от направления. Обычно пользуются нормированными диа граммами направленности, для которых величины, характеризующие напряженность поля или мощность излучения, выражены не в абсо лютных значениях, а ограничиваются диаграммами направленности в двух плоскостях: горизонтальной и вертикальной.
На рис. 14, а показана диаграмма направленности симметрично го вибратора в горизонтальной плоскости, а на рис. 14, б и в - в вертикальной плоскости в полярной и прямоугольной системах координат соответственно.
Шириной диаграммы направленности называют угол 20 (см. рис. 14, б, в), в пределах которого мощность излучения уменьшается более чем в 2 раза по сравнению с мощностью в направлении максимального излучения. Так как мощность пропорциональна квадрату напряженности поля, то границы угла раскрыва диаграм мы направленности определяются величиной от напряженности поля в направлении максимального излучения.
Рис. 14. Диаграмма направленности симметричного вертикального вибратора
Направление максимального излучения антенны называется главным направлением (см. рис. 14, в), а соответствующий ему лепесток - главным. Остальные лепестки являются боковыми.
Коэффициент направленного действия (D) представляет отно шение плотности потока мощности Пи, излучаемой данной антенной в определенном направлении, к плотности потока мощности /7н, которая излучалась бы абсолютно ненаправленной в любом на правлении при условии равенства общей излучаемой мощности в обеих антеннах. Наибольшей интерес представляет коэффициент направленного действия в направлении максимального излучения:
Поскольку коэффициент направленного действия (КНД) не учи тывает коэффициент полезного действия (КПД) реальной антенны, на практике пользуются параметром, называемым коэффициентом усиления (КУ), который связан с КНД соотношением G = D rj. Коэф фициент усиления показывает, во сколько раз следует уменьшить мощность, подводимую к антеннам по сравнению с мощностью, подводимой к точечной (абсолютно ненаправленной), КПД которой считается равным единице, чтобы напряженность поля в точке приема оставалась неизменной. КУ дает полную характеристику антенны: он учитывает, с одной стороны, концентрацию энергии в определенном направлении благодаря направленным свойствам антенны, а с другой - уменьшение излучения вследствие потерь мощности в антенне.
Преимущественное излучение антенн в заданном направлении эквивалентно увеличению мощности передатчика. Следовательно, направленность передающей антенны весьма желательна.
Полосой пропускания антенны, или ее рабочим диапазоном, на зывается интервал частот, в котором ширина главного лепестка диаграммы направленности и уровни боковых лепестков не выходят из заданных пределов, коэффициент усиления остается достаточно высоким, а согласование с фидерным трактом существенно не ухудшается. Так, в сантиметровом диапазоне волн полоса пропус кания антенны 15...20 % от средней частоты.
Для снижения переходных шумов в каналах из-за наличия попут ного потока в антенно-фидерном тракте (АФТ) коэффициент отра жения в точке соединения антенны с фидером должен быть мал. В современных АФТ стараются получить коэффициент стоячей волны ниже 1,1... 1,2.
Коэффициент защитного действия (КЗД) вводится для харак теристики степени ослабления антенной сигналов, принятых с побочных направлений, и определяется по формуле где Gmax и Gпоб - коэффициенты усиления антенны в направлении главного лепестка диаграммы направленности и в побочном на правлении. КЗД очень важен для обеспечения электромагнитной совместимости различных систем радиосвязи.
Антенны метровых, дециметровых и сантиметровых волн. В диапазоне этих волн преимущественно используются ан тенны, обладающие направленными свойствами хотя бы в одной плоскости. При малой длине волны такие антенны получаются достаточно компактными, что дает возможность делать их вра щающимися и тем самым достигать значительного выигрыша в мощности и снижения взаимных помех радиостанций, осуществле ния связи по любым желаемым направлениям.
В диапазоне метровых волн наиболее часто используются раз личные симметричные и несимметричные вибраторы.
В технике телевизионного приема самое широкое применение находит петлевой вибратор Пистолькорса (рис. 15). Этот вибратор можно рассмат ривать как два полуволновых синфазных вибратора, расположенных на малом расстоянии друг от друга. В точке с вибратора располагается пуч ность тока и узел напряжения, что соответствует режиму короткого замыка ния. В точках b и d, отстоящих от с на 0,25, образуется узел тока и пуч ность напряжения. На зажимах антенны / и е возникает пучность тока.
Наличие узла напряжения в точке с позволяет крепить вибратор в этой точке к стреле или мачте непосредственно без изолятора.
Рис. 15. Петлевой вибратор Пистолькорса (а) и его диаграмма направленности (б)
Антенны на основе дипольного и петлевого вибраторов обычно могут обеспечить качественный прием телевизионных сигналов на сравнительно небольших расстояниях от телецентра, так как они являются слабонаправ ленными (рис. 15). Для приема на большие расстояния или при неудовле творительных условиях приема на малые расстояния применяются более сложные антенны, имеющие лучшую направленность.
В диапазоне метровых волн в качестве направленных антенн большое распространение получили антенны типа «волновой канал». Антенна этого типа (рис. 16), состоит из активного вибратора А, рефлектора Р и несколь ких директоров Д1, Д2 и ДЗ. Из приведенной на рис. 16, б диаграммы направленности видно, что коэффициент усиления этой антенны довольно высок, и она не будет реагировать на помехи с других направлений.
Рис. 16. Антенна типа «волновой канал» (а; и ее диаграмма направ ленности (б)
Рис. 17. Рупорная антенна
Рис. 18. Зеркальная параболическая антенна
Рис. 19. Рупорно-параболическая антенна
Рис. 20. Перископическая антенна
Антенна этого типа может работать и как передающая антенна. Актив ный вибратор А в этом случае излучает электромагнитное поле как в направлении рефлектора, так и в направлении директоров. Под воздей ствием этого поля в рефлекторе наводится ток, который создает вторичное поле - поле излучения рефлектора. Если длину рефлектора выбрать равной (0,51...0,53), а расстояние между рефлектором и активным вибра тором (0,15...0,25), то вторичное поле, созданное рефлектором, будет опережать по фазе поле активного вибратора на угол около 90°. Результирующее поле за рефлектором будет равно разности напряженностей полей, созданных активным вибратором и рефлектором. В главном направлении -направлении директоров и далее - поле от активного вибратора и рефлек тора будет складываться в одной фазе и результирующее поле увеличится. В реальной антенне опережение фазы тока в рефлекторе несколько отли чается от 90°, а амплитуда тока в рефлекторе несколько меньше, чем в активном вибраторе. Поэтому некоторая часть энергии излучается антен ной за рефлектор.
Директоры антенны возбуждаются результирующим полем активного вибратора и рефлектора. Для того чтобы вторичное поле директоров повышало напряженность поля в главном направлении, наведенные в них токи должны отставать по фазе от тока активного вибратора. Это достига ется соответствующим выбором длин директоров и их взаимным располо жением. Длины директоров выбирают равными (0,41...0,45). Расстояние между директорами и первым директором и активным вибратором выбира ют равным (0,1...0,34). С уменьшением расстояний между активным и пассивным вибраторами ток в пассивных вибраторах увеличивается, но при этом за счет влияния последних сильно уменьшается входное сопротивле ние активного вибратора. Для облегчения согласования антенны с фиде ром активный вибратор часто выполняют петлевым.
Свойствами антенны обладает и открытый конец волновода. Так как от крытый волновод плохо согласован со свободным пространством, то значи тельная часть электромагнитной энергии отражается от его конца и возвраща ется обратно к источнику (коэффициент отражения не менее 0,25...0,3).
Для улучшения согласования волновода со свободным пространством и создания более направленного излучения применяются рупорные антен ны, которые образуются плавным увеличением размеров поперечного сечения волновода с помощью рупора (рис. 17). В диапазоне дециметровых и сантиметровых волн широко применяются антенны такого типа.
Направленность рупорной антенны увеличивается с ростом площади раскрыва рупора. В качестве самостоятельных антенн рупоры применяются редко, но часто входят в конструкцию многих более сложных антенн. Одной из них является зеркальная параболическая рефлекторная антенна (рис. 18), где роль отражателя выполняет металлическое зеркало, имеющее форму параболоида вращения или параболического цилиндра. При этом антенна излучает почти параллельный пучок лучей. Коэффициент направ ленного действия таких антенн очень высок и достигает 104.
Недостаток рассмотренной антенны состоит в том, что часть энергии, отраженной от зеркала, попадает обратно через рупор в волновод. Это снижает эффективность передачи энергии и приводит к искажениям передаваемого сигнала. От этого недостатка свободна рупорно-параболическая антенна (рис. 19).
Из волновода 1 высокочастотная энергия поступает в пирамидальный рупор 2, являющийся облучателем сегмента параболоида вращения 3. Излученные антенной волны получаются плоскими, так как фазовый центр рупора, расположенный в его вершине, находится в фокусе параболоида. Для хорошего согласования рупора с волноводом угол раскрыва а выбира ется равным 30...40е, а длина рупора I = 50,. Коэффициент усиления антенны растет с возрастанием площади раскрыва антенны S. При площа ди раскрыва 6...8 м2 коэффициент усиления равен 104. В это случае шири на диаграммы направленности равна примерно 2 как в горизонтальной, так и в вертикальной плоскостях.
Разновидностью зеркальных антенн являются перископические антенны (рис. 20), позволяющие при помощи зеркал передавать высокочастотную энергию на вершину башни без линии или волновода. Поступающая от передатчика энергия излучается рупорной антенной в сторону эллипсоид ного зеркала 3, расположенного у подножия мачты под углом 45° к горизон ту. Зеркало отражает падающие на него волны перпендикулярно вверх на плоское зеркало, установленное на вершине мачты под углом 45°. Вторым зеркалом волны отражаются в нужном направлении. Коэффициент полез ного действия передачи энергии в перископической антенне - около 50 %, что выше, чем, если бы энергия подавалась наверх по волноводу.
Вопросы и задачи для самоконтроля
1. Классификация диапазона радиочастот.
2. Назовите основные элементы многоканальной радиосистемы пе редачи и укажите их назначение.
3. Принципы классификации радиосистем передачи.
4. Назовите основные схемы организации радиосвязи и радиосетей, их классификация.
5. Назовите основные элементы радиоретранслятора и укажите их назначение.
6. Укажите основные признаки классификации радиосистем передачи.
7. Физическая сущность дифракции и интерференции радиоволн.
8. Атмосфера Земли и ее основные сферы.
9. Особенности распространения ультракоротких волн.
10. Высота расположения передающей антенны телецентра равна 110 м, расстояние до пункта приема телевизионного сигнала равна 250 км. Определить необходимую высоту установки приемной антенны.
11. Назовите основные параметры и характеристики антенн и поясните их физическую сущность.
Радиолиния передачи, в которой сигналы электросвязи переда ются с помощью наземных ретрансляционных станций, называется радиорелейной линией передачи. Радиорелейная линия передачи (РРЛП) представляет собой цепочку приемопередающих радио станций (оконечных, промежуточных, узловых), которые осуществ ляют последовательную многократную ретрансляцию (прием, пре образование, усиление и передачу) передаваемых сигналов.
Радиорелейная линия передачи, соседние станции которой раз мещаются одна от другой на расстоянии прямой видимости между антеннами этих станций, называется РРЛП прямой видимости (рис. 1). Здесь приняты следующие обозначения:
ОРС - оконечная радиорелейная станция, обеспечивающая преобразование отдельных подлежащих передаче сигналов в диа пазоне частот радиосигнала, объединения их в общий радиосигнал и передачу его в среду распространения, а также прием встречного радиосигнала, разделение его на отдельные принимаемые сигналы, их преобразования и выдачу потребителю; ПРС - промежуточная радиорелейная станция, обеспечивающая прием, преобразование, усиление или регенерацию и последующую передачу радиосигнала; УРС - узловая радиорелейная станция, обеспечивающая разветв ление и объединение потоков сообщений, передаваемых по разным РРЛП, на пересечении которых и располагаются УРС. К УРС отно сятся также станции РРЛП, где осуществляется ввод и вывод теле фонных, телевизионных и других сигналов.
На ОРС и УРС всегда имеется технический персонал, который обслуживает не только эти станции, но и осуществляет контроль и управление с помощью специальной системы телеобслуживания ближайшими ПРС. Участок РРЛП (300...500 км) между ОРС (УРС) делится примерно пополам так, что одна часть ПРС входит в зону телеобслуживания одной ОРС (УРС), а другая часть ПРС обслужи вается другой УРС (ОРС).
Рис. 1. Радиолинейная линия передачи прямой видимости
Радиорелейная линия передачи, в которой используется рассея ние и отражение радиоволн в нижней области тропосферы при взаимном расположении соседних станций, называется тропо сферной радиорелейной линией передачи (ТРРЛП) (рис. 2).
Рис. 2. Тропосферная радиорелейная линия передачи
Радиолиния передачи, в которой используются космические станции, пассивные спутники или иные космические объекты, назы вается космической линией передачи.
Космическая линия передачи, осуществляющая электросвязь между земными станциями этой линии с помощью установленных на искусственных спутниках Земли ретрансляционных станций или пассивных спутников, называется спутниковой линией передачи (СЛП) (рис. 3). Здесь приняты такие обозначения: ЗС - земная станция, т.е. станция спутниковой линии передачи, расположенная на земной, водной поверхностях или в основной части земной атмосферы и предназначенная для космической линии передачи; КС - космическая станция, расположенная на объекте, который находится за пределами основной части земной атмосферы; ИСЗ -искусственный спутник Земли.
Рис. 3. Спутниковая линия передачи
Под космической линией передачи понимается радиолиния, в ко торой используются космические станции, пассивные спутники или иные космические объекты.
При использовании одного ИСЗ, расположенного на геостацио нарной или вытянутой орбите, максимальная дальность радиосвязи СЛП около 15 000 км.
Радиорелейные линии прямой видимости, тропосферные радио релейные линии и спутниковые линии передачи в большинстве своем работают в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн (в диапазонах УВЧ и СВЧ).
Однако отметим, что имеются малоканальные радиорелейные системы передачи (РРСП), работающие в диапазоне метровых волн (на ОВЧ). Использование этих диапазонов обусловлено, главным образом, возможностью передачи широкополосных сигналов (теле видения, первичных, вторичных, третичных широкополосных кана лов и трактов, первичных, вторичных, третичных, четверичных потоков и потоков синхронной цифровой иерархии).
Совокупная ширина полосы частот дециметрового и сантимет рового диапазонов в сотни раз превышает ширину полосы частот всех более длинноволновых диапазонов, вместе взятых. Это позво ляет организовать совместную работу большого числа широкопо лосных РРСП, передавать любые виды сообщений, а также стро ить многоканальные РРСП с высокой пропускной способностью (до нескольких тысяч каналов тональной частоты или основных цифро вых каналов с эквивалентной скоростью передачи, соответствую щей нескольким сотням мегабит в секунду).
Широкополосность систем позволяет применять эффективные помехоустойчивые методы передачи сигналов такие, как частотная модуляция, импульсно-кодовая модуляция, дельта-модуляция и их разновидности, а также использовать эффективные методы коди рования.
Кроме того, в диапазонах УВЧ и СВЧ довольно просто создать антенны с узконаправленным излучением и приемом радиоволн.
Применение таких антенн, имеющих относительно небольшие габариты, позволяет получить энергетический выигрыш по сравне нию с ненаправленным излучением (приемом) примерно 30...50 дБ. Это недостижимо для антенн более длинноволновых диапазонов и дает возможность упростить приемо-передающую аппаратуру (уменьшить необходимые мощности передатчиков и чувствитель ность приемников), а также облегчить электромагнитную совмести мость различных систем радиосвязи. Наконец, в этих диапазонах мало влияние промышленных и атмосферных помех.
Для повышения пропускной способности, надежности и эконо мичности при построении РРСП и спутниковых систем передачи (ССП) широко используется принцип многоствольной передачи. При этом на каждой станции устанавливается несколько комплектов оборудования ствола - линейного тракта.
На рис. 4 приведена структурная схема четырехствольной ра диолинии связи, содержащей три радиосистемы передачи (РСП): аналоговую телефонную, цифровую, аналоговую телевизионную и отдельный резервный ствол.
На рис. 4 приняты следующие обозначения: АКГпер (пр) - аналого вое каналообразующее оборудование и оборудование формирова ния типовых групп каналов (обычно оборудование систем передачи с частотным разделением) тракта передачи (приема); ЦКГпер (пр) -цифровое каналообразующее оборудование и оборудование фор мирования типовых цифровых потоков (обычно оборудование цифровых систем передачи на основе импульсно-кодовой модуля ции с временным разделением каналов) трактов передачи (приема); СЛ пер (пр) ) - соединительные линии; ОТФ пер (пр), ОЦ пер (пр) и ОТВ пер (пр) -оконечное оборудование, соответственно, телефонного, цифрового и телевизионного стволов передачи (приема); каналы ТЧ, ТВ, ЗС, ЗВ - каналы тональной частоты, телевидения, сигналов звукового сопровождения телевидения и сигналов звукового вещания; R (R'), Т (Т') точки подключения к соединительным линиям различного оборудования.
Рис. 4. Структурная схема четырехствольной радиолинии связи
Совокупность нескольких однотипных или разнотипных РСП и от дельных стволов, имеющих общие тракты распространения радио волн, оконечные и ретрансляционные станции, а также устройства их обслуживания, образуют многоствольную радиолинию связи (РЛС), а совокупность стволов, входящих в состав радиолинии связи, образу ет многоствольную радиолинию передачи (РЛП). В многоствольных РЛП с резервированием каждый из стволов включает в себя радио ствол, оконечное оборудование и аппаратуру резервирования, обес печивающую переключение на резервный ствол при выходе из строя основного радиоствола. В некоторых РЛП предусмотрен отдельный ствол служебной связи, содержащий упрощенное оборудование. Использование общих антенн, фидерных трактов, источников электро снабжения, систем служебной связи и телеобслуживания, сооружений для размещения оборудования значительно повышает экономичность многоствольных РЛП.
Совместная работа нескольких стволов в одной РЛП обеспечи вается путем их частотного разделения. При многоствольной рабо те частоты передачи и приема стволов должны быть выбраны таким образом, чтобы свести к минимуму влияние трактов передачи на тракты приема в отдельных стволах и взаимные помехи между ними. Для этого в многоствольных РЛП применяется группирование частот передачи и приема, в соответствии с которым частоты пере дачи всех стволов размещаются в одной половине отведенной полосы частот, а частоты приема - в другой. В стволах РЛП могут использоваться двух- и четырехчастотные планы. На рис. 5, а и б изображены, соответственно, двухчастотный и четырехчастотный планы для трехствольной РЛП (см. рис. 4). Двухчастотные планы обычно применяются на радиорелейных линиях (РРЛ) и спутнико вых линиях передачи (СЛП), работающих в сантиметровом диапа зоне. На РРЛ дециметрового диапазона, мобильных РРЛ, а также на тропосферных радиорелейных линиях (ТРРЛ) применяются четырехчастотные планы. При этом ТРЛЛ содержит не более двух стволов. Для сигналов разных стволов используются различные несущие частоты.
Рис. 5. Двух- и четырехчастотные планы для трехствольной РЛП
Все системы многоствольной РРЛ организуются таким образом, чтобы все стволы работали независимо один от другого, были бы взаимозаменяемы.
К уже рассмотренной классификации РРЛ добавим их классифи кацию еще по ряду наиболее важных признаков и характеристик.
1. По назначению различают: междугородные магистральные, внутризоновые и местные РРЛ. Магистральные РРЛ обычно явля ются многоствольными.
2. По диапазону рабочих (несущих) частот РРЛ подразделяются на линии дециметрового и сантиметрового диапазонов. В этих диапазонах в соответствии с Регламентом радиосвязи для органи зации РРЛ выделены полосы частот, расположенные в области 2, 4,
6, 8, 11 и 13 ГГц. В настоящее время осваивается область частот 18 ГГц и выше. Однако использование столь высоких частот за труднено из-за сильного ослабления энергии радиоволн во время атмосферных осадков.
3. По способу разделения каналов и виду модуляции несущей можно выделить:
а) РРЛ с частотным разделением каналов (ЧРК) и частотной мо дуляцией (ЧМ) гармонической несущей;
б) РРЛ с временным разделением каналов (ВРК) и аналоговой модуляцией периодической последовательности импульсов, кото рые затем модулируют несущую ствола;
в) цифровые РРЛ на основе импульсно-кодовой или дельта-модуляций и их разновидностей, цифровые сигналы которых затем модулируют несущую ствола.
4. По принятой в настоящее время классификации РРЛ разде ляют на системы большой, средней и малой емкости.
К РРЛ большой емкости принято относить системы, позволяю щие организовать в одном стволе 600 и более каналов тональной частоты (КТЧ), что соответствует пропускной способности более 100 Мбит. Стационарные РРЛ большой емкости используются для организации магистральных связей. Если РРЛ позволяет организо вать 60...600 КТЧ, то такие системы относятся к РРЛ средней емко сти, а если менее 60 КТЧ - РРЛ малой емкости. Пропускная спо собность РЛ средней и малой емкости равна соответственно 10... 100 Мбит/с и менее 10 Мбит/с.
Стационарные РРЛ средней емкости используются для органи зации зоновой связи. Это линии протяженностью до 500... 1500 км. Подобные РРЛ в большинстве рассчитаны на передачу телевизи онных сигналов и сигналов звукового вещания. Часто эти линии являются многоствольными и ответвляются от магистральных.
РРЛ малой емкости применяются на местных сетях связи и, кро ме того, широко используются для организации технологических линий передачи на железнодорожном транспорте, в системе энер госнабжения, в газо- и нефтепроводах и др.
В настоящее время на телекоммуникационных сетях все боль шее распространение получают цифровые РРЛ с большой пропуск ной способностью на основе синхронной цифровой иерархии.
Технико-экономические показатели радиорелейных (РРСП) и спут никовых (ССП) систем передачи и особенности построения оконечного оборудования ствола, приемопередающей аппаратуры во многом определяются выбранным видом модуляции высокочастот ной несущей многоканальным (групповым) сигналом. Последний может быть сформирован:
1) с помощью каналообразующего оборудования и оборудования формирования групп каналов и трактов аппаратуры аналоговых систем передачи с частотным разделением каналов (СП с ЧРК) с помощью однополосной амплитудной модуляции;
2) с использованием каналообразующего оборудования анало говых систем передачи с временным разделением каналов (СП с ВРК) с помощью фазоимпульсной модуляции;
3) с помощью каналообразующего оборудования и оборудования формирования типовых потоков цифровых систем передачи (ЦСП) с использованием импульсно-кодовой модуляции, дельта-модуляции и их разновидностей.
В системах передачи сигналов телевидения полный телевизион ный сигнал формируется с помощью оборудования телевизионного ствола на оконечных радиорелейных или земных спутниковых станциях и затем модулирует высокочастотную несущую.
Формирование высокочастотной несущей или высокочастотного радиосигнала осуществляется в оконечном оборудовании ствола.
Основными показателями, характеризующими виды модуляции в РРСП и ССП (далее радиосистемы передачи - РСП), являются поме хоустойчивость в отношении тепловых шумов, эффективность исполь зования занимаемой полосы частот, степень подверженности переда ваемых сигналов влиянию неидеальности характеристик ствола -линейного тракта, сложность построения приемопередающей аппа ратуры и соответствующих модуляторов и демодуляторов (модемов).
Частотная модуляция в аналоговых РСП. В аналоговых СП с ЧРК и телевидения в основном применяется частотная модуля ция (ЧМ).
При ЧМ основной причиной нелинейных искажений сигналов в радиоканале, приводящих к взаимным влияниям между каналами в СП с ЧРК, является нелинейность ФЧХ, в то время как при обычной AM и AM с передачей одной боковой полосы (АМ-ОБП) частот основной причиной нелинейных искажений является нелинейность АХ. Так как компенсация нелинейности ФЧХ выполняется более простыми методами, чем компенсация нелинейности АХ, то приемопередаю щая аппаратура при использовании ЧМ в РСП оказывается более простой, чем при AM и АМ-ОБП. Кроме того, ЧМ обладает большей помехоустойчивостью в отношении теплового шума и внешних помех по сравнению с AM и АМ-ОБП, если индекс ЧМ не слишком мал (в малоканальных РСП с числом каналов ТЧ не более 120).
При ЧМ мгновенная частота f (t) модулированного радиосигнала uЧM(t) изменяется в соответствии с модулирующим сигналом с (t):
(1)
где f0- частота несущей; A f (f) - отклонение частоты под воздейст вием модулирующего сигнала (девиация частоты): КЧМ - крутизна модуляционной характеристики частотного модулятора, Гц/В.
Общее выражение для ЧМ радиосигнала имеет вид
(2)
где Uo- постоянная амплитуда радиосигнала.
Основными характеристиками ЧМ радиосигнала являются: де виация частоты, индекс частотной модуляции и ширина спектра, необходимая для неискаженной передачи. Поскольку основной загрузкой радиостволов являются групповые телефонные сигналы СП с ЧРК, то и рассмотрим характеристики ЧМ радиосигнала для этого вида загрузки.
Эффективная девиация частоты соответствует средней мощности Wcp группового сигнала и эффективной девиации частоты на канал AfK (соответствующей измерительному уровню сигнала в одном канале ТЧ) и определяется по формулам
(3)
и (4)
где N - число каналов соответствующей СП с ЧРК. Величина fK обычно нормируется и в зависимости от N может изменяться в пределах 35...200 кГц.
Эффективное значение индекса ЧМ Мэф определяется отноше нием эффективной девиации частоты к верхней частоте Fe спектра группового телефонного сигнала, т. е,
(5)
Для характеристики ЧМ радиосигнала используются также понятия квазипиковых девиации частоты и индекса модуляции, соответст вующие квазипиковой мощности группового сигнала, превышаемой с вероятностью не более 10 -3и соответственно равным:
(6)
Важной характеристикой ЧМ радиосигнала является ширина его спектра, определяющая необходимую полосу пропускания радиока нала ПЧМ. При передаче сигналов многоканальной телефонии мини мальная необходимая полоса частот должна определяться исходя из минимально допустимого уровня переходных помех, возникаю щих из-за ограничения спектра
(7)
где qЧM - параметр, зависящий от уровня переходных помех.
На рис. 6 приведены значения q4M в зависимости от Мэф для двух значений мощности переходных помех в верхнем (по спектру) телефонном канале: Wпп = 1 пВт и Wпп = 10 пВт.
На практике для приближенной оценки необходимой полосы час тот часто пользуются следующей эмпирической формулой Карсона
(8)
Значения основных параметров ЧМ радиосигнала РСП при пе редачи сигналов многоканальной телефонии для различной емко сти группового сигнала приведены в табл.1.
Рис. 6. Зависимость параметров qчм от эффективного значения индекса ЧМ МЭФ
Таблица 1
|
Параметры ЧМ радиосигнала |
Число каналов тональной частоты |
|||||
|
12 |
24 |
60 |
120 |
240 |
300 |
|
|
∆fK, МГц |
0,05 |
0,05 |
0,2 |
0,2 |
0,2 |
0,2 |
|
Fв, МГц |
0,06 |
0,108 |
0,252 |
0,552 |
1,032 |
1,3 |
|
∆fЭФ, МГц |
0,073 |
0,084 |
0,404 |
0,464 |
0,533 |
0,776 |
|
∆fпик, МГЦ |
0,38 |
0,394 |
1,647 |
1,745 |
1,871 |
2,584 |
|
МЭФФ |
1,217 |
0,778 |
1,603 |
0,841 |
0,516 |
0,597 |
|
МПИК |
6,333 |
3,648 |
6,536 |
3,161 |
1,813 |
1,988 |
|
ПЧМ, МГц, при WПП = 1 пВт |
0,61 |
0,84 |
3,05 |
4,33 |
6,4 |
8,5 |
|
Пчм, МГц, при WПП=10пВт |
0,55 |
0,78 |
2,72 |
3,94 |
5,57 |
7,64 |
|
ПЧМ, к, МГц |
0,88 |
1,0 |
3,8 |
4,6 |
5,81 |
7,77 |
|
Параметры |
Число каналов тональной частоты |
|||||
|
ЧМ радиосигнала |
360 |
600 |
720 |
1020 |
1320 |
1920 |
|
∆fK, МГц |
0,2 |
0,2 |
0,2 |
0,2 |
0,14 |
0,14 |
|
Fв, МГц |
1,54 |
2,596 |
3,34 |
4,636 |
5,932 |
8,524 |
|
∆fЭФ, МГц |
0,85 |
1,097 |
1,202 |
1,43 |
1,139 |
1,374 |
|
∆fпик, МГЦ |
2,83 |
3,653 |
4,003 |
4,762 |
3,793 |
4,575 |
|
МЭФФ |
0,552 |
0,423 |
0,36 |
0,308 |
0,192 |
0,161 |
|
МПИК |
1,838 |
1,407 |
1,199 |
1,027 |
0,639 |
0,537 |
|
ПЧМ, МГц, при WПП = 1 пВт |
9,67 |
14,75 |
17,57 |
23,37 |
25,51 |
35,8 |
|
Пчм, МГц, при WПП=10пВт |
8,72 |
13,19 |
15,9 |
21,14 |
23,73 |
32,9 |
|
ПЧМ, к, МГц |
8,74 |
12,5 |
14,69 |
18,8 |
19,45 |
26,2 |
Как видно из табл. 1, в большинстве случаев применяется час тотная модуляция с Мэф не более1.
При передаче сигналов телевидения характеристики ЧМ радио сигнала зависят от соответствующих параметров сигналов изобра жения и звукового сопровождения. Для сигнала изображения верх няя частота спектра Fв, размах сигнала, а, следовательно, макси мальная девиация частоты ∆fK известны: Fв = 6 МГц, ∆fK = 4 МГц.
Индекс ЧМ равен Ми = ∆f/Fв = 4/6= 0,67, а необходимая полоса частот, определенная по формуле Карсона, равна Пчм тв = 2(Fв + ∆fK) = 2(6 + 4) = 20 МГц или Пчм тв = 2Fв (1 + Ми) = 2 х 6(1+0,67) = 20 МГц.
Если в одном стволе передаются сигналы изображения, звуково го сопровождения и звукового вещания с использованием частотно го разделения, то верхняя частота модулирующего сигнала, эффек тивная девиация частоты и необходимая полоса частот возрастут.
Манипуляция в цифровых РСП. Модуляцию в цифровых РСП принято называть манипуляцией. В зависимости от числа уровней модулирующего (манипулирующего) сигнала различают двухуров невую (двоичную) и многоуровневую манипуляцию.
Для многих видов манипуляций, применяемых в цифровых ра диорелейных системах передачи, предполагается использование манипулирующих сигналов, отличающихся по структуре от исходно го передаваемого двоичного сигнала. Формирование указанных манипулирующих сигналов осуществляется специальным кодирую щим устройством - кодером модулятора. При демодуляции радио сигнала на приемном конце с помощью декодера демодулятора производится обратное преобразование, в результате чего форми руется исходный двоичный сигнал. Декодированию, естественно, предшествует регенерация сигнала. Совокупность кодера модуля тора и декодера демодулятора образует модем для цифровой РСП, обобщенная схема которого приведена на рис. 7.
Рис. 7. Функциоанальная схема модема цифровой РСП
В современных цифровых радиорелейных и спутниковых системах передачи применяются амплитудная, фазовая, частотная и комбини рованная амплитудно-фазовая манипуляции.
Амплитудная манипуляция - AM. Хотя этот вид манипуляции в современной цифровой радиосвязи встречается весьма редко, он еще служит удобной основой для введения некоторых основных понятий. В настоящее время находит применение лишь двоичная AM.
Манипулирующим (модулирующим) сигналом в цифровых систе мах радиосвязи является случайная последовательность «1» (токовая посылка) и «0» (пауза - бестоковая посылка). Радиосигнал с AM может быть представлен в следующей несколько упрощенной форме:
(9)
где Uн (/) - модулирующая случайная двоичная последовательность видеоимпульсов (часто, не обязательно, прямоугольной формы), -частота несущего радиочастотного колебания.
Пример радиосигнала для случайной двоичной последователь ности прямоугольных видеоимпульсов показан на рис. 8, где T -длительность элемента исходного двоичного сигнала.
Рис. 8. Форма сигналов при амплитудной модуляции
Для сигналов AM самым распространенным является некоге рентный прием, включающий в себя измерение амплитуды оги бающей на выходе узкополосного фильтра. Модуляция и демоду ляция сигналов в системах с двоичной AM не требует специального кодирования и декодирования.
Минимальная полоса частот ПАМ, необходимая для передачи AM радиосигнала, численно равна скорости передачи цифровой информации 8 (частоте следования передаваемых элементов исходного двоичного сигнала)
(10)
Эффективность использования полосы частот характеризуется максимальной удельной скоростью передачи при двоичной AM и равна SAM = В/ПАМ.
Фазовая манипуляция - ФМ. При ФМ манипулируемым парамет ром высокочастотной несущей радиоимпульса является ее фазаt. В современных РСП применяются двоичная, четырехуровневая и восьмиуровневая ФМ. При демодуляции фаза ФМ радиосигнала сравнивается с фазой восстановленного на приемном конце опор ного колебания (несущей). Из-за случайных искажений радиосигна ла имеет место неопределенность фазы восстановленной несущей, что является причиной, так называемой обратной работы, при которой двоичные посылки принимаются «в негативе». Для устра нения влияния неопределенности фазы применяется разностное кодирование фазы передаваемых радиоимпульсов. Фазовую мани пуляцию с разностным кодированием фазы называют фазоразно-стной или относительной фазовой манипуляцией (ОФМ). В циф ровых радиорелейных системах передачи с ОФМ при передаче информации кодируется не сама фаза радиосигнала, а разность фаз (фазовый сдвиг) двух соседних радиоимпульсов.
Структура ОФМ радиосигнала для двухуровневой ФМ представ лена на рис. 9.
Рис. 9. Структура двухуровневого ОФМ радиосигнала
Из рис. 9 следует, что фаза несущего колебания изменяется от носительно ее предыдущего состояния на при передаче «1» и остается неизменной при передаче «0».
Применяются два способа демодуляции ОФМ радиосигналов. В первом случае вначале восстанавливается несущая и когерентно детектируется ОФМ радиосигнала, затем разностно (дифференци ально) декодируются принимаемые сигналы. При таком способе демодуляции операции детектирования и декодирования разделе ны и выполняются последовательно. Второй способ предполагает дифференциально-когерентное (автокорреляционное) детектиро вание ОФМ радиосигнала, при котором в качестве опорного колеба ния используется предшествующий радиоимпульс. При этом опера ции детектирования и декодирования совмещены.
Ширина спектра ОФМ радиосигнала зависит от скорости переда чи информации Б и числа уровней манипуляции М. Необходимая для ОФМ радиосигнала минимальная полоса пропускания равна.
(11)
Обычно полосу пропускания выбирают несколько большей, т.е. Пофм = (1,1...1,2) B/log2 M. Из (11) следует, что при увеличении числа уровней манипуляции полоса частот, необходимая для пере дачи ОФМ радиосигнала, уменьшается. Так, при ОФМ-4 (М = 4) полоса частот вдвое меньше, чем при ОФМ при одинаковой скоро сти передачи информации. Максимальная эффективность исполь зования полосы частот при ОФМ равна
Частотная манипуляция - ЧМ. При ЧМ модулируемым (манипу-лируемым) параметром является частота высокочастотного заполнения радиоимпульса. В РСП применяются двоичная, трехуровневая (при использовании квазитроичных кодов), четырехуровневая и восьмиуров невая ЧМ. Пример простейшей двухуровневой ЧМ показан на рис. 10.
Рис. 10. Форма сигнала при частотной манипуляции:
а - манипулирующий сигнал; б - частотно-манипулирующий
сигнал - радиосигнал ЧМ
В большинстве РСП с частотной манипуляцией используются модулирующие колебания прямоугольной формы, причем амплитуды несущих остаются постоянными. Для этого случая радиосигнал имеет вид
(12)
Полоса частот необходимая для передачи ЧМ радиосигнала Пчм, и эффективность ее использования SЧМ зависят от скорости пере дачи информации В, числа уровней М и максимальной девиации частоты fM и равны, соответственно
(13)
(14)
где fM - максимальная девиация частоты, за висящая от М, а - максимальный индекс ЧМ.
При демодуляции ЧМ радиосигналов применяется некогерентное детектирование, причем обычно используются те же частотные детекторы, что и в аналоговых РСП с ЧМ.
Большой интерес представляет применение частотной мани пуляции с минимальным сдвигом (ЧММС), являющейся частным случаем манипуляции с непрерывной фазой, при которой фаза манипулированного радиосигнала изменяется непрерывно и не имеет скачков на границах радиоимпульсов. При ЧММС для пере дачи «1» и «-1», как при обычной двоичной ЧМ, используются две частоты, однако разнос между ними выбирается так, чтобы за вре мя длительности элемента T фаза манипулированного радиосигна ла изменялась ровно на л/2. При этом если передается «1», то частота радиосигнала f = f0 + 1/4 Т, так что в момент окончания радиоимпульса его фаза получает сдвиг π/2. При передаче «-1» частота радиоимпульса f = f0- 1/4Т, в результате чего фаза радио импульса в момент его окончания приобретает сдвиг π/2. Таким образом, ЧММС весьма похожа на ОФМ, при которой фаза манипу лированного радиосигнала также изменяется на π/2 в течение каждого интервала Т. Отличие состоит лишь в том, что
при ЧММС фаза изменяется не скачкообразно, а непрерывно.
При демодуляции ЧММС радиосигналов используется когерент ное детектирование. Помехоустойчивость ЧММС близка к помехо устойчивости двоичной ОФМ, а эффективность использования полосы частот примерно такая же, как при четырехуровневой ОФМ.
Амплитудно-фазовая манипуляция - АФМ. При АФМ манипулируемым (представляющим) параметром является комплексная амплитуда радиосигнала. Формирование М-уровневого АФМ сигна ла может быть реализовано путем М0,5-уровневой балансной ам плитудной манипуляции синфазной и квадратурной составляющих сигнала одной частоты и сложения полученных AM радиосигналов. По этой причине АФМ часто называют квадратурной амплитудной манипуляцией (КАМ).
Минимальная необходимая полоса частот ПАФМ и максимальная эффективность использования полосы SАФМ определяются так же, как в случае многоуровневой ФМ (ОФМ).
Сравнительная оценка качественных показателей различных ви дов манипуляции, применяемых в цифровых РСП, приведена в табл. 2.
Таблица 2
|
Вид манипу ляции |
Число уровней манипуляции |
Способ детектирова ния принимаемых сигналов |
Отношение сигнал-шум на входе приемника, дБ (при рощ = 10-6) |
Максимальная эффективность использования полосы частот, бит/с/Гц |
|
AM |
2 |
Некогерентный |
17,2 |
1 |
|
2 |
Дифференциально-когерентный |
11,2 |
1 |
|
|
ОФМ |
4 |
Тоже |
12,8 |
2 |
|
2 |
Когерентный |
10,8 |
1 |
|
|
4 |
Тоже |
10,8 |
2 |
|
|
8 |
« |
14,6 |
3 |
|
|
ЧМ |
3 |
Некогерентный |
15,9 |
1 |
|
4 |
Тоже |
20,1 |
2 |
|
|
8 |
« |
25,5 |
3 |
|
|
ЧММС |
2 |
Когерентный |
10,8 |
2 |
|
АФМ |
16 |
Тоже |
17,0 |
4 |
Интересно ориентировочно сравнить эффективность использо вания полосы частот цифровых и аналоговых РСП. Если в цифро вых системах используется ИКМ со скоростью передачи основного цифрового канала 64 кбит/с, то в системах с AM и ОФМ-2 (двух уровневая) максимальная емкость ствола с полосой 40 МГц состав ляет 625 каналов тональной частоты (КТЧ), с ОФМ-4 (четырехуров невая) и ЧММС - 1250 КТЧ, с ОФМ-8 - 1875 КТЧ, наконец, при использовании АФМ-16 - 2500 КТЧ. Максимальная достигнутая в настоящее время емкость аналоговых систем с ЧМ при той же полосе составляет 3600 КТЧ. Таким образом, можно считать, что эффективность использования полосы частот в наиболее совер шенных цифровых РСП приближается к эффективности аналоговых систем с ЧМ. В РСП с малой и средней пропускной способностью эффективность использования полосы частот в цифровых системах не ниже, чем в аналоговых системах с ЧМ.
Среди рассмотренных видов манипуляций наибольшей просто той реализации отличаются двоичные AM и ЧМ, а также трехуровневая и четырехуровневая ЧМ при использовании частотного дис криминатора для демодуляции сигналов. Сравнительно просто реализуются ОФМ-2 и ОФМ-4 при дифференциально-когерентном детектировании сигналов, основные сложности связаны с необхо димостью восстановления опорного колебания на приемном конце. Наибольшие трудности возникают при использовании ОФМ-8 и АФМ-16, причем в последнем случае возникают дополнительные трудности, связанные с необходимостью обеспечения высокой линейности амплитудной характеристики всего линейного тракта.
Двоичные некогерентные AM и ЧМ применяются в РСП с малой пропускной способностью, а также в перевозимых РРСП, двоичная ОФМ - в РСП с малой и средней пропускной способностью. Широ кое применение в РСП с различной пропускной способностью на шли ОФМ-4. Наряду с ОФМ-4 АФМ-16 становится основным видом манипуляции для цифровых РСП с высокой пропускной способно стью. Для передачи цифровых сигналов в аналоговых РСП приме няются двоичная и многоуровневая ЧМ с числом уровней М = 3, 4 и 8 при использовании аналогового частотного детектора для демо дуляции.
1. Назовите типы станций радиорелейной линии прямой видимости и укажите их назначение.
2. Что такое ствол радиорелейной линии передачи? Его состав.
3. Назовите основные признаки классификации радиорелейных линий передачи.
4. Какое явление используется в тропосферных радиорелейных линиях.
5. Виды модуляции, используемые при построении радиорелейных и спутниковых систем передачи. Их достоинства, недостатки и об ласть применения.
6. Виды манипуляций в цифровых радиорелейных системах переда чи, их достоинства и недостатки.
7. Назовите основные элементы модема цифровой радиорелейной системы передачи.
8. Сущность амплитудно-фазовой манипуляции.
9. Назовите значения промежуточной частоты в радиорелейных и спутниковых системах передачи.
10. Почему в качестве промежуточной ступени модуляции в радиоре лейных и спутниковых системах передачи применяется частотная модуляция.
11. Назовите основные параметры и характеристики ЧМ радиосигнала и поясните их физическую сущность.
12. Как организуется двусторонняя передача сигналов в одном высо кочастотном стволе радиорелейной системы передачи?
13. Перечислите достоинства и недостатки двух- и четырехчастотного распределения.
14. Назовите достоинства многоствольной радиорелейной системы передачи и способы ее организации.
15. Назовите основные элементы структурной схемы четырехстволь-ной радиолинии связи и укажите их назначение.
Приемопередающая аппаратура радиорелейных линий
(РРЛ) является основным оборудованием каждой радиорелейной станции. Приемники современных радиорелейных систем передачи (РРСП) строятся, как правило, по супергетеродинной схеме. Пере датчики многоканальных РРСП обычно строятся с преобразованием частоты, т.е. обеспечивают преобразование входного сигнала через ступень промежуточной частоты в СВЧ сигнал, который затем усиливается до номинальной мощности.
На оконечных станциях РРЛП происходит формирование высоко частотного колебания с заданными мощностью, номинальной часто той и модуляция этого колебания информационными сигналами соответствующей частоты. На оконечных станциях многоствольных РРСП формируются сигналы нескольких радиостволов. На оконечной станции имеется оконечная аппаратура ствола (телефонного, теле визионного или цифрового), состоящая из передающей и приемной частей. Поступающий на вход передающей части оконечной аппара туры сигнал соответствующего ствола объединяется со вспомога тельными сигналами и затем подается на модулятор, где происходит его преобразование в промежуточную частоту. Затем сигнал про межуточной частоты, поступает на передатчик радиоствола, где и формируется высокочастотное колебание. Структурная схема пере датчика радиоствола приведена на рис. 1, где приняты следующие обозначения: fпч - промежуточная частота (обычно равная 70 МГц); МУПЧ - мощный усилитель промежуточной частоты; См - смеситель (преобразователь промежуточной частоты в СВЧ сигнал); Гпер -гетеродин передатчика (генератор сверхвысокочастотной несущей, необходимой для преобразования сигнала промежуточной частоты в полосу частот радиосигнала); ПФСВЧ - полосовой фильтр сверх высокой частоты (радиосигнала); УСВЧ - усилитель сигнала СВЧ
(радиосигнала). Модулированный входным сигналом сигнал проме жуточной частоты после усиления смешивается в смесителе с высо костабильным колебанием гетеродина f. ПФСВЧ выделяется частота fпep, которая усиливается УСВЧ до требуемой мощности передачи. В радиосистемах малой мощности (менее 1 Вт) УСВЧ может не уста навливаться.
Рис. 1. Функциональная схема передатчика радиоствола
Приемник радиоствола (рис. 2) состоит из малошумящего усили теля сигнала СВЧ (МУСВЧ), на вход которого поступает СВЧ сигнал с частотой fnp; полосового фильтра сигнала СВЧ (ПФСВЧ), преобра зователя частоты, в который, входят смеситель (См) и гетеродин приемника (Гпр), и усилителя сигнала промежуточной частоты fпч. Сигнал промежуточной частоты получается смешиванием сигнала с частотой fnp с высокостабильным колебанием fГ.
Рис. 2. Функциональная схема приемника радиоствола
На вход передатчика сигнал поступает из тракта промежуточной частоты, а с выхода приемника сигнал поступает в тракт промежу точной частоты.
На промежуточных станциях (ретрансляторах) соединение при емника и передатчика происходит по промежуточной частоте. При необходимости выделения телевизионного сигнала на промежуточ ной станции в состав приемопередающей аппаратуры входит демо дулятор, который подключается к дополнительному выходу прием ника на промежуточной частоте.
Тракты промежуточной частоты. В тракте промежуточной частоты гетеродинного приемопередатчика осуществляются следую щие основные функции: автоматическая регулировка усиления, ком пенсирующая изменения уровня принимаемого сигнала в среде рас пространения радиоволн; корректирование искажений частотных характеристик, вносимых различными элементами трактов передачи; амплитудное ограничение ЧМ сигналов в системах с частотным уп лотнением.
Тракт промежуточной частоты, входящий в состав гетеродинных ретрансляторов, используется для создания высокой избиратель ности приемника при малых расстройках относительно границ полосы пропускания.
Качественными показателями тракта промежуточной частоты являются: амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) и ее допус тимая неравномерность; частотная характеристика группового времени запаздывания (ГВЗ) и ее допустимая неравномерность; неравномерность дифференциального усиления в полосе частот точной коррекции; степень согласования входов и выходов сигнала промежуточной частоты в приемопередающей аппаратуре.
Структурная схема типового тракта промежуточной частоты приемопередатчика РРЛ приведена
на рис. 3.
Рис. 3. Структурная схема типового тракта промежуточной частоты РРЛ
Модулированный сигнал промежуточной частоты Uвх от смесите ля приемника поступает на вход предварительного усилителя ПУс, далее сигнал обрабатывается полосовым фильтром ПФ и коррек тором группового времени запаздывания Кор. ГВЗ. Для коррекции искажений группового времени запаздывания, вносимых ПФ, используется Кор. ГВЗ ПФ. В главном усилителе ГУс осуществляется основное усиление сигнала и автоматическая регулировка усиления (АРУ), для чего часть сигнала с выхода ГУс ответвляется в ампли тудный детектор АД, а затем на усилитель постоянного тока УПТ и с выхода фильтра нижних частот управляющий сигнал изменяет усиление ГУс. Таким образом, уровень сигнала промежуточной частоты на выходе главного усилителя поддерживается постоян ным в достаточно большом диапазоне изменений уровня прини маемого сигнала (в приемниках магистральных РРЛ достигает 46...50 дБ). Оконечный усилитель ОУс имеет два выхода, один из которых используется для подачи сигнала на вход передатчика (ретрансляция сигнала на промежуточную радиорелейную станцию ПРС), второй - для выделения сигнала промежуточной частоты на узловой радиорелейной станции УРС. Усилитель-ограничитель УО обычно устанавливается в РРЛ с частотным уплотнением и ЧМ, он подавляет паразитную амплитудную модуляцию. Мощный усили тель МУ обеспечивает на входе смесителя передатчика необходи мый уровень сигнала промежуточной частоты.
Особенности трактов промежуточной частоты цифровых РРЛ за ключаются в разных требованиях к полосам пропускания и точности коррекции частотных характеристик тракта, а также в повышенном требовании к линейности амплитудной характеристики активных элементов этого тракта.
Нелинейные элементы тракта промежуточной частоты, такие как амплитудные ограничители, приводят к дополнительной потере помехоустойчивости цифровых РРЛ с квадратурной AM. Поэтому в приемопередатчиках цифровых РРЛ не используются амплитуд ные ограничители, а для усилителей сигнала устанавливается линейный режим.
Следует особо остановиться на принципах построения приемо передающей аппаратуры промежуточных станций РРЛП. Приемо передающая аппаратура промежуточных станций подразделяют на два основных вида: промежуточная станция с модуляцией и демо дуляцией сигнала и промежуточная станция без модуляции и демодуляции. Приемопередающую аппаратуру промежуточных станций без модуляции и демодуляции сигнала в свою очередь можно подразделить в зависимости от метода образования гетеро динных сигналов для приемника и передатчика на аппаратуру с общим гетеродином, отдельными гетеродинами, а также с пря мым усилением на СВЧ.
Приемопередающая аппаратура с общим гетеродином. Уп рощенная структурная схема приемопередающей аппаратуры этого типа приведена на рис. 4.
Рис. 4. Упрощенная схема приемопередающей аппаратуры с общим гетеродином
Принимаемый сигнал с частотой. fПМ через входной полосовой фильтр ПФ поступает на вход смесителя приемника СМПМ. На смеситель приемника одновременно поступает гетеродинный сигнала с частотой fГТПм. С выхода смесителя приемника сигнал промежуточной частоты fПЧ (обычно 70 МГц) подается на усилитель промежуточной частоты приемника УПЧПМ, где осуществляется основное усиление принимаемого сигнала. Усилитель имеет систе му автоматической регулировки усиления (АРУ), благодаря чему уровень выходного сигнала остается почти неизменным при изме нении уровня входного сигнала в широких пределах.
На оконечных и узловых станциях сигнал с выхода УПЧПМ пода ется на демодулятор Дм для выделения сигналов, передаваемых РРЛ. На промежуточных станциях сигнал с выхода УПЧПМ поступает непосредственно на вход усилителя промежуточной частоты пере датчика УПЧпд- Этот усилитель обеспечивает необходимое для работы смесителя передатчика СМПД значение мощности сигнала промежуточной частоты. В смесителе передатчика осуществляется преобразование сигнала промежуточной частоты в сигнал частоты fПД СВЧ диапазона. Частота гетеродинного сигнала fГТПд, поступаю щего на смеситель передатчика, отличается от частоты fПД на вели чину промежуточной частоты. С помощью полосового фильтра боковой полосы ФБП производится выделение полезной боковойполосы частот (верхней В или нижней Н) на выходе смесителя передатчика. Сигнал с выхода ФБП подается на усилитель СВЧ (УСВЧ) и далее через систему направляющих фильтров поступает в антенну. На оконечных и узловых станциях на вход УПЧПД сигнал поступает от частотного модулятора ЧМД станции.
Как следует из схемы (см.рис.4), для работы приемопередатчи ка необходимы два гетеродинных сигнала с частотами fГТПд и fСДВ. Эти сигналы образуются в гетеродинном тракте приемопередатчи ка. Задающий генератор Г генерирует сигнал с частотой fГТПд. Этот сигнал поступает на смеситель передатчика и одновременно на смеситель сдвига СМСДВ- В этом смесителе частота fГТПд преобра зуется в частоту fГТПм, для чего на смеситель подается также сигнал с генератора сдвига fСДВ. Номинальное значение частоты fСДВ равно разности частот приема и передачи, которая должна соответство вать плану распределения частот.
Образованный в смесителе сдвига гетеродинный сигнал частоты fГТПм выделяется узкополосным фильтром ФУП и поступает на смеситель приемника СМПМ.
При преобразовании частот в смесителе передатчика в случае fПМ < fГТПм используется нижняя боковая полоса частот, а в случае fПМ > fГТПм - верхняя боковая полоса частот. Комбинируя сочетания частот fПМ, fГТПм , fГТПд и fПД возможно сформировать четыре вариан та расстановки частот.
Приемопередающая аппаратура с отдельными гетеродинами. В радиорелейной аппаратуре последних лет широко приме няется схема приемопередающей аппаратуры с отдельными СВЧ гетеродинами для приемника и передатчика. Наличие отдельных гетеродинов делает работу приемника и передатчика независимой друг от друга. Это особенно удобно для оконечных станций, где приемник и передатчик работают в различных направлениях связи.
Упрощенная структурная схема приемопередающей аппаратуры с отдельными гетеродинами приведена на рис. 5. Прямой тракт приемопередатчика (см. рис. 5), включающий ПФ, СМПМ, УПЧПМ, УПЧПД, СМПД, ФБП и УСВЧ, в принципе ничем не отличаются от прямого тракта приемопередатчика с общим гетеродином, который был рассмотрен выше, и поэтому не требуется особых пояснений.
Для получения гетеродинных сигналов используются высокоста бильные кварцевые генераторы ГКв и цепочка умножителей Умн с усилителями. Гетеродины приемника и передатчика построены одинаково. Различие их связано с тем, что от гетеродина передатчика требуется, большая мощность, чем от гетеродина приемника. Поэтому в гетеродинном тракте передатчика на входе умножителей применяются мощные усилители по сравнению с подводимыми мощностями в гетеродинном тракте приемника.
Рис. 5. Упрощенная структурная схема приемопередающий аппаратуры с отдельным гетеродином
Приемопередающая аппаратура с демодуляцией сигнала на каждой промежуточной станции. Радиорелейная аппаратура, в которой на каждой промежуточной станции производится демоду ляция сигнала и последующая его модуляция, применяется на РРЛП малой и средней емкости, а также на телевизионных линиях малой протяженности и в частности на телевизионных передвижных радио релейных станциях.
В подобной аппаратуре возможно выделение и введение сигна лов части телефонных каналов на любой промежуточной станции, что важно для технологических РРЛ, обслуживающих газопроводы, нефтепроводы, железнодорожные линии и т. п.
Структурная схема одного из вариантов построения аппаратуры с демодуляцией на каждой станции приведена на рис. 6. Назначе ние ряда элементов схемы очевидно. Отличительной особенностью схемы является передатчик с фазовым модулятором. Сигнал от кварцевого задающего генератора ГКв поступает на фазовый моду лятор ФМД, в котором производится модуляция сигнала по фазе, поступающего от задающего генератора. На входе ФМД для преоб разования фазовой модуляции в частотную включен частотный корректор ЧК, имеющий коэффициент передачи, обратно пропорциональный частоте модуляции. После ФМд следует цепочка умно жителей частоты. В процессе умножения частоты в л раз происхо дит увеличении девиации частоты также в п раз, что позволяет иметь в фазовом модуляторе небольшие девиации фазы, что об легчает получение необходимой линейности модуляционной харак теристики. Как видно из рис. 6, приемник построен по обычной супергетеродинной схеме.
Рис. 6. Упрощенная структурная схема приемопередающей аппаратуры с демодуляцией
Аппаратура промежуточной станции с прямым усилением на СВЧ. Аппаратура такой станции содержит только один СВЧ усилитель в каждом направлении связи, рис. 7. Слабый сигнал, принятый антенной от предыдущей станции, через разделительный фильтр поступает на пере дающую антенну без изменения частоты. Подобная схема может приме няться только при сравнительно небольшом усилении (40...50 дБ) из-за опасности возникновения генерации, вызванной недостаточной развязкой входа и выхода усилителя.
Более совершенная схема с прямым усилением приведена на рис. 7, б, которая содержит два усилителя СВЧ. Один – УСВЧ1 - работает на частоте fПМ - Затем в смесителе сдвига СМСДВ частота сигнала преобразуется в fПД и сигнал усиливается в УСВЧ2. Помимо большего усиления, схема рис. 7, б позволяет путем модуляции колебаний генератора сдвига вводить в ствол сигналы служебной связи (СС) и телесигнализации (ТС).
Схемы с прямым усилением на СВЧ потребляют значительно меньшую мощность, чем схемы с усилением на промежуточных частотах, что позво ляет значительно упростить и удешевить промежуточную станцию РРЛ прямой видимости. У подобных схем. прекрасные перспективы широкого применения в РРСП.
Схема организации цифрового ствола. Линейный цифровой сиг нал (ЛЦС) формируется в цифровой системе передачи (ЦСП) и подает ся на оконечную радиорелейную станцию.(ОРС) для передачи по РРЛ. На рис. 8 показана упрощенная схема цифровой радиорелейной систе мы передачи (ЦРРСП). На вход согласующего устройства (СУ) пере дающей части оконечной радиорелейной станции (ОРС) поступает ЛЦС, сформированный на основе импульсно-кодовой модуляции, дельта-модуляции или их разновидностей. В СУ обычно происходит преобразо вание кода входного сигнала в униполярный код. Этот сигнал далее используют для манипуляции несущей частоты в модуляторе (М) пере датчика, причем может использоваться как непосредственная модуля ция, так и модуляция с преобразованием на промежуточной частоте. Модулированный СВЧ сигнал после соответствующей обработки и усиления УСВЧ через антенно-фидерный тракт (АФТ) поступает в передающую антенну.
На промежуточной станции сигнал, формируемый на выходе приемника (Пр), восстанавливается в регенераторе (Per), модули рует несущую передатчика (Пер) и через АФТ подается в антенну.
На приемной стороне ОРС сигнал СВЧ из приемной антенны че рез АФТ после фильтрации и усиления поступает в смеситель (СМ), где преобразуется в сигнал промежуточной частоты (ПЧ). В демо дуляторе (ДМ) сигнал ПЧ преобразуется в цифровой униполярный сигнал, который затем преобразуется в цифровой униполярный сигнал и после преобразования в код соответствующей ЦСП через СУ поступает в приемную часть ЦСП или соответствующий линей ный тракт проводной системы передачи.
Как отмечалось в предыдущей лекции, радиорелейные линии, использующие эффект дальнего тропосферного распространения ультракоротких волн (УКВ), называются тропосферными радиоре лейными линиями (ТРРЛ). Соседние станции ТРРЛ обычно распо лагаются на расстоянии 300...400 км, а в отдельных случаях (при благоприятных условиях распространения УКВ) и 600...800 км. Возможность перекрывать такие большие расстояния является основным преимуществом ТРРЛ. Для нашей страны с ее огромной территорией ТРРЛ представляют особый интерес, поскольку позво ляют обеспечить современными средствами связи отдаленные и труднодоступные районы Севера и Дальнего Востока.
Рис. 7. Упрощенная струк турная схема аппаратуры с прямым усилением на СВЧ:
а - без сдвига частот;
б - со сдвигом частот
Затухание сигнала на участке ТРЛЛ велико - 200 дБ и более, сиг нал в месте приема имеет многолучевой характер и подвержен слу чайным флуктуациям - замираниям. Поэтому на ТРРЛ применяются передатчики большой мощности - от нескольких сотен ватт до десят ков киловатт, остронаправленные антенны с раскрывом в несколько десятков метров и коэффициентом усиления 45...50 дБ.
Все же и этого оказывается недостаточно, так как средний уровень сигнала на входе приемника оказывается малым. Поэтому на ТРРЛ широко применяются малошумящие усилители СВЧ, порогопонижаю-щие устройства, а также используется техника разнесенного приема и другие методы борьбы с быстрыми интерференционными замираниями.
Пропускная способность ТРРЛ обычно составляет 12...60 каналов тональной частоты. Максимальная емкость радиоствола ТРРЛ в некоторых случаях может достигать 120 каналов.
На ТРРЛ, так же как и на РРЛ прямой видимости, применяются три типа станций; оконечная, промежуточная и узловая (или стан ция с ответвлениями).
Особенности построения станций ТРРЛ следующие:
для повышения качества, устойчивости и надежности связи на всех станциях линии передачи обязательно используется разнесен ный прием: сдвоенный, счетверенный или большей кратности;
поскольку на ТРРЛ, как правило, соседние станции удалены друг от друга на значительные расстояния, то почти на каждой промежуточной станции производится демодуляция и повторная модуляция сигнала для выделения некоторого числа каналов тональной частоты.
Рис. 8. Упрощённая структурная схема цифровой радиолинейной системы передачи
Обобщенная структурная схема передатчика ТРРЛ. Передат чик состоит из (рис. 9) возбудителя и мощного усилителя, основой которых является пролетный клистрон.
Рис. 9. Типовая структурная схема передатчика ТРРЛ
Модулирующее напряжение от кэналобразующей аппаратуры поступает на генератор частотно-модулированных колебаний ЧМГ, который работает на промежуточной частоте (обычно 70 МГц). Полученные колебания через ограничитель амплитуд. ОА подаются на УПЧ, где усиливаются и поступают на смеситель высокого уровня См. На этот же смеситель подаются колебания высокой частоты, получающиеся с помощью умножения частоты кварцевого генератора КГ в умножителе частоты. Для получения высокой стабильности частоты передающего устройства в ЧМГ принимаются специальные меры по стабилизации средней частоты и точности ее установки. Относительная точность установки частоты ЧМГ не хуже 5-10-7.
Так как для раскачки мощного усилительного клистрона требуется сравнительно большая мощность, то полученные после смесителя колебания высокой частоты усиливаются в УВЧ. Затем через фильтр боковой полосы Ф, который выделяет нижнюю или верхнюю боковую полосу, ферритовый вентиль ФВ, необходимый для согласования выхода УВЧ и входного резонатора клистрона, и направленный ответветвитель НО, предназначенный для измерительных целей, колебания подаются на мощный клистронный усилитель МУ.
С выхода клистронного усилителя через мощный ферритовый вентиль ФВ, необходимый для согласования выхода клистронного усилителя с антенно-фидерным трактом, и фильтр гармоник ФГ, защищающий другие радиосредства от помех со стороны данного передатчика, высокочастотная энергия по волноводу поступает в антенну. Направленный ответвитель НО и здесь служит для измерения полезной мощности, а также для организации защиты клистрона. При нарушении согласования в фидере может произойти СВЧ пробой. В результате возникает дуга на выходе клистрона, что может привести к его отказу. В этом случае срабатывает система защиты, действующая от отраженной волны. Эта система снимает высокое напряжение с клистрона, предотвращая его разрушение.
Техника разнесенного приема. Разнесенный прием является основным способом борьбы с замираниями на ТРРЛ. Разнесенный прием основан на том, что сигнал на выходе приемного устройства образуется комбинацией нескольких входных сигналов, несущих одну и ту же информацию, но по-разному пораженных замираниями. При этом комбинирование осуществляется так, чтобы выходной сигнал флуктуировал значительно меньше, чем входные.
На ТРРЛ могут быть примененеы следующие методы разнесения:
пространственное разнесение антенн (обычно перпендикулярно трассе) на расстояние D > 100 λ, где λ - длина волны радиосигнала;
частотное разнесение, использующее независимость замирания сигна ла на частотах, разнесенных на величину, превышающую радиус частотной корреляции;
разнесение по углу прихода луча, при котором используются одна при емная антенна и несколько облучателей, каждый из которых создает свою диаграмму направленности, сдвинутую относительно соседних по азимуту либо по углу места;
комбинированное разнесение, например, при счетверенном приеме раз несения пар сигналов по частоте и в пространстве или по частоте и углу.
На ТРРЛ чаще всего используется разнесение сигналов по частоте и пространству, реже - по углу прихода сигналов из области рассеяния. Наиболее распространен счетверенный прием с разнесением двух антенн по пространству и двух передатчиков по частоте.
Системы разнесенного приема делят на две группы: системы фильтрового приема и системы автокорреляционного приема.
При фильтровом приеме сигналы от различных антенн сначала выделяются фильтрами, а затем комбинируются. Такие системы обеспечивают обычно кратность не более 4, так как дальнейшее увеличение кратности потребовало бы увеличения числа дорогостоящих антенн и передатчиков.
Автокорреляционный преим используется исключительно при наличии сигналов с эквидистантным частотным разнесением, т.е. сигналов, равноотстоящих друг от друга по частоте. Несколько таких сигналов образует так называемый параллельный составной сигнал, который затем подвергается автокорреляционной обработке, в результате чего суммируются его парциальные составляющие.
Сочетание автокорреляционного и фильтрового методов приема от двух антенн и двух передатчиков позволяет получить значительную кратность разнесения - до 20, что очень важно для ТРРЛ с длинными интервалами.
На ТРРЛ в основном нашло применение сложение разнесенных сигналов с тем или иным весом. Используются два способа сложения: до детектора, т.е. в тракте высокой или промежуточной частоты, и после детектора, т.е. в групповом тракте.
При сложении сигналов до детектора требуется предвари тельная фазировка складываемых сигналов, так как их фазы изменяются случайным образом. Это делает додетекторное сложение, в принципе, более сложным. Однако при приеме сигналов с ЧМ додетекторное сложение все-таки предпочтительнее, поскольку здесь порог ЧМ определяется суммарным сигналом и всегда ниже, чем при сложении после детектора, где возникновение порогового эффекта уже нельзя ликвидировать простым сложением в групповом тракте.
На ТРРЛ используют два основных способа сложения.
Линейное сложение. В этом случае все N разнесенных сигна лов складываются с одинаковыми весовыми коэффициентами. Это означает, что усиление всех разнесенных приемников должно быть одинаковым. Это, в принципе, легко обеспечивается применением, автоматической регулировки усиления (АРУ) во всех УПЧ. В резуль тате усиление всех трактов сохраняется одинаковым и определяет ся, в основном, самым сильным из сигналов.
Оптимальное сложение. При способе разнесенного приема этом усиление в каждом из трактов разнесенного приема должно поддерживаться пропорциональным отношению напряжения сигна ла к среднеквадратическому значению, т.е. усиление в каждом из трактов должно регулироваться так, чтобы в любой момент времени оно было пропорционально напряжению сигнала и обратно пропор ционально мощности шума в этом тракте.
Структурная схема системы линейного додетекторного сло жения сигналов, принятых на две различных антенны, изображена на рис. 10.
Рис. 10. Структурная схема системы линейного сложения на промежуточной частоте
Принятые двумя антеннами (приемная антенна 1-го тракта и приемная антенна 2-го тракта) сигналы, одной частоты fc, но с раз ными фазами поступают на входы. УСВЧ-1 и УСВЧ-2. После обыч ного преобразования в смесителях См-1 и См-2 усиливаются УПЧ-1 и УПЧ-2 и складываются в специальном каскаде сложения ∑. На пряжение гетеродина вырабатывается кварцевым генератором Г. Так как генератор общий, то сигналы промежуточной частоты могут отличаться только по фазе, автоподстройка которой осуществляет ся фазовращателем ФВ. Сигналы после УПЧ подаются на фазовый детектор ФД, в котором вырабатывается сигнал ошибки, воздейст вующий на фазовращатель ФВ. Схемными решениями достижимая точность фазирования не зависит от стабильности частоты общего гетеродина Г.
Линейность режима сложения обеспечивается применением па раллельной автоматической регулировки усиления (ПАРУ) обоих УПЧ, благодаря чему суммируемые сигналы находятся в таком же соотношении, как и входные.
Рассмотренная схема с некоторыми добавлениями нашла широ кое применение в аппаратуре ТРРЛ в силу сравнительной простоты и устойчивости в работе. В процессе эксплуатации она практически не требует дополнительных регулировок.
Структурная схема сложения сигналов после детектора для
сдвоенного приема изображена на рис. 11. Такая схема применяет ся для объединения сигналов, разнесенных по пространству или по частоте.
Рис. 11. Стуктурная схема сложения сигналов после детектора
Сигналы от двух антенн поступают на свои приемники Пр1, и Пр2, где происходит их преобразование в промежуточную частоту. С выхода приемников сигналы промежуточной частоты поступают на частотные демодуляторы ЧД1 и ЧД2 и далее на каскад сложения Сл. Шумы, частоты которых лежат выше полосы сигнала, отфильт ровываются полосовыми фильтрами ФШ1 и ФШ2, включенными на выходе демодуляторов каждого из трактов приема. Шумы усилива ются в УШ1 и УШ2, детектируются. Дет1, и Дет2 и используются для регулирования степени усиления сигналов. Сигналы складываются с весом, пропорциональным отношению сигнал-шум на выходах демодуляторов. Для получения линейного режима сложения усили тели шума охвачены ПАРУ.
Структурная схема системы с четверенного приема с разне сенным по пространству и частоте, нашедшая широкое применение в аппаратуре ТРРЛ, приведена на рис. 12.
В схеме применяется комбинация двух вышерассмотренных спо собов сложения, причем сначала производят попарно сложение сигналов одной частоты, принятых из разных антенн (отделяемых режекторными фильтрами РФ1 и РФ2) в системе сложения до детек тора (см. рис. 10), а затем попарно сложенные по промежуточной частоте сигналы объединяются в системе линейного сложения после детектора (см. рис. 11).
Рис. 12. Структурная схема системы счетверенного приема
Недостаток этой системы состоит в том, что второе попарное сложение осуществляется после детектора со всеми вытекающими отсюда последствиями.
Структурная схема приемного устройства с оптимальным сложением после детектора представлена на рис. 13.
Рис.13. Структурная схема приемного устройства с оптимальным сложением
Радиосигналы, от соответствующих антенн поступают в прием ники Пр1, и Пр2, где происходит их преобразование в сигналы про межуточной частоты. Далее эти сигналы поступают на частотные детекторы ЧД1, и ЧД2, с выхода которых они одновременно поступа ют на регулируемые усилители РУ1, и РУ2 и фильтры шумов ФШ1, и ФШ2. Полоса пропускания фильтров располагается выше верхней частоты передаваемого полезного сигнала. Шумы детектируются в детекторах Дет1, и Дет2 и подаются на устройство сравнения УС, которое управляет уровнем складываемых сигналов и изменяет усиление РУ1,2 таким образом, чтобы оно было пропорционально напряжению сигнала и обратно пропорционально мощности шума в этом тракте.
Потенциальные возможности разнесенного приема ограничены, поскольку увеличение кратности разнесения связано почти с пропор циональным ростом объема оборудования. Поэтому дальнейшее улучшение качества и надежности ТРРЛ потребовало разработки новых методов борьбы с замираниями с использованием оптимально го приема широкополосных сигналов и методов адаптивного приема.
Сигналами телевизионного вещания (ТВ) являются сигнал изо бражения и сигнал звукового сопровождения. Формирование сигна ла изображения и структура сигнала черно-белого и цветного теле видения достаточно полно рассмотрены в лекции 2. В радиорелей ных системах передачи эти сигналы передаются в одном телевизионном стволе (рис. 14).
Рис. 14. Спектральный состав телевизионного ствола
Передача сигналов звукового сопровождения (иногда и сигналов звукового вещания) осуществляется с помощью частотной модуляции поднесущих частот FH1 и FH2. Промоделированные сигналы поднесу-щих складываются с сигналом изображения, и полученный таким образом ТВ сигнал из аппаратной телецентра по кабелю или вспомо гательной РРЛ подается на ОРС. Структурная схема передающей аппаратуры ТВ ствола РРЛ представлена на рис. 15. ТВ сигнал Umв подается на фильтр нижних частот (ФНЧ)1 с граничной частотой 6,5 МГц. Затем ТВ сигнал поступает на блок 2, в котором осуществ ляется коррекция группового времени запаздывания ТВ сигнала и предыскажения АЧХ с целью уменьшения уровня низкочастотных составляющих спектра, и на сумматор 3. Сигналы звукового сопрово ждения U3C и звукового вещания U3В, уровень которых, после соедини тельных линий устанавливается входными регуляторами 9, 77 посту пают на частотные модуляторы поднесущих FH1 FH2 10, 18. Затем после ограничителей 11, 19 и ФНЧ 12, 20 поднесущие, модулирован ные по частоте сигналами U3C, U3В, подаются на сумматор 3.
Рис. 15. Структурная схема передающей аппаратуры ТВ ствола РРЛ
Сюда же поступает напряжение пилот-сигнала Uпc, формируемое гетеродином 13. После сумматора 3 групповой сигнал усиливается усилителем 4 и поступает на групповой ЧМ модулятор, осуществ ляющий частотную модуляцию промежуточной частоты fпp = 70 МГц. При этом девиация частоты ТВ сигналом должна быть не более ± 4 МГц. Для обеспечения высокой линейности модуляционной харак теристики частотно-модулируемого генератора (ЧМГ) в области частот 70 ± 4 МГц последний строится по схеме вычитания частот 4, и fг2 двух ЧМГ 7 и 21, работающих на частотах FH1 и FH2 в диапазоне 300...400 МГц. В этом случае каждый из гетеродинов модулируется путем изменения емкости варикапов 6, 14. Модулирующий сигнал U(t) через развязывающее устройство 5 подается на варикапы в противофазе, поэтому частоты генераторов определяются соотно шениями:
fr1 = FH1 + ∆fD (t) = FH1 + kmU (t); fг2 = FH2 - ∆fD (t) = Fh1 - kmU (t),
где ∆fD (t) - девиация частоты; km - постоянный коэффициент. Кор ректирующие цепи 8, 22 повышают линейность модуляционных характеристик ЧМГ. На выходе смесителя 15 образуется сигнал промежуточной частоты
fnp = (FH1. FH2) + 2 kmU (t) = 70 + 2 kmU (t),
который усиливается усилителем 16.
Демодуляция группового сигнала ТВ канала производится в уст ройстве, структурная схема которого представлена на рис. 16. Демодулятор содержит усилитель промежуточной частоты1 с полосой пропускания AF4m ~ 27 МГц, усилитель-ограничитель 2, групповой, частотный детектор 3, ФНЧ 4, усилитель-корректор ТВ сигнала 5, полосовые разделительные фильтры 6, 7, усилитель-ограничитель 8 и частотный детектор сигнала звукового сопровож дения 9.
Рис. 16. Структурная схема демодулятора группового сигнала
В данном случае полоса пропускания тракта промежуточной час тоты ∆FЧМ определяется исходя из следующего соотношения:
∆FЧМ =1,1 (2∆fD + Fmax 2) ≈ 27 МГц,
где ∆fD - предельно допустимая девиация, промежуточной частоты; Fmax ≈ 8,5 МГц - максимальное значение группового сигнала ТВ ствола. ФНЧ 4 выделяет из группового сигнала ТВ сигнал, который затем усиливается и корректируется устройством 5 и подается на вход ТВ передатчика или ретранслятора. Туда же поступает и сигнал звукового сопровождения, который выделяется полосовым фильтром 6 из группового сигнала и демодулируется с помощью устройств 8, 9. Аналогичным способом осуществляется выделение сигналов звукового вещания.
Звуковые сигналы по РРЛ передаются с использованием двой ной ЧМ. К достоинствам такого способа передачи следует отнести высокую помехоустойчивость звуковых сигналов и простоту схемно го выполнения аппаратуры.
Принципы построения спутниковых систем передачи - ССП. Запуском 4 октября 1957 г. первого искусственного спутника Земли (ИСЗ) в Советском Союзе было положено начало освоению около земного космического пространства. Одним из важнейших практи ческих применений ИСЗ является космическая радиосвязь между земными станциями (ЗС), осуществляемая посредством ретрансля ции сигналов через один или несколько ИСЗ связного назначения. Такая передача сигналов положена в основу спутниковых систем передачи, представляющих собой РРЛ с одной промежуточной станцией, размещенной на ИСЗ. При построении ССП используют идеи и принципы, реализуемые в РРЛ.
Спутниковые системы передачи обладают рядом существенных особенностей, отличающих их как от РРЛ прямой видимости, так и от дальних ТРРЛ. Так, функционирование ССП возможно при наличии ряда специальных подсистем. Ввиду этого ССП выделяют в само стоятельный вид систем передачи сообщений. Собственно ССП, называемая связной системой, включает в себя ряд подсистем:
1) космическую, в состав которой входит ракета-носитель и стар товый комплекс, обеспечивающую вывод ИСЗ на соответствующую орбиту;
2) командно-измерительную, имеющую земную и бортовую (уста новленную на спутнике) части, предназначенную для измерения параметров орбиты спутника и передачи с Земли команд управления;
3) телеметрическую, передающая часть которой находится на борту ИСЗ, а приемная на Земле, служащую для передачи данных о состоянии аппаратуры спутника, а также о прохождении команд управления.
По способу ретрансляции сигнала ССП делят на системы с пас сивной и активной ретрансляцией.
Система, которая работает без бортовой аппаратуры, называет ся системой связи с пассивным спутником, или системой с пассив ной ретрансляцией. В такой системе сигналы, посланные с Земли, отражаются поверхностью ИСЗ обратно без предварительного усиления. В качестве пассивных спутников могут использоваться как специальные отражатели различной формы (в виде сфериче ских баллонов, объемных многогранников и др.), так и естественный спутник Земли - Луна.
При достаточном усилении земных приемных антенн и высокой чувствительности приемника земной станции (ЗС) этот метод ра диосвязи находит применение в системах малой пропускной спо собности.
Система радиосвязи при наличии бортовой аппаратуры называ ется системой с активной ретрансляцией сигнала, или системой с активным спутником. При этом энергоснабжение бортового ретранслятора (БР) осуществляется от солнечных батарей, находящихся на ИСЗ. Активная ретрансляция является основной в современных ССП. Примерная структурная схема дуплексной связи между двумя земными станциями (ЗС) при активной ретрансляции сигнала приведена на рис. 17. Передаваемый в одном направлении сигнал U1 подводится к модулятору земной станции (Мод ЗС), в результате чего осуществляется модуляция несущей частоты f1. Эти колебания от передатчика земной станции (Пер ЗС) подводятся к антенне Ан1 и излучаются в направлении ИСЗ, где принимаются бортовой антенной БАн бортового ретранслятора (БР). Далее коле бания с частотой f1 поступают на направляющие фильтры (НФ), усиливаются первым приемником бортового ретранслятора (1-й ПРБР), преобразуются в частоту f2 и поступают к первому пере датчику бортового ретранслятора (1-й ПЕРБР). С выхода этого пере датчика колебания с частотой f2 через НФ подводятся к бортовой антенне БАн и излучаются в сторону Земли. Эти колебания прини маются антенной Ан2 и подводятся к приемнику земной станции (Пр ЗС) и детектору земной станции (Дет ЗС), на выходе которого выделяется сигнал . Передача от противоположной ЗС сигнала U2 происходит на частоте f3 аналогичным образом, причем на борто вом ретрансляторе осуществляется преобразование колебаний с несущей частотой f3 в колебания с частотой f4.
Рис. 17. Структурная схема радиосвязи через ИСЗ
Земные станции соединяются с узлами коммутации сети связи, с источниками и потребителями типовых каналов и трактов, программ телевидения и звукового вещания с помощью наземных соедини тельных линий.
Очень распространенным и экономически выгодным является использование связных ИСЗ для организации ТВ и радиовещания. В настоящее время под спутниковым ТВ и радиовещанием понима ется как передача ТВ сигналов (со звуковым сопровождением), так и радиовещательных звуковых сигналов от одного или нескольких земных передатчиков, связанных с центрами формирования ТВ и радиопрограмм, через ИСЗ на сеть земных приемных установок и распределение этих программ с целью доведения их до абонентов (телезрителей или радиослушателей) с помощью наземных средств связи (ретрансляторов различной мощности, систем кабельного телевидения - СКТВ, средств коллективного и индивидуального приема). Как правило, в зоне обслуживания связным ИСЗ распола гается сеть приемных ЗС различных типов.
В зависимости от типа ЗС и назначения систем спутниковой свя зи различают следующие службы радиосвязи:
фиксированная спутниковая служба (ФСС) - служба радиосвязи между ЗС, расположенными в определенных фиксированных пунк тах, при использовании одного или нескольких спутников;
подвижная спутниковая служба - между подвижными ЗС с уча стием одного или нескольких ИСЗ;
радиовещательная спутниковая служба (РВСС) - служба радио связи, в которой сигналы спутниковых ретрансляторов предназна чены для непосредственного приема населением. При этом непо средственным считается как индивидуальный, так и коллективный прием на сравнительно простые и недорогие установки с соответст вующим качеством.
Орбиты связных искусственных спутников Земли - это тра ектории движения ИСЗ в пространстве. Они определяются многими факторами, основным из которых является притяжение спутника Землей.
Ряд других факторов: торможение спутника в атмосфере Земли, влияние Луны, Солнца, планет и т.д. - также оказывает влияние на орбиту спутника. Это влияние весьма мало и учитывается в виде так называемого возмущения орбиты спутника, т.е. отклонения истинной траектории от идеальной, вычис ленной в предположении, что спутник движется только под действием притя-
жения к Земле. Поскольку Земля является телом сложной формы с неравно мерным распределением массы, то вычислить идеальную траекторию слож но. В первом приближении считают, что спутник движется в поле тяготения шарообразной Земли со сферически-симметричным распределением массы. Такое поле тяготения называется центральным.
Основные параметры, характеризующие движение ИСЗ, могут быть оп ределены с помощью законов Кеплера.
Применительно к спутникам Земли законы Кеплера формулируются сле дующим образом:
Первый закон Кеплера: орбита спутника Земли лежит в неподвижной плоскости, проходящей через центр Земли, и является эллипсом, в одном из фокусов которого находится центр Земли.
Второй закон Кеплера: радиус-вектор спутника (отрезок прямой, со единяющий спутник, находящийся на орбите, и центр Земли) в равные промежутки времени описывает равные площади.
Третий закон Кеплера: отношение квадратов периодов обращения спутников равно отношению кубов больших полуосей орбит.
В системах связи могут использоваться ИСЗ, движущиеся по ор битам, которые отличаются следующими параметрами: формой (круговая или эллиптическая); высотой над поверхностью Земли Н или расстоянием от центра Земли; наклонением, т.е. углом φ между эква ториальной плоскостью и плоскостью орбиты. В зависимости от вы бранного угла φ орбиты подразделяются на экваториальные (φ = 0), полярные (φ= 90°) и наклонные (0 < φ< 90°). Эллиптические орбиты, кроме того, характеризуются апогеем и перигеем, т.е. расстояниями от Земли, соответственно, до наиболее удаленной и до ближайшей точки орбиты. Апогей и перигей орбиты являются концами большой оси эллипса, а линия, на которой они находятся, называется осью апсид. При высоте орбиты 35 800 км период обращения ИСЗ будет равен земным суткам. Экваториальная круговая орбита с высотой 35 800 км при условии, что направление движения спутника совпада ет с направлением вращения Земли относительно своей оси (с запада на восток), называется геостационарной орбитой (ГСО). Такая орбита является универсальной и единственной. Спутник, находящийся на ней, будет казаться земному наблюдателю непод вижным. Подобный ИСЗ называется геостационарным. В действи тельности ИСЗ, математически точно запущенный на ГСО, не остает ся неподвижным, а из-за эллиптичности Земли и по причине возму щения орбиты медленно уходит из заданной точки и совершает периодические (суточные) колебания по долготе и широте. Поэтому на ИСЗ должна быть установлена система автоматической стабили зации и удержания его в заданной точке ГСО.
Большинство современных ССП базируется на геостационарных спутниках. Однако в некоторых случаях представляет интерес сильно вытянутые эллиптические орбиты, имеющие такие параметры: угол наклонения φ = 63,5°, высота в апогее примерно 40 000 км, в перигее около 500 км. Для России с ее обширной территорией за Полярным кругом такая орбита является весьма удобной. Спутник, выведенный на нее, вращается синхронно с Землей, имеет период обращения 12 ч и, совершая за сутки два полных витка, появляется над одними и теми же районами Земли в одно и то же время. Длительность сеанса связи между ЗС, находящимися на территории России, при этом составляет 8 ч. Для обеспечения круглосуточной связи приходится выводить на эллиптические орбиты, плоскости которых взаимно смещены, 3...4 спутника, образующих систему спутников.
В последнее время наметилась тенденция использования связных ИСЗ, находящихся на низких орбитах (расстояние до Земли в преде лах 700... 1500 км). Системы связи с использованием ИСЗ на низких орбитах благодаря значительно меньшему (практически в 50 раз) расстоянию от Земли до спутника имеют ряд преимуществ перед ССП на геостационарных спутниках. Во-первых, это меньшее запаз дывание и затухание передаваемого сигнала, а во-вторых, более простой вывод ИСЗ на орбиту. Основным недостатком подобных систем является необходимость выведения на орбиту большого количества спутников для обеспечения длительной непрерывной связи. Это объясняется небольшой зоной видимости отдельного ИСЗ, что усложняет связь между абонентами, находящимися на большом расстоянии друг от друга. Например, космический комплекс «Indium» (США) состоит из 66 космических аппаратов, размещенных на круго вых орбитах с наклонением φ = 86° и высотой 780 км. Спутники раз мещаются в орбитальных плоскостях, в каждой одновременно нахо дятся 11 спутников. Угловое расстояние между соседними орбиталь ными плоскостями составляет 31,6°, за исключением 1-й и 6-й плоскостей, угловой разнос между которыми около 22°.
Антенная система каждого ИСЗ формирует 48 узких лучей. Взаи модействие всех ИСЗ обеспечивает глобальное покрытие Земли услугами связи. В нашей стране ведутся работы по созданию собственных низкоорбитальных спутниковых систем связи «Сигнал» и «Гонец».
Для уяснения особенностей работы низкоорбитальных спутниковых сис тем рассмотрим схему прохождения в ней сигналов (рис. 18). В этом случае на каждой ЗС должны быть установлены две антенны (А1 и А2), которые могут осуществлять передачу и прием сигналов с помощью одного из спутников, находящегося в зоне взаимной связи. На рис. 18 показаны ИСЗ, движущиеся по часовой стрелке по одной низкой орбите, часть которой показана в виде дуги mn. Рассматриваемая система спутниковой связи работает следующим образом. Сигнал от 3С1 через антенну А1 поступает на ИС34 и ретранслируется через ИС33, ИС32, ИС1, к приемной антенне А1, ЗС2. Таким образом, в этом случае для ретрансляции сигнала используются антенны А1 и сегмент орбиты, содержащий ИС34 ИСЗ1. При выходе ИС34 из зоны, лежащей левее линии горизонта аа', передача и прием сигнала будут вестись через антенны А2 сегмент орбиты, содержащий ИС35...ИС32и т.д.
Рис. 18. Система связи с несколькими ИСЗ на низкой орбите
Поскольку каждый ИСЗ может наблюдаться с достаточно большой тер ритории на поверхности Земли, то можно осуществить связь между не сколькими ЗС через один общий связной ИСЗ. В этом случае спутник оказывается «доступным» многим ЗС, поэтому такая система называется системой спутниковой связи с многостанционным доступом.
Использование ИСЗ, движущихся по орбите с малой высотой, упрощает аппаратуру ЗС, так как при этом возможно снижение усиления земных антенн, мощности передатчиков и работа с приемниками меньшей чувстви тельности, чем в случае геостационарных спутников. Однако в этом случае усложняется система управления движением большого числа ИСЗ по орбите.
В стадии разработки находится система связи на основе низкоорби тальных 840 связных спутников, оснащенных сканирующими антенными системами с высоким коэффициентом усиления, покрывающих всю поверх ность Земли сетью из 20 000 больших зон обслуживания, каждая из кото рых будет состоять из 9 малых зон. Спутники будут связаны с наземной телекоммуникационной сетью посредством высокопроизводительных ЗС. Однако и сами низкоорбитальные спутники связи сформируют независимую сеть, где каждый из них будет обмениваться данными с девятью соседями, используя высококачественные каналы межспутниковой связи. Эта иерар хическая структура должна сохранить работоспособность при отказах отдельных спутников, при локальных перегрузках и выводе из строя части средств связи с наземной инфраструктурой.
Передача сигналов в ССП. В отличие от других систем переда чи, работающих в диапазоне СВЧ, в спутниковых системах радио сигнал преодолевает значительные расстояния, что определяет ряд особенностей, к которым относят допплеровский сдвиг частоты, запаздывание сигнала, нарушение непрерывности значений запаз дывания и доплеровского сдвига частоты.
Известно, что относительное перемещение источника сигнала с частотой f со скоростью vp « с вызывает доплеровский сдвиг ∆fdon = ± fvp / с, где с - скорость распространения электромагнитных колебаний; знак «+» соответствует уменьшению расстояния между источником сигнала и приемником сигнала, а «-» - увеличению.
При передаче модулированных колебаний частота каждой спек тральной составляющей изменяется в 1 + (vр/c) раз, т.е. состав ляющие с более высокой частотой получают большее изменение частоты, а с более низкой частотой - меньшее. Таким образом, эффект Доплера приводит к переносу спектра сигнала на значение ∆fdon и к изменению масштаба спектра в 1 + (Vp/c) раз, т.е. к его деформации.
Для геостационарных спутников доплеровский сдвиг незначите лен и не учитывается. Для сильно вытянутых эллиптических орбит (орбит типа «Молния») максимальное значение доплеровского сдвига для линии вниз в полосе 4 ГГц составляет 60 кГц, что приво дит к необходимости компенсировать его, например, по заранее рассчитанной программе. Сложнее компенсировать деформации спектра. Для этого могут быть применены устройства либо с пере менной управляемой задержкой группового или СВЧ сигнала, изме няемой по программе, либо управляющие частотами группового преобразования каналообразующей аппаратуры систем передачи с частотным разделением каналов.
Принципы построения спутниковых систем передачи с мно гостанционным доступом. Ретрансляторы, устанавливаемые на связных спутниках, как и в РРСП прямой видимости, представляют собой многоствольные приемопередающие устройства. Число стволов в современных ССП может достигать 24 и более. При этом, как правило, используется вся выделенная полоса частот в данном диапазоне. При передаче сигналов разных ЗС по разным стволам обычно никаких проблем не возникает. Если же передаются сигна лы различных ЗС по одному стволу ретранслятора, то такое ис пользование стволов называется многстанционным доступом (МД). Он позволяет создать сеть связи, в которой один ствол спут никового ретранслятора дает возможность одновременно организо вать как магистральные одно- и многоканальные системы передачи с центральной станцией, так и системы связи типа «каждый с каж дым». В спутниковых системах в отличие от наземных многоканаль ных систем групповой сигнал образуется земными станциями непо средственно на входе ретранслятора, причем в диапазоне СВЧ.
Основные требования к системе МД следующие: эффективное использование мощности ретранслятора и максимальное - полосы частот ретранслятора; допустимый уровень переходных помех; гибкость системы.
Чтобы МД соответствовал этим требованиям, необходимо найти ансамбль ортогональных или близких к ортогональным сигналов. Известны три способа формирования такого ансамбля, основанные на разделении сигналов по частоте, времени и форме. В соответст вии с этими способами различают следующие виды МД: с частот ным разделением сигналов (МДЧР); с разделением сигналов по времени (МДВР); с разделением сигналов по форме (МДРФ). Нахо дят применение разновидности и комбинации этих способов.
Много станционный доступ с частотным разделением сигна лов. При МДЧР каждый сигнал ЗС имеет определенный участок общего группового СВЧ спектра частот. Все они передаются одно временно, а групповой сигнал, проходящий через ретранслятор спутника, образуется из сигналов не только отдельных каналов (например, тональной частоты), но и из групп каналов. При этом возможно использование различных видов модуляции. Спектр группового сигнала с МДЧР приведен на рис. 19. Здесь на каждой ЗС сигнал, образованный одним или группой каналов, разнесенных по частоте, модулирует свою несущую fH. При определенных значе ниях несущих на входе ретранслятора в пределах полосы ствола ∆fp в диапазоне СВЧ образуется групповой сигнал. Значения несу щих частот и девиация частоты выбираются такими, чтобы между спектрами сигналов оставались защитные интервалы ∆f3 для уменьшения взаимных помех между сигналами. Передача сигналов при МДЧР приводит к снижению общей выходной мощности ретранслятора, взаимному подавлению сигналов, появлению пере ходных помех из-за нелинейности амплитудной характеристики ретранслятора и из-за наличия в ретрансляторе элементов, преоб разующих амплитудную модуляцию в фазовую.
Рис.19. Спектр группового сигнала с МДЧР
Эффективность МДЧР существенно падает по сравнению с односигнальным режимом. Так, при передаче через ретранслятор сигналов от 10 ЗС можно пропустить только 10 каналов тональной частоты (КТЧ) на каждой несущей, т.е. всего 100 КТЧ, а при наличии 55 ЗС на каждой несущей можно передать только один КТЧ.
Достоинства МДЧР состоит в простоте аппаратуры и ее совмес тимости с большей частью эксплуатируемой аппаратуры канального преобразования.
Разновидностью МДЧР является многостанционный доступ типа «несущая на канал», представляющей комбинацию способов передачи сигналов, при котором учитывается статистика многока нального сообщения в системах с незакрепленными каналами.
Поскольку активность КТЧ составляет 25...30 % времени, в тече ние которого он занят, то, выключая несущие колебания в паузах разговора, можно уменьшить среднестатистическую загрузку ретранслятора сигналами ЗС либо при той же загрузке увеличить число ЗС в системе. В системах с выключением несущих возможно увеличение их эффективности в 3 раза при использовании ЧМ несущих, при использовании других видов можно еще более увели чить эффективность системы МД.
Система, в которой сигнал каждого КТЧ передается на отдельной несущей, получил название несущая на канал. Эта система отличается тем, что выделение канала и установление связи между парой абонентов требует наличия служебного канала и системы управления со специально выделенной для этой цели управляющей ЗС.
Многостанционный доступ с разделением сигналов во вре мени. Интенсивное развитие цифровых систем передачи привело к созданию систем с МДВР. В таких системах каждой ЗС для излуче ния сигналов выделяется определенный, периодически повторяе мый интервал времени, длительность которого определяется тра фиком станции. Интервал времени, в течение которого все станции сети по одному разу излучают сигнал, называется кадром, а дли тельность пакета импульсов, излучаемых одной станцией, называ ется субкадром.
Интервалы времени излучения всех ЗС должны быть взаимно синхронизированы, чтобы не перекрывались сигналы. Для этого часть пропускной способности ствола отводится для передачи сигналов кадровой (цикловой) синхронизации.
В большинстве случаев применяется сигнал синхронизации в виде отдельного специализированного пакета - сигнал выделенной син хронизации. При этом синхросигналы всех ЗС передаются в кадре на фиксированных временных позициях отдельно от информационных пакетов. Структура и длительность кадровых синхросигналов посто янны, в то время как расположение и длительность информационных пакетов могут изменяться в соответствии с трафиком ЗС.
При МДВР ретранслятор рассчитывается на мощность, близкую к максимальной, так как в каждый момент времени через него про ходит сигнал только одной ЗС и отсутствуют переходные помехи, являющиеся одной из основных причин снижения пропускной спо собности системы.
На рис. 20 показан пример кадра системы с МДВР. Из рисунка следует, что, эффективность использования полосы пропускания ствола для МДВР определяется необходимостью введения опреде ленных защитных интервалов времени t3, гарантирующих отсутствие перекрытия сигналов при неустойчивой работе межстанционной синхронизации, а также необходимости введения ряда дополни тельных сигналов, в том числе сигналов синхронизации. В соответствии с этим эффективность системы с МДВР равна
Ткс - длительность сигнала кадровой синхронизации; Тсс - длитель ность сигнала субкадровой синхронизации; TK длительность кадра; п - число каналов системы. Из этой формулы следует, что для повышения эффективности системы целесообразно увеличить длительность кадра, уменьшить длину и число защитных интерва лов, повышать точность синхронизации. Поскольку длительность кадров для речевой связи определяется теоремой Котельникова -Найквиста и, следовательно, максимальной частотой передаваемо го сигнала (так, для КТЧ обычно применяется Тк = 125 мкс), то для увеличения Тк необходимо ввести буферную память, в результате чего увеличивается задержка передаваемой информации. С целью уменьшения емкости буферной памяти для передачи информации данной станции может быть предоставлено несколько субкадровых интервалов, равно расположенных в кадре. При этом неизбежны потери в пропускной способности из-за увеличения числа защитных интервалов.
Рис. 20. Структура кадров системы с МДВР
В системах с МДРФ обычно используются шумо подобные сигналы (ШПС), их называют также широкополосными, широко базовыми или составными. В отличие от обычных сигналов, для которых база В = ∆fcTc ≈ 1, где ∆fc -ширины полосы сигнала, а Тс - его длительность, для ШПС В » 1. Реализа цию таких сигналов рассмотрим на следующем примере (рис. 21). Пусть бинарная информация передается с пассивной паузой со скоростью 1/Тс бит/с. Длительность информационных символов равна Тс, а эффективная ширина спектра - примерно 1/Тс (рис. 21, а). Заменим теперь каждый инфор мационный символ серией разнополярных. импульсов, длительность которых э = Тc</n1, а порядок чередования (структура ШПС) случаен (см. рис. 21, б), но точно известен на стороне приема. Это преобразование равносильно расши рению спектра в n раз и соответствующему увеличению базы сигнала. Суще ствуют и другие способы формирования ШПС.
При передаче по спутниковому каналу ШПС переносится в область СВЧ. Если ШПС разных каналов полностью или частично не перекрываются вовремени и по частоте, то на приеме имеют дело с разделением ШПС пс времени и по частоте соответственно. Если сигналы полностью или частич но перекрываются и по времени и по частоте, то сигналы разделены пс форме. Следовательно, сигналы разных каналов должны быть ортогональ ными в самом широком смысле. Этот случай и представляет наибольший интерес.
Рис. 21. К формированию псевдошумового сигнала
При обработке принятого ШПС необходимо учитывать чередование раз нополярных импульсов, т.е. как бы «сворачивать» сигнал. При этом прием ное устройство должно быть согласовано со структурой ШПС и синхронизи ровано с ним. Отсюда вытекает, что ШПС, имеющий другую структуру (форму), будет воспринят данным приемным устройством как помеха. Качество передачи информации в такой системе определяется взаимными помехами между сигналами абонентов - шумами неортогональности, которые возрастают по мере увеличения числа одновременно работающих абонентов. Если абоненты равноправны, качество связи не может быть улучшено повышением мощности ШПС. Это обстоятельство приводит к необходимости увеличения базы ШПС и усложнению обработки сигналов на приемной стороне, что вызывает усложнение аппаратуры.
При установлении связи между абонентами в системе с ШПС необходи мы поиск и автоподстройка по несущей частоте принимаемого сигнала, а также поиск и подстройка времени его прихода.
В спутниковых системах передачи (ССП) влияние совокупности сигна лов других абонентов на приемное устройство данного абонента проявля ется как дополнительная флуктуационная помеха.
В многостанционном доступе на основе ШПС число абонентов не мо жет быть большим. Увеличение числа активных абонентов ведет к необ ходимости увеличения базы сигналов. Реально оно составляет несколько десятков.
Развитие систем многостанционного доступа. При установке на спут никах особенных антенн в виде так называемых фазированных решеток, допускающих быстрое изменение ориентации излучения, можно реализовать пространственный многостанционный доступ, который должен сочетаться с МДВР, возможна обработка сигналов на борту ИСЗ, под которой понимает ся широкий класс преобразований ретранслируемых сигналов, начиная от коммутации их вплоть до полной демодуляции и разделения. Идея много станционного доступа с коммутацией сигналов состоит в том, что на борту ИСЗ устанавливается кроме ретрансляторов коммутирующее устройство, обеспечивающее передачу полученных с ЗС сигналов только на те станции, которым эти сигналы адресованы (в отличие от обычных ретрансляторов, которые передают сигналы на всю облучаемую поверхность Земли). В каче стве примера различного вида преобразований можно указать на способ, при котором на спутниках методом МДЧР передается ряд несущих, промодулиро-ванных по фазе. Эти несущие демодулируются, объединяются во времени и модулируют несущую, передаваемую со спутника
на ЗС, где она демодули-руется и сигналы разделяются по времени.
Можно передавать на спутник ШПС, «сворачивать» их, объединять и передавать на ЗС обычными методами. При таком преобразовании сигна лов на борту спутника повышается пропускная способность из-за переноса запасов энергии на линии вверх и выигрыш ее на линии вниз.
Передача телевизионных сигналов по спутниковым линиям связи. Создание разветвленной сети центрального телевизионного (ТВ) вещания, стало возможным только с помощью связных ИСЗ. Построение СТВ рассмотрим на организации ТВ в системе спутни ковой связи «Орбита-2», использующей ИСЗ типа «Молния» или геостационарные ИСЗ типа «Горизонт».
В системе «Орбита-2» прием на ИСЗ осуществляется в диапазоне 6 ГГц, передача в направлении Земли - в диапазоне 4 ГГц. Использу ется ЧМ с девиацией 15 МГц, сигнал звукового сопровождения пере дается на поднесущей частоте 7 МГц с девиацией частоты 150 кГц. На поднесущих частотах 7,5 и 8,2 МГц передаются сигналы звукового вещания и изображения газетных полос (ИГП). Сигналы ИГП переда ются с целью обеспечения децентрализованного печатания цен тральных газет. Практически девиация несущей сигналом поднесу щей ИГП составляет примерно 1,5 МГц. Спектр частот сигналов спутниковой системы связи типа «Орбита-2» приведен на рис. 22.
Рис. 22. Спектр частот сигналов в спутниковой системе связи «Орбита-2»
Функциональная схема передающей ЗС «Орбита-2» представ лена на рис. 23, где приняты следующие обозначения: УПС ИГП -устройство преобразования сигналов изображения газетных полос методом ЧМ поднесущей fигп в соответствующую полосу частот; УСС - устройство совмещения сигналов ИГП и ЗВ; УСС ТВ и ЗС -устройство совмещения ТВ сигнала и сигнала звукового сопровож дения (ЗС); МД и ПТПЧ - модулятор и передающий тракт промежу точной частоты; ПТВЧ - передающий тракт СВЧ; Анпер - передаю щая антенна. Назначение всех элементов очевидно и особых пояс нений не требует. Только отметим, что сигнал, поступающий на частотный модулятор передающей ЗС «Орбита-2», как и на РРЛ, предварительно подвергается частотным предыскажениям. Кроме линейных предыскажений передаваемого сигнала на спутниковой линии связи используется еще и нелинейная обработка ТВ сигнала. Ее целью является получение дополнительного выигрыша в поме хоустойчивости на 24 дБ без видимых искажений ТВ изображения.
Рис. 23. Функциональная схема передающей земной станции
Функциональная схема активного ретранслятора ИСЗ типа «Молния» приведена на рис. 24. Ретранслятор работает следую щим образом. Принятый антенной Ан сигнал с частотой fnp поступа ет на разделительный фильтр РФ и далее на преобразователь частоты ПЧ-1. На второй вход ПЧ поступает сигнал от гетеродина Гетпр. Затем преобразованный сигнал с частотой fпч усиливается усилителем промежуточной частоты УПЧ-1 и поступает на второй преобразователь частоты ПЧ-2, работающий совместно с гетеро дином передатчика Гетпер. На выходе ПЧ-2 образуется радиосигнал частотой fnep. Данный сигнал усиливается по мощности усилите лем УМ и через разделительный фильтр РФ и антенну Ан переда ется в направлении Земли.
Рис. 24. Структурная схема активного ретранслятора ИСЗ типа «Молния»
Для слежения за ИСЗ в приемной ЗС используются параболиче ские антенны с диаметром зеркала 12 м, установленные на полно поворотном опорном устройстве. В целом ЗС представляет собой довольно сложное и дорогое сооружение.
К настоящему времени в России построено около 90 приемных станций «Орбиты». Приемная сеть системы «Орбита-2» является косвенной распределительной сетью, т.е. наземные станции прини мают через ИСЗ ТВ сигнал и по наземным соединительным линиям передают на ближайшие телецентры или мощные ретрансляторы, которые доводят их до абонентов в метровом или дециметровом диапазоне волн. Эксплуатация системы «Орбита-2» показала ее эффективность только в крупных населенных пунктах.
С целью повышения экономической эффективности была введе на в эксплуатацию спутниковая система передачи «Экран», исполь зующая ИСЗ, находящийся, на геостационарной орбите (ГСО).
Для расширения зоны обслуживания без опасности создания помех наземным службам была введена в эксплуатацию спутнико вая система «Москва». Подача ТВ сигналов на сеть земных прием ных станций осуществляется через геостационарный ИСЗ.
Создание современной многопрограммной ТВ сети невозможно на основе систем «Орбита-2», «Экран», «Москва» из-за их однона правленности. Поэтому перспективой ТВ с помощью ИСЗ является непосредственное телевизионное вещание (НТВ) при использова нии наиболее выгодного в экономическом отношении диапазона частот 11,7...12,5 ГГц. В этой полосе частот создаются многопро граммные национальные сети СТВ. В настоящее время в России для НТВ запускается на ГСО серия связных ИСЗ типа «ГАЛС». Находит применение многоканальная система НТВ, позволяющая по одному стандартному спутниковому ТВ каналу передавать от трех до восьми ТВ программ.
Телевизионные устройства непосредственного приема сиг налов со связных ИСЗ. Для непосредственного приема спутнико вых ТВ сигналов стандартные телевизоры должны быть дополни тельно оборудованы специальными приемными устройствами, осуществляющими преобразование принятых радиосигналов в диапазоне 11,7... 12,5 ГГц в полосу частот одного из свободных в данной местности ТВ радиоканалов I-V частотных диапазонов. Подобные приемные устройства делятся на две группы - установки индивидуального и коллективного приема.
В состав аппаратуры непосредственного приема спутниковых ТВ сигналов входят: антенная система, устройство дистанционного управления антенной, поляризатор, обеспечивающий выделение радиосигнала с выбранным направлением круговой поляризации, и преобразователь спутниковых радиосигналов.
Обобщенная функциональная схема ТВ установки для приема радиосигналов спутникового НТВ приведена на рис. 25.
Рис. 25. Функциональная схема ТВ установки для приема радиосигналов спутникового НТВ
Радиосигналы с различными видами круговой поляризации не посредственно принимаются параболической антенной с диамет ром зеркала 0,9 м, усилением около 38,5 дБ в диапазоне 12 ГГц и шириной диаграммы направленности по уровню половинной мощности около 2°. Неотъемлемой частью приемной аппаратуры спутниковых сигналов является позиционер, т.е. устройство дистан ционного управления антенной системой. С помощью позиционера имеется возможность перестраивать антенну на различные ИСЗ, находящиеся на разных позициях геостационарной орбиты.
Обычно антенная система устанавливается на некотором удалении (на расстоянии нескольких десятков метров) от основного оборудова ния приема спутниковых ТВ сигналов. В этом случае стандартный антенный ТВ коаксиальный кабель для передачи сигналов в диапазо не 12 ГГц не годится. Уже при передаче на 1 м радиосигнал столь высокой частоты таким кабелем будет полностью рассеян, так как верхняя критическая рабочая частота коаксиального кабеля в не сколько раз ниже частот радиосигналов с ИСЗ, для передачи таких высоких частот необходимы специальные волноводы. На практике за счет применения конверторов используется метод понижения несущих частот принимаемых сигналов. Поэтому выпускаемая аппаратура непосредственного приема ТВ сигналов в диапазоне 12 ГГц выполня ется по схеме с двойным преобразованием частоты и конструктивно состоит из двух разделенных блоков (см. рис. 25): вынесенного (на ружного) и внутреннего, образующих устройство преобразования ТВ радиосигналов. Данное техническое решение оптимально с точки зрения высокой избирательности приемного устройства по соседнему каналу, подавления помех зеркального канала и обратного излучения гетеродина. Вынесенный блок, исполняющий роль конвертора, укреп ляется непосредственно у облучателя параболической антенны. В этом случае принимаемый антенной радиосигнал по отрезку волно вода проходит через поляризатор на вход конвертора. В конверторе принятые радиосигналы после первого преобразования переносятся в диапазон частот первой промежуточной частоты, усиливаются и передаются по коаксиальному кабелю на вход внут реннего блока. Для первой промежуточной частоты радиосигнала рекомендована полоса частот 0,95... 1,75 ГГц, расположенная выше диапазона наземного ТВ вещания. Во внутреннем блоке осуществля ется второе преобразование частоты, демодуляция принятых радио сигналов, т.е. их частотная демодуляция, а затем AM и перенос в один из стандартных радиоканалов частотных диапазонов, соответствую щих метровым или дециметровым волнам. Причем внутренний блок выделяет только один радиосигнал из всего диапазона рабочих частот приемного оборудования шириной 800 МГц, соответствующий опре деленной ТВ программе. Фактически внутренний блок является спут никовым тюнером, построенным по классической схеме супергетеро динного приемника. Выход внутреннего блока аппаратуры непосред ственного приема спутниковых радиосигналов соединяется с антенным входом обычного телевизора.
В современных приемных установках спутниковых сигналов вы бор радиосигнала с нужным направлением круговой поляризации осуществляется механическим или магнитным поляризатором дистанционно с помощью управляющих импульсов, вырабатывае мых во внутреннем блоке.
1. Назовите основные элементы передатчика и приемника радио ствола и укажите их назначение.
2. Назовите основные элементы типового тракта промежуточной час тоты радиорелейной линии и укажите их назначение.
3. Классификация и принципы построения приемопередающей аппа ратуры промежуточных станций радиорелейных линий передачи.
4. Назовите основные элементы цифровой радиорелейной системы передачи оконечной станции и укажите их назначение.
5. Назовите основные элементы цифровой радиорелейной системы передачи промежуточной, станции и укажите их назначение.
6. Укажите особенности построения станций тропосферных радиоре лейных линий и область их применения.
7. Назовите основные элементы схемы передающей аппаратуры тро посферной радиорелейной линии передачи и укажите их назначение.
8. Сущность техники разнесенного приема и способы его организации для тропосферных радиорелейных линий передачи.
9. Назовите способы сложения разнесенных сигналов и дайте их сравнительный анализ.
10. Поясните физическую сущность счетверенного приема.
11. Укажите назначение основных элементов структурной схемы пере дающей аппаратуры телевизионного ствола радиорелейной линии передачи.
12. Назовите основные принципы построения спутниковых систем пе редачи.
13. Назовите орбиты связных искусственных спутников Земли (ИСЗ) и дайте их сравнительный анализ.
14. Сущность многостанционного доступа. Классификация способов многостанционного доступа.
15. Назовите основные элементы схемы передающей земной станции спутникового телевидения и укажите их назначение.
16. Назовите основные элементы схемы активного ретранслятора ИСЗ и укажите их назначение.
17. Назовите основные элементы и их назначение схемы приема ра диосигналов спутникового непосредственного телевидения - НТВ.
Передача и распределение информационных сообщений между миллионами и сотнями миллионов источников и потребителей информации (условно абонентами) возможны на основе сетей связи. Сети связи, построенные на основе средств электросвязи, называются телекоммуникационными сетями. Передача сообщений и их распределение возможны при наличии систем передачи и распределения сообщений (СПРС), т.е. систем связи в широком смысле. Такие системы называются сетями электросвязи. На рис. 1 изображена сеть, в которой оконечные пункты (ОП) соедине ны между собой одним каналом (моноканалом), образуя многото чечное соединение, а на рис. 2 - полносвязная сеть, в которой ОП соединяются по принципу «каждый с каждым».
Рис. 1. Многоточечное соединение
Рис. 2. Полноценная сеть
Рассмотренные виды сетей являются некоммутируемыми, так как связь между оконечными устройствами или терминалами (або нентами) осуществляется по постоянно закрепленным (некоммути руемым) или выделенным каналам.
Распределение сообщений в таких сетях обеспечивается специ альными методами доступа или процедурами управления переда чей сообщений. Они служат для уведомления о том, какие абоненты будут осуществлять обмен сообщениями. При увеличе нии числа абонентов в многоточечной сети значительно возрастают задержки при передаче сообщений, а в полносвязных сетях суще ственно возрастает число каналов связи.
Устранение этих недостатков связано с использованием ком мутируемых сетей СПРС, в которых абоненты связаны между собой не непосредственно, а через один или несколько узлов (цен тров) коммутации (УК иди ЦК). Следовательно, коммутируемая СПРС представляет собой совокупность ОП, УК и соединяющих их линий передачи.
Такая сеть позволяет более полно использовать пропускную способность каналов связи, которые являются самой дорогостоя щей частью любой сети. Поэтому коммутируемые сети получили более широкое распространение.
Сеть электросвязи представляет собой сложную совокуп ность линий передачи, сетевых узлов и сетевых станций, обеспе чивающую доставку сообщений по заданному адресу с выполне нием требований по времени доставки, верности и надежности.
Основными компонентами сети электросвязи являются:
сетевые узлы и сетевые станции, в которых устанавливается ка-налообразующая аппаратура и осуществляется переключение каналов или групп каналов и сетевых трактов;
линии передачи, соединяющие между собой сетевые станции или сетевые узлы и оконечные устройства;
узлы (центры) коммутации (УК), распределяющие сообщения в соответствии с адресом; УК могут быть транзитными, оконечными (если к ним подключаются ОП) и смешанного типа;
оконечные пункты (ОП), обеспечивающие ввод/вывод сообщений абонента. ОП, расположенный непосредственно у абонента, назы вается абонентским пунктом (АП). АП может быть индивидуального пользования, часто называемый терминалом, или коллективного пользования;
концентраторы и мультиплексоры, обеспечивающие улучшение использования пропускной способности каналов связи путем их уплотнения. Каналы могут быть магистральными (между УК) и абонентскими (между ОП и УК);
многоуровневая система управления, обеспечивающая эффек тивное использование сетевых ресурсов.
Классификация сетей электросвязи. Данная классификация основана на следующих признаках.
1. По типу передаваемых сообщений: телефонные сети, теле графные сети, сети передачи данных, факсимильные сети и пере дачи газет, сети звукового вещания, цифровые сети интегрального обслуживания.
2. По категории пользователей: сети общего назначения, ве домственные (корпоративные) сети.
3. По скорости передачи сообщений: низкоскоростные сети, среднескоростные сети, высокоскоростные сети.
4. По размеру (степени охвата): глобальные сети, региональ ные (зональные) сети; локальные сети.
5. По способу коммутации: сети с долговременной (кроссовой) коммутацией, сети с оперативной коммутацией, сети с коммутацией каналов (КК), сети с коммутацией сообщений (КС), сети с коммута цией пакетов (КП), сети с гибридной коммутацией (ГК), сети с адап тивной коммутацией (АК).
6. По типам используемых каналов связи: проводные сети, ра диосети, волоконно-оптические сети, спутниковые сети.
7. По способу управления сетью: централизованное управле ние, децентрализованное управление, смешанное управление, статическое управление, квазистатическое управление, динамиче ское управление.
Система управления сетью предназначена для наиболее эффек тивного использования сетевых ресурсов в изменяющихся условиях эксплуатации.
По принципу размещения системы управления различают цен трализованное управление, когда основные функции управления сетью выполняет специально выделенный центр управления. Де централизованное управление имеет распределенную структуру. Смешанное (зоновое) управление предлагает централизованное управление внутри определенных зон, а зоны управляются центра лизованно (возможно и наоборот).
По степени приспособления (адаптации) системы управления к ситуации сложившейся на сети, различают:
статическое управление, когда возможные изменения заранее предусмотрены, а если происходят непредусмотренные изменения, то сеть выходит из строя;
квазистатическое управление, когда система управления может противостоять некоторым нарушениям, не предусмотренным ос новной программой работы сети;
динамическое управление, когда система управления обеспечи вает эффективную работу сети, отслеживая ее текущее состояние.
Для доставки сообщений в сетях электросвязи могут быть уста новлены соединения двух видов -долговременные и оперативные.
Долговременной, или кроссовой, коммутацией называется спо соб, при котором между двумя точками сети устанавливается по стоянное прямое соединение, длительность которого измеряется часами, сутками и т.д. Каналы связи, участвующие в таких соедине ниях, называются выделенными.
Более распространенной является оперативная коммутация, ко гда между двумя точками сети организуется временное соединение.
Известны два основных принципа оперативной коммутации:
непосредственное соединение;
соединение с накоплением информации.
При непосредственном соединении осуществляется физическое соединение входящих в УК каналов с соответствующими адресу исходящими каналами.
При соединении с накоплением сигналы из входящих в УК кана лов сначала записываются в запоминающее устройство (ЗУ), а затем поступают в исходящие каналы по мере их освобождения.
Системы, реализующие непосредственное соединение, называ ются системами с отказами, а соединение с накоплением информа ции - системами с ожиданием. Различие в месте и способе хранения существенно влияет на услуги, оказываемые абонентам сети.
Принцип непосредственного соединения реализуется в системе коммутации каналов (КК).
Коммутация каналов - это совокупность операций по соедине нию каналов для получения сквозного физического канала между ОП через УК.
При коммутации каналов сначала организуется сквозной канал между абонентами чеоез УК. а затем происходит передача сообщений. Установленное соединение ликвидируется после соответст вующего решения абонентов.
Достоинства коммутации каналов состоят в следующем:
после организации соединения абоненты могут вести передачу в любое время, независимо от нагрузки других абонентов;
передача осуществляется с фиксированной задержкой, т.е. в ре альном масштабе времени (режим диалога).
Недостатки этого способа установления соединений заключа ются в плохом использовании ресурсов сети, в частности каналов, если взаимодействующие абоненты недостаточно активны и между передачами получаются длительные паузы. Например, при переда че данных полезная нагрузка составляет единицы процентов от выделенной пропускной способности.
При коммутации с накоплением ОП постоянно связан со своим УК (или несколькими УК) и передает ему сообщения, которые затем через другие УК передаются соответствующим абонентам. Сущест вуют две разновидности систем с накоплением: система коммута ции сообщений (КС) и система коммутации пакетов (КП).
Фазы коммутации каналов. Установление соединения путем коммутации каналов проходит следующие фазы.
1. Направление заявки на соединение. Для этого вызывающий абонент с помощью вызывного устройства посылает по абонентской линии в УК заявку на соединение, содержащую условный адрес вызываемого абонента.
2. Организация сквозного физического канала. Оборудование УК по полученной заявке осуществляет соединение соответствую щих абонентских линий, если абоненты принадлежат одному УК, или магистральных линий между УК, к которым принадлежат участ вующие в сеансе связи абоненты. После организации сквозного канала вызывающий абонент получает из УК сигнал установления соединения, а вызываемый абонент - сигнал вызова.
3. Передача сообщений между абонентами. Обмен может быть одно- и двусторонним, если коммутируются двусторонние каналы связи.
4. Разрушение соединения. После завершения сеанса передачи и получения от абонента сигнала отбоя аппаратура УК разрушает установленное соединение.
Фазы коммутации сообщений. Для коммутации сообщений ха рактерны следующие фазы установления соединения.
1. Вызывающий абонент передает в УК сообщение вместе с ус ловным адресом вызываемого абонента.
2. В УК сообщение запоминается и по адресу определяется ка нал передачи.
3. Если канал к соседнему УК свободен, то сообщение немед ленно туда передается, где повторяется та же операция.
4. Если канал к соседнему УК занят, то сообщение хранится в памяти УК до освобождения канала.
5. Сообщения устанавливаются в очередь по направлениям пе редачи с учетом категории срочности.
В настоящее время метод КС применяется редко, в основном на телеграфных сетях общего пользования.
Метод КП отличается от КС тем, что сообщение передается не целиком, а разбивается на части - пакеты.
Фазы коммутации пакетов. Для коммутации пакетов присущи следующие фазы установления соединения.
1. Сообщение разбивается на пакеты длиной 1000-2000 единич ных элементов. Эта операция осуществляется либо в ОП, либо в ближайшем УК.
2. Если разбиение на пакеты происходит в УК, то дальнейшая передача пакетов осуществляется по мере их формирования, не дожидаясь окончания приема в УК всего сообщения.
3. Если канал к соседнему УК свободен, то пакет немедленно передается на соседний УК, где повторяется та же операция.
4. Если канал к соседнему узлу занят, то пакет небольшое время может храниться в памяти УК до освобождения канала.
5. Пакеты устанавливаются в очередь по направлениям переда чи. Длина очереди обычно не превышает 3-4 пакетов. Если длина очереди превышает допустимую, пакеты стираются из памяти УК и их передача должна быть повторена.
Вследствие небольшой длины пакетов (обычно порядка 1000 бит) и применения высокопроизводительных центров коммутации пакетов (ЦКП) принцип КП по сравнению с КС позволяет существенно снизить время доставки сообщения получателю и организовать диалоговый режим передачи. Основной особенностью сетей с КП является высо кая степень использования связных ресурсов за счет временного разделения канального и коммутационного оборудования между многими пользователями и высокоскоростной передачи сравнитель но коротких пакетов. В табл. 1 приведены для сравнения характери стики сетей с различными способами коммутации.
Таблица 1
|
КК |
КС |
КП |
|
Реализуется на базе |
Отсутствует прямое |
Отсутствует прямое |
|
временного прямого |
электрическое |
электрическое |
|
электрического соеди- |
соединение |
соединение |
|
нения |
||
|
Отсутствует |
Сообщение |
Накапливаются не- |
|
накопление |
накапливается во |
большие части сооб- |
|
сообщений |
внешнем |
щений в оперативном |
|
запоминающем |
запоминающем уст- |
|
|
устройстве |
ройстве |
|
|
Возможен обмен |
Диалог невозможен |
Диалог возможен |
|
в реальном времени, |
||
|
возможен диалог |
||
|
Тракт организуется на |
Тракт устанавливает- |
Тракт устанавливается |
|
время длительности |
ся для каждого |
для каждого пакета |
|
одного соединения |
сообщения между |
или на время сеанса |
|
соседними ЦКС |
||
|
Основная задержка - |
Основная задержка - |
Небольшие задержки |
|
при установлении |
при передаче |
при установлении |
|
соединения |
соединения и передаче |
|
|
Сеть работает как |
Сеть работает как |
Сеть работает как |
|
система с отказами |
система с ожиданием |
система с ожиданием |
|
и отказами |
||
|
При перегрузке имеют |
При перегрузке |
При перегрузке воз- |
|
место отказы |
возрастают задержки |
растают задержки |
|
в доставке |
в доставке, но они |
|
|
существенно меньше, |
||
|
чем в сетях с КС. |
||
|
Также возникают и |
||
|
отказы, но вероятность |
||
|
их на порядок меньше, |
||
|
чем в сети с КК |
||
|
Защита сообщений |
Основные функции |
Основные функции |
|
выполняется |
защиты реализуются |
защиты реализуются |
|
пользователем |
в сети |
в сети |
|
Невозможны преобра- |
Возможны преобра- |
Возможны преобразо- |
|
зования скоростей, |
зования скоростей, |
вания скоростей, |
|
кодов, форматов |
кодов, форматов |
кодов, форматов |
|
Экономичная сеть при |
Экономичная сеть |
Экономичная сеть при |
|
низких объемах |
при больших объемах |
больших объемах |
|
нагрузки |
нагрузки |
нагрузки |
Различают два режима передачи и коммутации в сетях КП: вир туальный (КП-В) и датаграммнып (КП-Д) режимы.
Виртуальный режим коммутации пакетов. В режиме КП-В пе ред передачей сообщения между отправителем и получателем орга низуется виртуальный канал, по которому передаются все пакеты данного сообщения. Термин «виртуальный канал», предложенный Международным союзом электросвязи (МСЭ), означает кажущийся, физически не существующий канал, для определения логического двухточечного соединения между отправителем и получателем сообщения. Принципиальное отличие виртуального канала от физи ческого, устанавливаемого при КК, заключается в том, что он может предоставляться на отдельных участках одновременно многим поль зователям. В одном физическом канале может быть организовано до нескольких тысяч виртуальных каналов. Для каждой пары абонентов виртуальный канал сохраняет последовательность передаваемых пакетов так же, как и физический канал при КК. При этом сохраняются преимущества КП в отношении изменения скоростей передачи, чередования пакетов от различных пар абонентов и т. д.
Следовательно, режим КП-В сочетает достоинства методов КП и КК. В режиме КП-В различают временное виртуальное соедине ние (ВС) и постоянный виртуальный канал (ПВК). В режиме ВС, наиболее распространенном в сетях с КП, виртуальный канал орга низуется только на время передачи сообщения аналогично проце дуре установления соединения в сети с КК.
Постоянный виртуальный канал между двумя абонентами орга низуется на время, не связанное с длительностью сеанса связи. Этот канал так же, как и выделенные каналы, организуется по со гласованию с администрацией сети в тех случаях, когда осуществ ляется постоянное обращение к этому каналу или передача больших массивов данных. Заранее организованные ПВК упрощают процедуры функционирования сетей.
Режим датаграммной передачи. В этом режиме виртуальное соединение предварительно не устанавливается и каждый пакет, называемый датаграммой, передается и обрабатывается в сети как самостоятельное сообщение. Каждая датаграмма содержит адрес, что увеличивает объем служебной информации и снижает коэффициент использования каналов. Кроме того, независимая передача пакетов приводит к нарушению порядка их выдачи поль зователю. Восстановление правильного порядка следования паке тов связано с усложнением соответствующих процедур передачи.
Эти недостатки ограничивают применение режима КП-Д. С другой стороны, преимуществом КП-Д является возможность передачи пакетов одного и того же сообщения одновременно по разным маршрутам. При этом сокращается время доставки сообщения и обеспечивается более высокая надежность доставки в условиях отказов отдельных элементов сети. Кроме того, режим КП-Д обес печивает более гибкую маршрутизацию пакетов и, как следствие, более эффективное использование сетевых ресурсов. В настоящее время сетевыми протоколами предусматривается использование обоих режимов с некоторым предпочтением КП-В.
Сравнение режимов КП-В и КП-Д приведено в табл. 2.
Таблица 2
|
Характеристика |
Режим передачи пакетов |
|
|
КП-Д |
КП-В |
|
|
Установление |
Не устанавливается |
Устанавливается |
|
соединения |
логический канал |
|
|
между абонентами, |
||
|
запоминаемый в мар- |
||
|
шрутной таблице ЦКП |
||
|
Управление вхо- |
Между любым ЦКП и |
На входе виртуального |
|
дящим потоком |
подключенным к нему |
канала |
|
сообщений |
абонентом |
|
|
Адресация |
Полный адрес получа- |
Полный адрес получа- |
|
теля передается в |
теля передается |
|
|
каждом пакете |
только при установле- |
|
|
нии соединения |
||
|
Процедура передачи |
Каждый пакет переда- |
Пакеты передаются по |
|
пакетов по сети |
ется независимо от |
логическому каналу, |
|
другого |
устанавливаемому для |
|
|
данной пары пользо- |
||
|
вателей |
||
|
Эффективность |
Обеспечивается за |
Обеспечивается за |
|
использования |
счет очередей, дина- |
счет очередей, выбора |
|
сетевых ресурсов |
мической маршрутиза- |
оптимального пути |
|
ции для каждого |
передачи в момент |
|
|
пакета |
установления соеди- |
|
|
нения и временного |
||
|
разделения логическо- |
||
|
го канала |
У каждого метода коммутации своя область применения. Поэто му используют разные методы коммутации на сетях с разнородны ми абонентами.
Например, при небольшой средней нагрузке и передаче боль шими массивами в небольшое число адресов доля потери времени на установление соединения сравнительно невелика. В этом случае предпочтительнее использовать систему с КК. КС эффективнее использовать при передаче многоадресных сообщений, обеспече ния приоритетности сообщениям высокой категории срочности при большой загрузке абонентских установок. При передаче коротких сообщений в интерактивном (диалоговом) режиме наиболее целе сообразно использовать КП.
Гибридной коммутацией (ГК) называется такой способ, при ко тором в одном и том же УК часть сообщений обслуживается в ре жиме КК, а другая часть в режиме КС или КП. При этом усложняется узел коммутации и сеть становится дороже. Однако сочетание нескольких (обычно двух) видов* коммутации в ряде случаев обес печивает эффективное использование сетевых ресурсов.
Адаптивная коммутация предполагает выбор способа коммута ции в зависимости от вида поступившего сообщения. Например, длинные сообщения обслуживаются методом КС, при необходимо сти диалога используется КК, при передачи данных - КП.
Понятие структуры сети раскрывает схему связей и взаимодей ствия ее элементов. При рассмотрении структуры сети выделяют следующие аспекты её описания: физический, определяющий состав и связи элементов и логический, отображающий взаимодей ствие элементов в процессе функционирования сети.
Физическая структура сети - это схема связей физических элементов сети: узлов коммутации (УК), оконечных пунктов (ОП) -станций и линий передачи в их взаимном расположении с характе ристиками передачи и распределения сообщений.
Логическая структура сети определяет принципы установле ния связей, алгоритмы организации процессов и управления ими, логику функционирования программных средств.
Топологическая структура сети или просто топология - это обобщенная геометрическая модель физической структуры сети.
Более конкретный состав аппаратно-программных средств и схема их связей называется конфигурацией сети.
В дальнейшем, если не оговорено особо, под термином «струк тура» понимается топологическая структура.
Под архитектурой сети понимается совокупность физической, логической и функциональной структуры.
В качестве математической модели топологической структуры сети широко используется модель в виде графа (рис. 3).
Рис. 3. Граф структуры сети
Обычно вершины графа обозначаются цифрами (1, 2, 3, 4) и со поставляются с УК и/или ОП, а ребра графа - буквами (а, Ь, с, d, e) и соответствуют каналам связи. В символической форме графы обозначаются G (А, В), где знак G выражает логическое содержание
данного понятия; А = {а1,а2, ....., aN} - множество вершин графа; В = {bij} - множество ребер между вершинами а\ и as. Вершины графа называются смежными, если они соединены ребром. Ребра могут быть ориентированными или направленными (ребро е) и неориен тированными или ненаправленными (ребра а, Ь, с, о). Ориентиро ванные ребра соответствуют односторонним каналам, а неориенти рованные-двусторонним каналам.
Различают три типа графов: 1) ориентированные графы, все ребра которых ориентированные; 2) неориентированные графы, не содержащие ориентированных ребер; 3) графы смежного типа, в которых имеются как ориентированные, так и неориентированные ребра. Каждому ребру может быть приписан некоторый «вес» -число или совокупность чисел, характеризующих какие-либо свой ства данного ребра. В качестве веса принимаются, например, длина канала, пропускная способность, скорость передачи информации, число стандартных каналов, надежность, стоимость и т. д. Верши нам графа также могут быть приписаны веса.
Число входящих или исходящих (инцидентных) ребер, называют рангом узла r(ai), где i - номер узла. На рис. 3: r(a1) = 2, r(а2) = 3. Узел ранга 1 является тупиковым, так как через него не могут про ходить никакие пути.
Путь из узла а, в узел aj - это упорядоченный набор ребер, начинающихся в узле аi, и заканчивающихся в узле aj. Для пути конец каждого предыдущего ребра совпадает с началом последующего ребра. Путь должен быть самонепересекающимся, т.е. не проходящим дважды через один и тот же узел. Для графа (см. рис. 3) между вершинами 1 и 3 существуют три пути: ab, cd, aed. Множество путей между этими вершинами = ab и cd и aed. Пути, как и ребра, могут быть направленными и ненаправленными.
Рангом пути r () называется число ребер, входящих в данный путь. Минимальный ранг пути равен 1, например r () = 1, а макси мальный - равен N - 1, где N - число вершин графа, в этом случае путь проходит через все вершины.
Путь, начинающийся и заканчивающийся в одной и той же вер шине, называется контуром (циклом).
Связностью h называется минимальное число независимых пу тей, между всеми парами вершин. Для графа (см. рис. 3) h = 2.
Основные топологии телекоммуникационных сетей. Выбор конкретной топологии сети влияет не только на ее физическую струк туру, но и существенно определяет все основные показатели сети.
В одних случаях топология задается заранее, в других - опреде ляется на разных стадиях проектирования. Разработанная или выбранная топология сети оценивается по различным критериям: надежности, экономичности и т. д. Рассмотрим разновидности топологических структур, получивших наибольшее распространение в телекоммуникационных сетях.
1. Древовидная топология предполагает между каждой парой узлов только один путь, т.е. связность сети h = 1. На рис. 4 показаны разновидности древовидной топологии.
2. Сетевидная топология, в которой каждый узел является смежным только с небольшим числом других узлов. Связность такой сети h > 1. На рис. 5 изображены представители сетевидной топологии.
3. Полносвязная топология, в которой узлы соединены по прин ципу «каждый с каждым». На рис. 6 изображена подобная топология.
Если N - число узлов, то число ребер равно , ранг узла
r= N -1. Без нарушения связности можно исключить N - 2 ребер.
Топология сети оказывает значительное влияние на основные показатели сети, особенно на надежность и живучесть. Чем выше связность сети, тем она более живуча и надежна. Наибольшей
связностью обладает полносвязная сеть, но для ее реализации требуется максимальное число каналов и, следовательно, сеть имеет высокую стоимость.
Рис. 4. Разновидности древовидной топологии: а -дерево; б-звезда; б -линейная (шина); г -снежинка; <Э -узловая с иерархией узлов
Рис. 5. Разновидности сетевидной топологии: а - петлевая (кольцевая); б- радиально-петлевая; в - сотовая; г - решетка; д - двойная решетка
Рис. 6. Полносвязная топология
Топология реальной сети обычно строится по иерархическому принципу: крупные узлы соединяются по принципу «каждый с каж дым», а на низших уровнях используются простые топологии -дерево, шина, звезда, кольцо и т. д.
Основой электросвязи нашей страны является Взаимоувязанная сеть связи Российской Федерации (ВСС РФ), обеспечивающая предоставление услуг электросвязи на территории РФ подавляю щему числу абонентов. ВСС РФ - совокупность технологически сопряженных сетей электросвязи общего пользования, ведомствен ных и других сетей электросвязи на территории РФ независимо от ведомственной принадлежности и форм собственности, обеспечен ная общим централизованным управлением.
Сети связи общего пользования - составная часть ВСС РФ, от крытая для пользования всем физическим и юридическим лицам. Эти сети отличаются широкой разветвленностью, охватывают всю территорию страны и обслуживают основной контингент населения. К ним относятся телефонная и телеграфная сети общего пользова ния, сети передачи данных, газет и т.д. Эти сети имеют статус национальных сетей. Для взаимосвязи сетей общего пользования с международными сетями мирового сообщества, Международный союз электросвязи (МСЭ) выделяет этим сетям международные коды страны.
Наряду с сетями общего пользования в МСЭ используется поня тие «частные сети», под которыми понимаются сети частного или ограниченного пользования. Доступ к таким сетям возможен только для определенного контингента абонентов. Сетями ограниченного пользования являются ведомственные сети, а также сети связи в интересах обороны, безопасности и охраны правопорядка. Ве домственные сети связи принадлежат министерствам и ведомствам для обеспечения производственных и специальных нужд и имеют выход на сеть общего пользования. Выход на сеть общего пользо вания могут иметь также сети иных юридических лиц. К сетям огра ниченного пользования по решению владельцев сетей могут подключаться абоненты вневедомственной принадлежности, в том числе население. Состав ВСС РФ представлен на рис. 7.
Рис. 7. Состав Взаимоувязанной сети связи Российской Федерации
Сети ограниченного пользования взаимодействуют с сетями об щего пользования. Под взаимодействием сетей понимается их совместное функционирование для выполнения общих задач. Та кими задачами могут быть:
использование свободного канального ресурса одной сети в ин тересах другой (аренда каналов);
использование канального ресурса одной сети для повышения надежности другой путем создания обходных резервных путей;
использование совместного канального ресурса сетей в услови ях чрезвычайных ситуаций;
организация общего или взаимосогласованного управления се тями, общей технической эксплуатации;
обеспечение связи отдельных абонентов сетей ограниченного пользования с абонентами сетей общего пользования.
Последний вид взаимодействия сетей называется взаимосвязью сетей. Взаимосвязанные сети с технологической точки зрения пред ставляют собой единое сетевое пространство. Они объединены общими системами нумерации и системой управления, совмести мыми техническими средствами передачи и коммутации, включая систему сигнализации. Общим признаком сетей ВСС РФ является охват их общим централизованным управлением. Базируется ВСС РФ на принципах организационно-технического единства:
проведение единой технической политики;
применение единого комплекса максимально унифицированных технических средств;
единая номенклатура типовых каналов и сетевых трактов;
единые для первичных и вторичных сетей системы технической эксплуатации.
Сети связи имеют территориальное деление: магистральный участок, внутризоновый, местный.
Архитектура ВСС РФ включает три уровня (рис. 8).
1. Системы (службы) электросвязи, т.е. комплекс средств, обес печивающий предоставление пользователям услуг электросвязи.
2. Вторичные сети связи, обеспечивающие транспортировку, коммутацию, распределение сигналов в службах электросвязи.
3. Первичные сети, снабжающие вторичные сети каналами пере дачи и физическими цепями.
В качестве составной части соответствующей службы в архитекту ру входит оконечное оборудование, расположенное у пользователя.
Строится ВСС РФ на оборудовании связи: коммутационном, сис тем передачи и терминальном оборудовании пользователя.
,
Рис. 8. Архитектура Взаимоувязанной сети связи Российской Федерации
Первичная сеть электросвязи. Первичной сетью ВСС называ ется совокупность линий передачи, сетевых узлов и сетевых стан ций, образующих сеть типовых каналов передачи и сетевых трактов. На рис. 9 поясняется принцип организации первичной сети. Сетевые узлы организуются на пересечении нескольких линий передачи, в них устанавливается каналообразующая аппаратура систем передачи и осуществляется переключение каналов или их групп, принадлежащих разным системам.
На рис. 9 окончания каналов показаны кружочками. Сетевые станции являются оконечными устройствами первичной сети и предназначены для подключения потребителей к этой сети.
Рис. 9. Структура первичной сети
Первичная сеть по территориальному принципу подразделяется на магистральные, внутризоновые и местные первичные сети.
Магистральная первичная сеть соединяет каналами различных типов все областные и республиканские центры.
Внутризоновая первичная сеть, в основном, соединяет раз личными каналами районные сети данной области друг с другом и с областным центром.
Местные первичные сети ограничены территорией города или сельского района. Они обеспечивают возможность организации каналов (или физических пар проводов) между станциями и узлами этих сетей, а также между абонентами. Часто внутризоновую сеть и местные первичные сети объединяют одним названием - зоновая первичная сеть.
Рассмотренное территориальное деление предполагает трехъя русную структуру первичной сети. Самый низкий ярус включает в себя местные сети, распределенные по всей территории страны. Средний ярус - внутризоновые сети. Самый высокий ярус - магист ральная сеть связи, объединяющая в единую сеть связи все внут ризоновые сети.
Все магистральные сетевые узлы относятся к узлам первого класса, внутризоновые - к узлам второго класса и местные - к узлам третьего класса.
Среди сетевых узлов первых двух классов самыми крупными яв ляются территориальные сетевые узлы, которые располагаются на пересечении нескольких достаточно мощных кабельных, радио релейных и других линий. На этих узлах все линии заканчиваются каналообразующей аппаратурой. С помощью этих узлов можно соединить каналы и их группы, принадлежащие разным системам передачи, а также передавать каналы потребителям. На местных первичных сетях такие узлы не организуются.
Сетевые узлы переключения являются менее крупными, распо лагаются на всех ярусах первичной сети и организуются на пересе чении различных линий передачи малой мощности. На этих узлах осуществляется переключение каналов и усиление сигналов.
Сетевые узлы выделения устанавливаются на магистральной и внутризоновой первичных сетях и предназначены для организа ции выделения каналов потребителям.
Сетевые станции (магистральные, внутризоновые, местные) являются оконечными точками сети и размещаются либо в удале нии от соответствующих сетевых устройств и тогда соединяются с последними соединительными линиями, либо располагаются со вместно с сетевыми узлами.
Основным связующим звеном первичной сети являются системы передачи. На первичной сети широко используются системы ЧРК, ВРК и цифровые системы передачи на основе технологий PDH и SDH.
Основным типовым каналом передачи первичной сети ВСС яв ляется канал тональной частоты (ТЧ), обеспечивающий переда чу между двумя сетевыми узлами (станциями) или между сетевым узлом и сетевой станцией электрических сигналов с полосой частот 0,3...3,4 кГц. Для передачи сигналов с широким спектром частот в первичной сети создаются широкополосные каналы передачи: первичные (объединяются 12 каналов ТЧ) и вторичные (объединяются 60 каналов ТЧ). Они используются для высокоскоростной передачи данных или факсимильной передачи газет. Могут быть организованы каналы и с более широкой полосой пропускания.
Вторичные сети электросвязи. Каналы первичной сети слу жат основой для построения вторичных сетей, которые различаются по виду передаваемых сообщений. В состав вторичной сети входят: оконечные абонентские установки, абонентские линии, узлы комму тации, каналы, выделенные из первичной сети для образования данной вторичной сети.
В зависимости от вида передаваемых сообщений различают следующие вторичные сети: телефонную, телеграфную, передачи данных, факсимильную, передачи газет, звукового вещания, инте грального обслуживания (ISDN).
Из определения первичной сети следует, что она обеспечивает связь только между определенными узлами. Поэтому для образова ния путей передачи сообщений к любому узлу сети нужно осущест вить соединение между каналами (группами каналов) различных магистралей, оканчивающихся на одном и том же узле. Если на узлах первичной сети установить кроссовые соединения, то на базе пер вичной сети будет создана вторичная некоммутируемая сеть.
В узлы некоммутируемой сети могут включаться абонентские ли нии, которые соединяются с каналами сети также с помощью кроссо вых соединений. В большинстве случаев каналы вторичных сетей являются коллективными для всех или группы абонентских пунктов, включенных в данный узел. На узле в этом случае устанавливается аппаратура коммутации, обеспечивающая подключение абонентских линий к каналу лишь на время передачи информации. Таким обра зом, на базе вторичной некоммутируемой сети образуются вторичные сети другого типа - вторичная коммутируемая сеть. Совокупность технических или программных средств для приема, обработки, рас пределения и передачи сообщений или вызовов называется узлом коммутации (УК). Основную долю оборудования УК представляют кросс и коммутационное оборудование.
Кросс - это устройство ввода/вывода входящих и исходящих ка налов, где осуществляются долговременные (кроссовые) соедине ния. Подключаемые каналы и линии передачи можно разделить на четыре типа:
каналы и линии некоммутируемой сети связи, которые в УК про ходят только через кросс;
каналы и линии коммутируемой сети связи, которые через кросс подключаются к оборудованию коммутации каналов;
каналы и линии коммутируемой сети связи, которые через кросс подключаются к оборудованию коммутации сообщений (пакетов);
абонентские линии, которые кроссируются на коммутационное оборудование.
Коммутационное оборудование обеспечивает какой-либо способ коммутации:
коммутацию каналов, реализующую установление соединения по вызову;
коммутацию сообщений, предполагающую прием, обработку, хранение и транзит сообщения;
коммутацию пакетов, осуществляющую прием, обработку, хра нение и транзит пакета;
гибридную или адаптивную коммутацию.
Такие вторичные сети, как телефонные и факсимильные, чаще всего используют способ коммутации каналов, а телеграфные и передачи данных могут использовать различные способы коммута ции: каналов, сообщений, пакетов.
В зависимости от числа абонентов и размеров территории вто ричные сети могут иметь различную структуру. При радиальном построении вторичной сети все оконечные пункты (ОП) соединяют ся в один узел, который является узлом коммутации и осуществляет соединения между ОП. Радиальный способ обычно используется на небольшой территории. Подобная структура изображена на рис. 4, б под названием «звезда».
На значительной территории реализация этого способа неоправдана, так как требует большого расхода кабеля. Кроме того, при повреждении узла вся сеть перестает функционировать. Для устра нения этих недостатков используется радиально-узловой способ построения сети, при котором кроме центрального (главного) узла, называемого узлом 1-го класса, создаются узлы более низких клас сов (см. рис. 4, д). Радиально-узловой принцип допускает только один путь установления соединения. Часто возникает необходи мость в организации обходных путей для повышения надежности и живучести сети, уменьшения числа отказов в соединении и т.д. С этой точки зрения более предпочтительно соединение узлов по принципу «каждый с каждым» (см. рис. 6). Такая сеть имеет другой недостаток - большое число соединительных линий между узлами и, следовательно, высокая стоимость.
На реальных сетях связи обычно применяются комбинированные принципы - радиально-узловой и «каждый с каждым». При этом узлы 1-го класса соединяются между собой по принципу «каждый с каждым» и одновременно являются центрами радиально-узлового построения сети (см. рис. 10).
Примеры конкретных вторичных сетей электросвязи будут рас смотрены ниже.
Рис. 10. Построение вторичных сетей электросвязи: сочетание принципов радиально-узлового и «каждый
с каждым»
Средства сетевого взаимодействия могут быть представлены на основе многоуровневого подхода. При этом все множество модулей разбивается на уровни, образующие иерархию, то есть имеются вышележащие и нижележащие уровни. Преимуществом многоуров невого подхода является возможность модификации отдельных модулей без изменения остальной части системы. Модули нижнего уровня могут, например, обеспечивать надежную передачу электри ческих сигналов между двумя соседними узлами. Модули более высокого уровня организуют транспортировку сообщений в преде лах всей сети, используя средства нижележащих уровней. На верх нем уровне функционируют модули, обеспечивающие пользовате лям доступ к различным службам.
В процессе обмена сообщениями между двумя участниками не обходимо организовать согласованную работу соответствующих уровней иерархии и принять различные соглашения. Например, оба участника должны согласовать уровни и форму электрических сигналов, установить методы контроля достоверности и т. д.
Соглашения должны быть приняты для всех уровней: от самого низкого - уровня передачи единичных элементов до самого высоко го, реализующего сервис для пользователей сети.
На рис. 11 изображена модель взаимодействия двух узлов. С каждой стороны средства взаимодействия представлены четырь мя уровнями. Процедуру взаимодействия этих двух узлов можно
описать в виде набора правил взаимодействия соответствующих уровней обеих участвующих сторон. Формализованные правила, определяющие последовательность и формат сообщений, которы ми обмениваются сетевые компоненты одноименных уровней раз ных узлов (систем), называются протоколами.
Рис. 11. Иерархия взаимодействия двух узлов
Модули соседних уровней одного узла также взаимодействуют друг с другом в соответствии с четко определенными правилами, которые называются интерфейсом. В практике телекоммуникаци онных систем и сетей встречается несколько другое определение, не противоречащее рассмотренному: под стандартным интер фейсом понимается совокупность унифицированных аппаратных программных и конструкторских средств, необходимых для реали зации взаимодействия различных функциональных элементов в системе или сети. Кроме рассмотренных используется более узкое, чем интерфейс, понятие стык, которое обозначает совокуп ность соединительных цепей и правил взаимодействия различных устройств, определяющих тип и назначение соединительных цепей, порядок обмена, а также тип и форму сигналов, передаваемых по этим цепям.
Иерархически организованный набор протоколов, достаточный для организации взаимодействия узлов в сети, называется стеком коммуникационных протоколов. Коммуникационные протоколы могут быть реализованы аппаратно и программно. Протоколы ниж них уровней реализуются комбинацией программных и аппаратных средств, а протоколы верхних уровней, как правило, чисто про граммными средствами.
В начале 1980-х годов ряд международных организаций по стан дартизации - ISO, ITU-T и другие разработали модель взаимодейст вия открытых систем (Open System Interconnection, OSI). Эта
модель определяет различные уровни взаимодействия систем, при сваивает им стандартные имена и определяет функции каждого уровня. Полное описание этой модели составляет более 1000 стра ниц текста. В рамках данной модели под открытостью понимается готовность сетевых устройств взаимодействовать между собой с использованием стандартных правил. Примером открытой системы является международная сеть Internet. На рис. 12 представлена обобщенная модель взаимодействия открытых систем А и В (модель ВОС или OSI). Средства взаимодействия делятся на семь уровней: прикладной, представительный, сеансовый, транспортный, сетевой, канальный и физический. Рассмотрим назначение уровней.
Рис. 12. Модель взаимодействия открытых систем ВОС (ISO/OSI)
Уровень 1 - физический (Physical layer) обеспечивает установ ление соединения, поддержание и разъединения физических кана лов для передачи электрических сигналов в виде единичных элементов (битов).
Примерами физических каналов являются коаксиальный кабель, витая пара, оптоволоконный кабель или цифровой канал. На этом уровне определяются характеристики физических сред (полоса пропускания, помехозащищенность, волновое сопротивление и т.д.) и электрических сигналов (крутизна фронтов импульсов, уровни напряжений или токов, тип кодирования, скорость передачи и т.д.).
Здесь же оговариваются механические характеристики соедине ний (типы разъемов и назначение контактов). Функции физического уровня реализуются во всех сетевых устройствах. В частности, со стороны компьютера функции физического уровня выполняются сетевым адаптером или последовательным портом RS232. Иногда говорят, что физический уровень осуществляет организацию дискретного канала.
Уровень 2 - канальный (Data Link layer) в качестве одной из за дач осуществляет проверку доступности среды передачи. Иными словами, одной из функций этого уровня является установление соединения, поддержание и разъединение канала передачи дан ных. Другой задачей канального уровня является повышение вер ности передачи на основе обнаружения и исправления ошибок. Для этого единичные элементы группируются в кадры (frames) и обеспе чивается корректность передачи каждого кадра. Функция исправле ния ошибок на основе повторных передач в некоторых протоколах канального уровня отсутствует. Иногда протоколы канального уров ня оказываются достаточными транспортными средствами и могут допускать работу прикладного уровня без привлечения средств сетевого и транспортного уровней.
Уровень 3 - сетевой (Network layer) предназначен для образова ния единой транспортной системы, объединяющей несколько сетей, которые используют разные протоколы канального уровня. В данном случае под сетью понимается совокупность узлов или станций, объе диненных одной из типовых топологий и использующих для передачи данных один из канальных протоколов. Доставка данных между сетя ми осуществляется сетевым уровнем и в том случае, когда структура межсетевых связей отличается от принятой в канальных протоколах.
Проблема выбора наилучшего пути доставки сообщений назы вается маршрутизацией и осуществляется маршрутизаторами. Маршрутизатор - это устройство, которое собирает сведения о топологии межсетевых соединений и на этой основе пересылает сообщения сетевого уровня в сеть назначения. Сообщения сетевого уровня называются пакетами (packets). На сетевом уровне опреде ляются два вида протоколов. Сетевые протоколы (routed protocols) - осуществляют продвижение пакетов через сеть. Другой вид про токолов называется протоколами маршрутизации (routing protocols). Посредством этих протоколов в маршрутизаторах соби рается информация о топологии межсетевых соединений.
Уровень 4 - транспортный (Transport layer) обеспечивает верх ним уровням (прикладному и сеансовому) передачу данных с той степенью надежности, которая им необходима. Модель OSI опре деляет пять классов сервиса, предоставляемых транспортным уровнем. Выбор класса сервиса этого уровня определяется как степенью надежности, обеспечиваемой протоколами более высо ких, чем транспортный, уровней, так и надежностью транспортиров ки данных в сети на уровнях, расположенных ниже транспортного. Протоколы нижних четырех уровней называют сетевым транс портом или транспортной подсистемой.
Уровень 5 - сеансовый (Session layer) обеспечивает управление диалогом: фиксирует какая из сторон является активной в данный момент, предоставляет средства синхронизации. Эти средства позволяют вставлять контрольные точки в длинные передачи, чтобы в случае отказа можно было вернуться назад к последней контрольной точке. На практике сеансовый уровень редко реализу ется в виде отдельных протоколов.
Уровень 6 - представительный (Presentation layer) имеет дело с формой представления передаваемой информации, не меняя ее содержания. Благодаря этому уровню, информация, передаваемая прикладным уровнем одной системы, всегда понятна прикладному уровню другой системы. С помощью средств данного уровня прото колы прикладных уровней могут преодолеть синтаксические разли чия в представлении данных или же различия в кодах символов. На этом уровне может выполняться шифрование и дешифрование данных для обеспечения секретности обмена данными сразу для всех служб.
Уровень 7 - прикладной (Application layer) - это набор разнооб разных протоколов, с помощью которых пользователи сети получа ют доступ к разделяемым ресурсам, таким как файлы, принтеры или гипертекстовые Web-страницы, а также организуют свою совмест ную работу, например, с помощью протокола электронной почты. Прикладной уровень в качестве единицы данных использует сооб щение (message).
Модель коммутационного узла с коммутацией каналов.
При использовании способа коммутации каналов (КК) сеть должна предоставить физический канал (электрическую цепь) от источника к получателю на время сеанса связи. Эта физическая цепь «из конца в конец» может состоять из нескольких звеньев передачи (каналов), которые соединяются друг с другом в узле коммутации (УК) с помощью коммутационных полей. Звенья передачи могут быть представлены каналами одного из двух типов - каналами тональной частоты (КТЧ) аналоговых систем передачи или КТЧ цифровых систем передачи с временным разделением каналов.
Для сети с КК установлены протоколы соединения и разъедине ния. Под протоколом соединения (разъединения) понимают: а) состав (перечень) сигналов, которыми обмениваются абонентская установка с сетью и станции и узлы сети друг с другом; б) логику обмена сигналами; в) способ сигнализации (от звена к звену или из конца в конец; г) параметры сигналов (длительность, уровни и др.). При предоставлении обычных услуг телефонной связи требуется передавать около десятка видов сигналов.
Для уяснения принципов коммутации в сетях с КК рассмотрим обобщенную модель УК (рис. 13).
Рис. 13. Обобщенная модель узла коммутации
Приведенная на рис.13 модель описывает большое разнообра зие систем коммутации (СК). Под СК понимают совокупность средств коммутации и управления, обеспечивающих установле ние физических соединений входящих линий (каналов) с исходящи ми. Так, например, М-входами могут быть абонентские линии, N - выходами - исходящие каналы оконечной станции к одной из станций сети; на узле или на транзитной станции М-входами могут быть входящие каналы (линии) от одной из станций сети, а N-выходами - исходящие каналы к другой станции сети.
Рассмотрим обобщенную модель УК (рис. 13). Любой из М-входов может быть либо свободен в течение интервала времени, распределенного по экспоненциальному (показательному) закону со средним значением 1/λ, либо генерировать вызов. Этот вызов может быть обслужен в течение случайного интервала времени, который распределен по экспоненциальному закону со средним значением 1/μ. Вызов, поступивший на любой вход, занимает любой свободный выход (такая полная доступность всех выходов пучка характерна для узлов и станций с программным управлением). Если все выходы направления связи заняты, то вызов блокируется (СК отказывает ему в обслуживании) и уходит из системы массового обслуживания (СМО). Любая СК является СМО, так как предоставляет общие ресурсы (обычно ограниченные) большой массе поль зователей. Если в СМО, показанной на рис. 13, установлено n соединений, то она перейдет в стационарный, установившийся режим. Вероятностные характеристики этого режима не будут зависеть от времени. Именно этот режим работы СК интересует нас, поскольку расчеты требуемого количества каналов М выпол няются для часа наибольшей нагрузки (ЧНН), когда уже установле но большое количество соединений. В этом режиме на входы СМО поступают заявки с интенсивностью λп и уходят из системы с интен сивностью μп.
Вероятности состояний СМО описываются закономерностями, па раметры которых существенно зависят от соотношения между М и N. Так, например, для часто встречающегося в практике случая, когда М » N (N конечно и М очень велико), поступление вызовов на входы описывается распределением (законом) Эрланга. Это закон описы вает поведение некоторой случайной величины X (для рассматри ваемого СМО - появление вызовов на входах). Положения данного закона таковы:
1) если вызовы расположить по оси времени t (рис. 14), то веро ятность попадания того или иного числа вызовов на отрезок L зави сит только от длины этого отрезка, а не от положения отрезка на оси времени. Последнее указывает на то, что вызовы распределе ны по времени с одинаковой плотностью (λ), которая характеризует среднее количество вызовов в единицу времени;
Рис. 14. Моменты появления потока вызовов Эрланга
2) вызовы распределяются во времени независимо друг от дру га. Это значит, что вероятность попадания заданного числа вызовов на выбранный отрезок времени не зависит от того, сколько вызовов попало на любой другой отрезок, не перекрывающийся с ним;
3) вероятность попадания двух или более вызывов на малый участок At пренебрежимо мала по сравнению с вероятностью попа дания одного вызова (это эквивалентно невозможности одновре менного появления двух вызовов).
Для модели СМО с такими свойствами потока вызовов вероят ность блокировки (отказа в обслуживании вызова из-за занятости всех N-выходов) описывается распределением Эрланга:
где Y = λ /μ, EN (Y) - вероятность занятости (блокировки) всех N-выходов при нагрузке Y от любого из М-источников. Строго гово ря, это выражение верно при М =. Использование его при инже нерных расчетах схем с большим количеством входов дает небольшую погрешность.
Нагрузка Y создаваемая одним источником вызовов, численно равна произведению интенсивности вызовов λ на длительность обслуживания (1/λ). Блокировку еще называют потерей вызова (вызов уходит из СМО, теряется), долей потерянных вызовов на практике оценивают качество обслуживания систем с блокировками.
Элементы теории телетрафика. Теория телетрафика - раз дел теории массового обслуживания. Основы теории телетрафика заложил датский ученый А. К. Эрланг. Его работы были опублико ваны в 1909-1928 гг. Дадим важные определения, используемые в теории телетрафика (ТТ). Термин «трафик» (от англ. Traffic) -«телефонная нагрузка». Подразумевается нагрузка, создаваемая потоком вызовов, требований, сообщений, поступающих на входы СМО. Трафик измеряется в часо-занятиях (ч-з) или в эрлангах (Эрл). Трафик, создаваемый одним источником и выраженный в часо-занятиях, равен произведению числа попыток вызовов с за определенный интервал времени Г на среднюю длительность одной попытки t: у = с-1 (ч-з).
Трафик величиной в 1 Эрл равен 1 ч-з в час (ч-з/ч). Отметим, что попытка вызова может не закончиться занятием канала (линии) в требуемом направлении связи, однако любая попытка создает нагрузку на СМО. Трафик Y, выраженный в Эрлангах, равен сред нему числу одновременных занятий в течение одного часа. Трафик можно вычислить тремя способами:
1) пусть число вызовов с в течение часа равно 1800, а средняя длительность занятия t = 3 мин, тогда
2) пусть в течение времени Г фиксируется длительности t, всех п занятий выходов некоторого пучка, тогда трафик определяется так:
3) пусть в течение времени Г выполняется наблюдение через равные промежутки времени ∆t за количеством одновременно занятых выходов некоторого пучка, по результатам наблюдений строят (рис. 15), ступенчатую функцию времени x{t).
Трафик в течение времени T может быть оценен как среднее значение х (t) за это время:
где n - число отсчетов одновременно занятых выходов. Величина Y есть среднее количество одновременно занятых выходов пучка в течение времени Т.
Трафик вторичных телефонных сетей существенно колеблется во времени (рис. 16). В течение рабочего дня трафик имеет два или даже три пика.
Рис. 15. Отсчеты одновременно занятых выходов пучков
Рис. 16. Колебания трафика в течение суток
Как известно каждому пользователю телефонной сети, не все попытки установления соединения с вызываемым абонентом заканчиваются успешно. Иногда приходится делать несколько неудачных попыток, прежде чем будет установлено желаемое соединение. Рассмотрим возможные события при установлении соединения между абонентами А и Б (рис. 17).
Рис. 17. Диаграмма событий при установлении соединения между абонентами А и Б
Статистические данные о вызовах в телефонных сетях таковы: доля состоявшихся разговоров составляет 70...50 %, доля несосто явшихся - 30...50 %. Любая попытка абонента занимает вход СМО. При удачных попытках (когда разговор состоялся) время занятия коммутационных приборов, устанавливающих соединения входов с выходами, больше чем при неудачных. Абонент может в любой момент прервать попытки установления соединения. Повторные попытки могут быть вызваны следующими причинами:
номер набран неправильно;
предположение об ошибке в работе сети;
степень срочности разговора;
неудачные предыдущие попытки;
знание привычек абонента Б;
сомнение в правильности набора номера.
Повторная попытка может быть предпринята в зависимости от следующих обстоятельств:
степени срочности;
оценки причины неуспеха;
оценки целесообразности повторения попыток;
оценки приемлемого интервала между попытками.
Отказ от повторной попытки может быть связан с низкой степе нью срочности. Различают несколько видов трафика, создаваемого вызовами: поступающий (предложенный) Yп и пропущенный Yпр. Трафик Yп включает все успешные и неуспешные попытки, трафик Yпр, являющийся частью Yп, включает успешные и часть неуспеш ных попыток:
где Yр - разговорный (полезный) трафик, а Yнп - трафик, созданный неудачными попытками. Равенство Yп = Yр возможно лишь в том идеальном случае, если нет потерь, ошибок вызывающих абонен тов и неответов вызываемых абонентов.
Ограниченность ресурсов приводит к необходимости поэтапного расширения станции и сети. Администрация сети делает прогноз увеличения трафика в течение этапа развития, учитывая, что:
доход определяется частью пропущенного трафика Yр;
затраты определяются качеством обслуживания при наиболь шем трафике;
большая доля потерь (низкое качество) бывает в редких случаях и характерна для конца периода развития;
наибольший объем пропущенного трафика приходится на пе риоды, когда потери практически отсутствуют;
если потери меньше 10%, то абоненты на них не реагируют.
При планировании развития станций и сети необходимо ответить на вопрос, каковы требования к качеству предоставления услуг (к потерям). Для этого нужно проводить измерения трафика и потерь по принятым в стране правилам.
1. Что такое сети электросвязи? Их классификация.
2. Назначение и состав сетей электросвязи.
3. Методы коммутации в сетях электросвязи.
4. Основные фазы коммутации каналов.
5. Основные фазы коммутации сообщений.
6. Основные фазы коммутации пакетов.
7. Сущность виртуального режима коммутации каналов.
8. Сущность режима датаграммной передачи.
9. Основные структуры сетей электросвязи.
10. Основные топологии телекоммуникационных сетей.
11. Взаимоувязанная сеть Российской Федерации (ВСС РФ), ее архи тектура.
12. Первичные сети ВСС РФ, их назначение, структура и классификация.
13. Вторичные сети ВСС РФ, их назначение, структура и классификация.
14. Сущность многоуровневого подхода к описанию сетей.
15. Сущность модели взаимодействия открытых сетей.
16. Что такое трафик сетей?
17. Основные составляющие диаграммы событий при установлении соединений между абонентами.
Телефонная связь в стране представлена системой телефонной связи (СТфС), которая является важнейшей составной частью ВСС РФ и по объему передаваемых сообщений занимает первое место среди других систем. В состав СТфС входят: телефонная сеть общего пользования (ТФОП) и сеть подвижной радиотелефонной связи общего пользования (РТОП).
Вторичная сеть общего пользования представляет собой сово купность автоматических телефонных станции (АТС), узлов автома тической коммутации (УАК), абонентских аппаратов и линий, а также каналов передачи, полученных из первичной сети. В этой вторичной сети существует иерархия, подобная ярусам первичной сети.
Как правило, абоненты подключаются к ней через местные (го родские или сельские) сети связи, являющиеся нижним ярусом этой сети. Местные сети объединяются в зоновые сети (средний ярус) с помощью каналов связи первичной внутризоновой сети. Связь между абонентами различных зон (верхний ярус) осуществляется через каналы первичной магистральной сети.
Структура городской телефонной сети существенно зависит от ко личества абонентов и размеров территории. В частности при не большой емкости (до 10 тыс. номеров) строилась одна АТС для всех абонентов. При средней емкости (до 40-50 тыс. номеров) строили несколько АТС, соединенные по принципу «каждая с каждой».
На сетях большой емкости необходимо было вводить узлы вхо дящего сообщения (УВС). В каждом узловом районе УВС соединял ся со всеми АТС сети радиально, объединяя потоки от АТС всех других узловых районов к АТС своего района. В пределах каждого узлового района АТС соединялась по способу «каждая с каждой». При емкости сети более 400-500 тыс. номеров приходилось еще более усложнять структуру, вводя узлы исходящего сообщения (УИС). Такой узел собирал информационные потоки от всех АТС своего узлового района и распределял их к УВС всех других рай-
онов. Такая структура смешанного типа характерна для городской сети Москвы, Санкт-Петербурга и других крупных промышленных центров.
Сельские телефонные сети (СТС) строятся по радиальному или радиально-узловому способу.
Внутризоновая сеть строится, в основном, по радиально-узловому принципу.
Автоматическая междугородная телефонная сеть сочетает в се бе два принципа: радиально-узловой и «каждый с каждым».
Система телефонной связи предназначена для удовлетворения населения и предприятий в передаче сообщений пользователей как в пределах страны, так и при выходе на международную телефон ную сеть, и представляет следующие виды услуг:
1. Услуги доставки сообщений: речевых, факсимильных, элек тронной почты, данных. Эти услуги предоставляются техническими службами, использующими физические ресурсы сети.
2. Специальные услуги - это информационно-справочные, за казные и дополнительные, предоставляемые службами сервиса автоматически или с помощью оператора. К ним, в частности, отно сятся:
справочная местной телефонной сети;
справочная точного времени;
заказная междугородной телефонной сети МТС;
справочная междугородной и международной сети;
прием телеграмм по телефону;
заказная ремонта телефонной сети;
заказная ремонта таксофонов.
Дополнительные виды обслуживания (ДВО) могут предостав ляться общесетевыми службами или службой той станции, куда подключена линия абонента, программно-аппаратными средствами станции или сети. К ДВО относятся, например:
сокращенный набор номера вызываемого абонента;
передача входящего вызова на другой аппарат (переадресация);
предоставление возможности получения справки во время раз говора с одним из пользователей;
конференц-связь трех и более пользователей;
прямой вызов (соединение без набора номера).
В настоящее время телефонные сети страны цифровизированы в недостаточной степени. Поэтому переход от аналоговых станций к цифровым - актуальная задача ближайших лет.
Один из вариантов перехода предполагает несколько этапов:
замена всех аналоговых межстанционных линий передачи циф ровыми;
замена электромеханических узлов и станций цифровыми сис темами коммутации (ЦСК);
построение цифровой сети интегрального обслуживания (ЦСИО).
Другая стратегия перехода - создание так называемой наложен ной цифровой сети (рис. 1), где приняты следующие обозначения: 1 - линии ИКМ, 2 - ОКС, 3 - абонентский пункт, 4 - терминал або нента, 5 - вынос (концентратор), ПС - пункт сигнализации. Этот путь позволяет минимизировать единовременные затраты, так как при вводе первых ЦСК возможно создание полностью цифрового участка сети. Пользователи наложенной сети сразу получают услуги современных цифровых сетей. Часть услуг цифровой сети могут получать и абоненты аналоговой сети при наличии специального доступа к ресурсам наложенной сети. Другое преимущество такой стратегии состоит в том, что рационально выбранный участок для построения наложенной сети позволяет проложить определенное число маршрутов межстанционной связи через сеть. Это сразу должно сказаться на повышении качества предоставляемых услуг благодаря использованию протяженных маршрутов только с циф ровыми каналами.
Естественной для цифровой сети является централизованная межстанционная сигнализация по общему каналу сигнализации (ОКС).
Применение централизованной сигнализации позволяет сущест венно повысить верность передачи сигнальной информации (ад ресной, линейных и информационных сигналов). Удаленные группы пользователей могут быть экономично включены в ЦСК с помощью выносов (В), являющихся частью программно-аппаратных средств этих ЦСК, приближенных к местам группирования пользователей. Функционально выносы цифровой сети отличаются от подстанций аналоговой сети способностью замыкать внутренние потоки инфор мации без занятия каналов, связывающих вынос с ЦСК. Эти каналы используются только для внешней связи (входящей и исходящей) пользователей выноса.
Рис. 1. Структура аналоговой вторичной сети переходного периода, развиваемая с помощью «наложенной цифровой сети»
Цифровой называют сеть, в которой информация передается меж ду абонентскими пунктами (АП) только в цифровой форме. Структу ра цифровой сети существенно проще структуры аналоговой вторичной телефонной сети по следующим причинам.
1. Отсутствуют жесткие ограничения максимальной емкости ЦСК (количества портов - абонентских и соединительных линий), которые имеются (существуют) для аналоговых оконечных станций и узлов. Поэтому для построения цифровой сети заданной емкости требуется меньшее количество станций, чем для построения аналоговой сети.
2. Практическое отсутствие ограничений на расстояние между стан циями и узлами благодаря использованию систем передачи с ИКМ.
Эти особенности позволяют строить цифровую вторичную сеть как одноуровневую, т.е. без узлов.
Станции такой сети могут быть связаны друг с другом по способу «каждая с каждой» линиями с ИКМ и могут использоваться как оконечные или как совмещенные (оконечные и транзитные).
Для обмена сигнальными сообщениями при межстанционной связи выделяется сигнальная подсеть с коммутацией пакетов. Эта подсеть образована пунктами сигнализации (ПС), связывающими их с ОКС. Сигнальные сообщения в этой подсети передаются в форме пакетов переменной длины с высокой скоростью и верностью. В сигнальной подсети передаются команды управления сетью, а также данные для администрирования. Сеть с описанными свойст вами может поддерживать множество служб: телефонную, переда чи данных, изображений и ее принято называть цифровой сетью интегрального обслуживания (ЦСИО). Станции цифровой сети реализуют функции оконечных и транзитных, могут иметь емкость до 60 тыс. портов и более. В цифровой сети широко используются выносы (концентраторы) части оборудования оконечных станций. Это позволяет снизить затраты на абонентскую сеть.
Развитие телефонной сети общего пользования. Концеп ция развития связи РФ предусматривает следующие задачи рекон струкции ТФ ОП:
переход от аналоговой телефонной сети к аналогово-цифровой;
создание к 2005 г. цифровой сети связи ОП (ЦСС-ОП) емкостью до 20 млн номеров;
полная замена декадно-шаговых АТС;
создание на основе ЦСС-ОП узкополосной ЦСИО для ограни ченной части абонентов;
применение системы сигнализации по ОКС на всех участках сети;
создание центров технического обслуживания и технической эксплуатации (ЦТЭ) и центров генерации программ;
увеличение до 2005 г. емкости местных телефонных сетей на 20 млн номеров.
Вторичная телеграфная сеть России состоит из трех коммути руемых сетей:
1) общего пользования (ОП), по которой передаются телеграм мы, принятые в городских отделениях связи (ГОС), районных узлах связи (РУС) или непосредственно на телеграфных узлах и достав ляемые адресатам (учреждениям, предприятиям и частным лицам);
2) абонентского телеграфирования (AT), по которой передают ся телеграммы или организуются телеграфные переговоры между оконечными установками абонентов этой сети;
3) международного абонентского телеграфирования «Телекс», по которой передаются телеграммы или организуются телеграфные переговоры абонентов этой сети, находящихся в нашей стране и за рубежом.
Телеграфные каналы между узлами создаются на базе каналов передачи первичных сетей электросвязи. Телеграфная сеть прошла долгий путь развития и является наиболее разветвленной сетью низкоскоростной передачи дискретных сообщений. Она построена по комбинированному принципу: узлы высшей категории соединя ются по принципу «каждый с каждым», а узлы более низкой катего рии - по радиально-узловому принципу. На сети имеются узлы трех типов (рис. 2):
Рис. 2. Структура телеграфной сети
1. Главные узлы (ГУ), расположенные в Москве, столицах неко торых республик и крупных областных (краевых) центрах, где про ходят большие потоки телеграфных сообщений.
2. Областные узлы (ОУ), которые являются центрами областных телеграфных связей.
3. Районные узлы (РУ), являющиеся центрами районных теле графных связей.
Телеграфный узел Москвы является центральным и руководя щим в оперативном отношении узлом. ГУ соединены между собой, с ОУ зоны и в некоторых случаях с ОУ других зон по принципу «каждый с каждым». ОУ соединяются с соответствующими ГУ, в зону которых они входят, и с РУ своей зоны, которые в свою оче редь соединены с городскими и сельскими отделениями.
Телеграфная сеть общего пользования. Телеграфная сеть общего пользования (Тлг ОП) предусматривает организацию по всей стране отделений связи городских (ГО), районных (РО), сельских (СО), в которых отправители сдают телеграммы, а отделения связи обеспечивают доставку телеграмм непосредственно получателю. На разных этапах развития Тлг ОП базировалась на принципах КС, КК и их сочетаний. В перспективе на сети будут использоваться только методы КС и КП. Комбинированные сети в зависимости от того, какой метод коммутации играет главную роль, называются сетями с КК + КС или КС + КК. Сеть с использованием на всех ее участках, кроме местного, коммутации каналов (КК + КС) получила название прямых соединений (ПС). Этот метод до недавнего времени широко исполь зовался на Тлг ОП. Он заключается в предоставлении тому или иному отделению связи (ОС) временного прямого соединения через узлы коммутации каналов с другими отделениями связи. Структурная схема системы ПС приведена на рис. 3.
Рис. 3. Структурная схема системы ПС
Телеграфные ОС подключаются местными соединительными линиями к ближайшим узлам коммутации, которые соединяются друг с другом пучками магистральных каналов. Вызывные приборы (ВП) телеграфных аппаратов обеспечивают посылку на узел сигна лов вызова, набора номера, отбоя, а также осуществляют автома тическое включение и выключение телеграфного аппарата в соответствии с сигналами, поступающими от узла. Для передачи телеграммы по системе ПС телеграфист одного оконечного пункта (ОП) набирает на вызывном приборе номер вызываемого ОП и коммутационные приборы узлов автоматически устанавливают соответствующее соединение. С трансмиттера первого ОП осуще ствляется автоматическая передача предварительно отперфорированных телеграмм, которые принимаются аппаратом другого ОП. Для образования прямого телеграфного канала между вызываю щим и вызываемым ОП необходимо наличие свободных магист ральных каналов между всеми узлами, участвующими в этом соединении, а также свободной местной линии между последним узлом и вызываемым пунктом.
Число каналов на низовой сети (от ОУ до ГО или РУС) обычно мало (2-3), поэтому такие каналы гораздо чаще оказываются заня тыми, чем каналы магистральной сети. Если связь первого оконеч ного пункта ОП1 с последним узлом коммутации (ст. Г на рис. 3) может быть получена со сравнительно малой вероятностью отказа (1-5 %), то на участке местной линии (от ст. Г до второго оконечного пункта ОП2) вероятность отказов может достигать 20-30 %. При этом вызывающий пункт будет получать частые отказы и через некоторое время повторять вызовы. В результате бесполезно зани маются магистральные каналы и коммутационные приборы узлов, замедляется прохождение телеграмм, расходуется время телегра фистов на повторные вызовы. Поэтому в случае занятости местной линии к ОП2 более целесообразно осуществлять на последнем узле прием входящих телеграмм на реперфоратор (накопитель), а затем передавать их в оконечный пункт по мере освобождения местной линии. С последним узлом коммутации (ст. Г) соединен коммутатор низовых соединений (КНС). Таким образом, система ПС является комбинированной: на магистральном участке она реализует прин цип КК, а на низовом участке содержит реперфораторный перепри ем, основанный на принципах КС.
В телеграфной сети, построенной по принципу КС+КК, основные (транзитные и часть оконечных) узлы работают по методу КС, око нечные узлы КК служат в качестве концентраторов нагрузки для узлов КС.
Сеть абонентского телеграфирования. Телеграфная связь общего пользования не в полной мере удовлетворяет запросы предприятий и учреждений в оперативной связи по следующим причинам:
1. Телеграммы накапливаются в течение дня, прежде чем курьер предприятия доставляет их в отделение связи.
2. Процесс передачи и последующей доставки телеграмм адре сату также требует определенного времени.
3. Большое число телеграмм, поступающих в отделение связи к концу рабочего дня от предприятий и учреждений создает значи тельные пики нагрузки на сети ОП, что замедляет прохождение телеграммы от отправителя до адресата.
Эти недостатки сети ОП отсутствуют в телеграфной сети або нентского телеграфирования (AT), за счет установки оконечных телеграфных аппаратов непосредственно в предприятиях и учреж дениях.
Абоненту сети AT предоставляются следующие возможности:
получение немедленного соединения с любым другим абонентом этой сети и ведение с ним телеграфного переговора поочередной двусторонней связи;
передача телеграмм другим абонентам сети AT независимо от присутствия обслуживающего персонала у приемного аппарата;
соединение со станционным аппаратом своего узла коммутации для передачи сообщений абонентам, не включенным в сеть AT;
прием информации, поступившей от абонента другой сети через местный узел коммутации.
Развитие сети AT приводит к значительной разгрузке сети ОП в первую очередь от транзитной корреспонденции, существенно снимаются пики нагрузки в конце рабочего дня.
Система AT во многом аналогична системе ПС. Однако в сети AT допускается занятость каналов и необходимость повторных вызо вов. В сети ПС это нерационально. В отличие от системы ПС в сетях AT принцип коммутации каналов строго выдерживается на всех стадиях соединения.
Схема абонентской телеграфной связи приведена на рис. 4.
Рис. 4. Структурная схема абонентской телеграфной связи
Оборудование оконечной установки сети AT аналогично обору дованию оконечного пункта сети ПС. В качестве оконечной теле графной аппаратуры в основном применяются рулонные аппараты, а в последнее время персональные компьютеры с адаптерами.
Аппарат снабжается устройством автоответа. Вызывной прибор (ВП), оборудованный номеронабирателем, вызывной и отбойной кнопками и двумя сигнальными лампочками, позволяет производить вызов узла коммутации станции AT и автоматическое включение аппарата по команде со станции. Абонентские установки соединены с ближайшими станциями AT. Вызов станции производится нажати ем кнопки «вызов» на ВП. Аппаратура абонентской панели (А) регистрирует сигнал вызова и устройство коммутации (УК) приво дится в состояние готовности приема адресного блока (в сети AT -импульсов набора номера). При этом на вызывной прибор посыла ется сигнал «Разрешение набора номера». Кроме абонентской панели и устройства коммутации в состав станции AT входит пере ходное устройство (П), которое обеспечивает подключение к стан ции междугородных каналов. После установления соединения с требуемым абонентом сообщение передается из одного абонент ского пункта в другой.
Разновидностью абонентского телеграфа является международ ный абонентский телеграф «Телекс». Он предназначен для обес печения документальной связью посольств, торгпредставительств, иностранных корреспондентов и иных абонентов, передающих сообщения в другие страны. Эта сеть объединяет до 100 стран. Набор номера абонента обычно осуществляется с клавиатуры телеграфного аппарата. При этом телеграфный аппарат вызываю щего абонента включается сразу же после сигнала вызова. Набор номера вызываемого абонента осуществляется передачей на узел коммутации стартстопных комбинаций. Все сигналы, поступающие со станции на аппарат абонента, также передаются стартстопными сигналами («Ответ станции», «Соединение», «Занято» и др.).
Понятие о службе «Телетекс». «Телетекс» - документальная система передачи деловой буквенно-цифровой корреспонденции, построенная по абонентскому принципу, т.е. с возможностью диалога. Эта служба явилась результатом слияния сети «Те лекс» и современных телетайпов, имеющих расширенные воз можности, например F-2500. Система «Телетекс» имеет следующие отличия от системы «Телекс»:
расширенный набор знаков первичного алфавита - 256;
скорость передачи - 2400 бит/с;
высокую верность - Рош < 10-6 на знак;
возможность редактирования текста сообщения;
возможность хранения текста в памяти.
Система «Телетекс» имеет сходство с сетями передачи данных (ПД):
цифровые методы передачи;
высокую скорость передачи;
аналогичные методы повышения верности;
аналогичные методы управления соединением.
Основные отличия сетей ПД от системы «Телетекс» заключается в том, что «Телетекс» передает, в основном, текстовую информа цию, а сети ПД - данные.
В качестве физической среды передачи в системе «Телетекс» используется телефонный канал ГТС.
Классификация сетей передачи данных. Сети передачи дан ных (ПД) появились в начале 1960-х годов. Это обусловлено двумя основными причинами:
произошел качественный скачок в развитии вычислительной тех ники, в результате которого количественный рост мощности и быстродействия ЭВМ позволил обслуживать многочисленных уда ленных пользователей практически в режиме реального времени;
быстрым проникновение средств вычислительной техники в тех нику связи, что позволило автоматизировать процессы обработки, передачи, приема и распределения сообщений в сетях связи.
Основной задачей, появившейся в то время, являлась проблема организации связи между удаленным терминалом пользователя и мощной ЭВМ, а также создание распределенных вычислительных систем.
По сравнению с традиционными телеграфными сетями к сетям ПД предъявляются более жесткие требования по верности, скоро сти передачи и надежности.
Вторичная сеть ПД - это совокупность аппаратных и программ ных средств для ПД между ЭВМ, а также между пользователями и ЭВМ.
Поскольку сеть ПД является основой, ядром для создания ин формационно-вычислительных сетей (ИВС), она иногда называется базовой сетью ПД.
Действующие и разрабатываемые сети ПД существенно разли чаются по структуре, принципам функционирования, техническим средствам и ряду других признаков.
Классификация сетей ПД приведена на рис. 5.
Рис. 5. Классификация сетей передачи данных
На начальном этапе для передачи данных использовались тра диционные сети.
Это, прежде всего, организация сети ПД с использованием те лефонной сети общего пользования (ТФОП). Основным достоинст вом этой сети является ее широкая разветвленность. Однако ТФОП не в полной мере отвечает требованиям ПД по следующим основ ным причинам:
аналоговый способ передачи сообщений;
невысокая скорость передачи (< 2400 бит/с);
значительное время установления соединения; частые отказы в установлении соединения;
специфические помехи, в основном импульсные, при невысоком допустимом уровне полезного сигнала.
Использование сетей AT и «Телекс» для ПД, также сопряжено с рядом недостатков:
низкая скорость передачи ≤ 200 бит/с;
низкая верность - вероятность ошибки на знак 10-3;
строго фиксированный первичный код - МТК-2 и режим работы (стартстопный).
Цифровые сети передачи данных с коммутацией каналов. Общим отличительным признаком цифровых сетей ПД является применение цифровых систем передачи (ЦСП) на всех участках сети, начиная от абонентских и кончая магистральными линиями, и электронных станций.
Цифровые сети ПД по сравнению с традиционными сетями ха рактеризуются высокой верностью, большими скоростями переда чи, малым временем установления соединения и высокой надежностью. Вероятность ошибки на знак в этих сетях ≤10-6...10-7 скорость передачи по высокоскоростным каналам ПД - десятки, сотни Кбит/с и десятки Мбит/с. Благодаря цифровым системам коммутации сокращается время установления соединения до не скольких секунд и меньше. Надежность в цифровых сетях обеспе чивается за счет более высокой надежности ее элементов: реализации ЦСП на БИС, резервирования оборудования систем коммутации, а также благодаря гибкой системе управления сетью на базе ЭВМ. Эта система позволяет оперативно управлять сетью ПД, эффективно контролировать ее состояние, а в случае выхода из строя отдельных участков сети быстро находить обходные пути.
Применение в цифровых сетях ПД управляющих систем позво ляет ввести большой набор новых услуг, например, организацию закрытых групп пользователей, прямой и сокращенный вызов, идентификацию вызываемого абонента.
Сети передачи данных с коммутацией каналов (ПД-КК) можно разделить на два класса: асинхронные и синхронные. В асинхрон ных сетях отсутствует единая синхронизация, отдельные системы передачи и коммутационные станции имеют самостоятельные тактовые генераторы.
В синхронных сетях прохождение всех процессов (передачи и коммутации) во времени определяется единым тактовым синхро сигналом от единого источника.
Асинхронные цифровые сети передачи данных. Эти сети появились исторически первыми, что определялось попыткой объе динения разнородной цифровой техники. Примером такой сети может служить комбинированная сеть передачи телеграфных со общений и среднескоростной передачи данных. В асинхронных сетях, как правило, не согласованы скорости работы и методы синхронизации оконечного оборудования данных (ООД), способы разделения каналов и другие факторы. Для разрешения указанных противоречий все элементы сети дополняются цифровыми устрой ствами, обеспечивающими прозрачный асинхронный ввод (ПАВ), при котором не предъявляется каких-либо требований к временным характеристикам передаваемого сигнала. ПАВ является прозрач ным по отношению к длительности тактовых интервалов переда ваемых сигналов, что обеспечивает возможность синхронного и стартстопного режимов работы и передачу дискретных сигналов с любой скоростью, не превышающей допустимую.
Широкое применение асинхронных сетей с ПАВ ограничивается следующими недостатками.
1. Наличие краевых искажений при использовании соответст вующих методов сопряжения: наложения (МН), скользящего индек са с подтверждением (СИП) и др.
2. Степень краевых искажений при ПАВ зависит от того, насколь ко скорость работы синхронных устройств превышает скорость работы ООД. Самый экономичный из способов ПАВ требует не менее чем трехкратного превышения скорости цифрового потока над скоростью передачи данных.
3. Ограничения на величину краевых искажений вынуждают вы бирать еще более высокие скорости цифровых потоков.
Другой способ построения асинхронных сетей с непрозрачным асинхронным вводом (НАВ) предполагает ограниченный набор скоростей передачи и единый метод синхронного временного раз деления каналов. В таких сетях налагаются определенные требова ния на временные параметры сигналов, поступающих от ООД, при этом разница между скоростями вводимого сигнала данных и циф рового потока пренебрежимо мала. Сеть ПД-КК с НАВ по сравнению с ПАВ характеризуется значительно лучшим использованием про пускной способности, возможностью высокоскоростной передачи данных и непрозрачностью в отношении скоростей и способов коммутации. В сети с НАВ краевые искажения практически отсутствуют. Следовательно, сети ПД-КК с НАВ имеют определенные преимущества по сравнению с асинхронными сетями с ПАВ.
Синхронные цифровые сети передачи данных с коммута цией каналов. Цифровая синхронная сеть ПД-КК предъявляет жесткие требования к системам синхронизации. Возможны два варианта обеспечения синхронизации всех элементов сети.
1. В сети действует единый источник синхронизации, на частоту и фазу которого настраиваются тактовые генераторы коммутацион ных узлов.
2. Общая синхронизация достигается путем взаимной автопод стройки частот тактовых генераторов, расположенных в УК. Син хронизация на местных участках сети осуществляется в соответствии с синхросигналами, передаваемыми каждым УК к подключенным мультиплексорам и отдельным АП. В нашей стране рекомендуется первый вариант или метод принудительной синхро низации. Источник синхросигнала, нестабильность которого порядка 10-5 располагается на одном из УК. Ведомые генераторы в осталь ных УК осуществляют коррекцию своих частот путем сравнения числа тактовых интервалов, поступившего из линии сигнала и вы рабатываемого местным тактовым генератором, за определенный промежуток времени. Результаты сравнения служат корректирую щим сигналом для управления частотой местного тактового генера тора.
Цифровые синхронные сети ПД-КК обеспечивают следующие характеристики:
- передачу данных в широком диапазоне скоростей (до 48 Кбит/с);
- вероятность ошибки на бит между любой парой АП без приме нения устройств защиты от ошибок (УЗО), не хуже чем 10-5;
- время установления соединения не более 1с при использова нии наземных каналов;
- прозрачность передачи по отношению к битам, первичным ко дам, алгоритмам и форматам;
- синхронизацию сети по кодовым элементам, а в случае необ ходимости и по кодовым комбинациям (знакам).
Таким образом, цифровые синхронные сети ПД-КК имеют суще ственные преимущества перед традиционными сетями, используе мыми для передачи данных: высокие показатели верности, малое время установления соединения, широкий набор услуг.
Однако имеются определенные недостатки, например, слож ность создания системы синхронизации и обеспечения живучести сети при выходе из строя тактовых генераторов. Общим недостат ком всех сетей с КК является низкое использование пропускной способности канала связи в целом по сети. Указанные недостатки частично устраняются в сетях с КС и КП.
Сети передачи данных с коммутацией сообщений. В сетях передачи данных с коммутацией сообщений (сетях ПД-КС) сообще ние, кроме данных, содержит служебные признаки, в том числе адрес получателя, категорию сообщения и т. д.
В ЦКС служебная часть анализируется, и сообщение передается в следующий ЦКС в соответствии с выбранным направлением. Сообщение ставится в очередь и находится в памяти ЦКС, пока все сообщения, находящиеся в очереди перед ним, не будут переданы. Сообщения между ЦКС передаются с более высокими скоростями, чем на абонентском участке, однако задержки в сети с КС зависят не от времени передачи по каналу связи, а от времени нахождения сообщения в очереди ЦКС. Это время зависит от нагрузки сети, производительности ЦКС и ряда других факторов.
Переменное и значительное время доставки сообщений через сеть КС является одной из основных особенностей сетей ПД-КС. В силу этого обстоятельства отсутствует возможность работы в реальном масштабе времени и невозможность режима диалога. Другой особенностью сети ПД-КС является то, что за доставку сообщения отвечают непосредственно технические средства сети, а не пользователи, так как у отправителя нет прямой связи с полу чателем.
В ЦКС сетей ПД-КС для управления всеми процессами приема и передачи, а также выполнения ряда дополнительных функций используются ЭВМ.
При объединении большого числа АП в составе сети ПД-КС она должна иметь иерархическую структуру, содержащую несколько уровней. На рис. 6 приведен фрагмент участка сети ПД-КС, состоя щий из четырех уровней.
На верхнем уровне располагаются междугородные МЦКС, на следующем - зоновые ЗЦКС, далее - низовые центры НЦКС и концентраторы КЦ и на самом нижнем уровне - АП. Связь МЦКС между собой осуществляется по полносвязной схеме, скорости передачи 4800 бит/с и выше. Непосредственно к МЦКС могут подключаться крупные вычислительные центры коллективного
Рис. 6. Фрагмент сети ПД-КС
использования ВЦКП. Зоновые центры ЗЦКС для обеспечения живучести и повышения надежности сети в целом подключаются не менее чем к двум МЦКС. Скорость передачи от ЗЦКС к МЦКС обыч но 2400 или 4800 бит/с. По радиальным направлениям к ЗЦКС подключаются НЦКС и КЦ для более эффективного использования каналов на нижних уровнях сети. Скорости передачи составляет 1200 или 2400 бит/с. Абонентские пункты (АП) подключаются, как правило, к НЦКС и КЦ и передают данные со скоростями 50...1200 бит/с. При более высокоскоростной передаче АП может непосред ственно включаться в ЗЦКС.
В сетях ПД-КС возникает необходимость выбора пути передачи информации, для которого среднее время задержки сообщения является минимальным. В сетях ПД-КК также решается задача выбора оптимального пути передачи, однако, она решается для данного сообщения один раз.
В сетях ПД-КС оптимальный путь должен выбираться в каждом ЦКС с учетом состояния других ЦКС, расположенных на направле нии передачи.
Сообщение, передаваемое по сети ПД-КС, представляется в оп ределенной форме, регламентирующей его предельный объем, состав и расположение служебной и информационной частей.
Форматом сообщения называется определенная последова тельность элементов сообщения, имеющих строго заданное назна чение.
Иногда добавляют и другие признаки - например, начало заго ловка, конец сообщения, конец передачи и т. п.
Признаки (специальные кодовые комбинации), разделяющие различные части сообщения называются определителями.
В настоящее время разработано большое количество различных форматов. Например, формат сообщений в телеграфной сети задается рекомендацией F-31 МСЭ-Т и имеет следующие признаки:
«начало сообщения» - ЗЦЗЦ;
«конец сообщения» - НННН;
«начало текста» - ВК, ВК, ПС (ВК - возврат каретки, ПС - пере вод строки);
«начало справочной части» - «/».
Адресная часть заголовка включает в себя следующие элементы:
порядковый номер сообщения на данном УК для контроля про хождения сообщения по УК;
определитель формата сообщения, который задает вид формата;
категория срочности сообщения;
определитель адреса, задающий способ адресации (циркуляр ное, многоадресное, сокращенный адрес и т. п.);
адрес получателя.
Справочная часть заголовка содержит:
адрес отправителя;
исходящий номер сообщения, позволяющий отличить данное сообщение от всех других;
дата и время ввода сообщения в сеть.
Справочная часть позволяет осуществить запрос о повторении сообщения, поиск сообщения в архиве, определить время доставки сообщения и время нахождения сообщения в сети и т. п.
Вид формата, зависящий от задач, решаемых сетью, обычно оп ределяется на этапе проектирования после выбора структуры сети и комплекса технических средств.
Время задержки сообщения в сетях ПД-КК определяется време нем установления соединения и временем передачи данных и при отсутствии повторных вызовов является величиной постоянной и сравнительно небольшой. В сетях ПД-КС, особенно при большом числе переприемов, время задержки существенно больше и может изменяться в широких пределах.
Для передачи сообщений большого объема требуются значи тельные объемы памяти ЦКС, особенно в крупномасштабных сетях ПД-КС. Имеется еще ряд серьезных недостатков сетей ПД-КС, например, при возникновении ошибки требуется повторная переда ча полного сообщения, большие массивы данных в большей степе ни подвержены воздействию помех, чем короткие, и т. д.
Главное достоинство метода КС - высокая эффективность ис пользования пропускной способности канала. Применение КС в основном ограничивается телеграфными сетями. В сетях ПД этот принцип используется для организации дополнительных видов обслуживания.
Сети передачи данных с коммутацией пакетов. Сети переда чи данных с коммутацией пакетов (сети ПД-КП) появились в конце 60-х годов. При коммутации пакетов сообщения делятся на пакеты, передающиеся по сети с высокой скоростью, малой вероятностью ошибки и небольшой задержкой.
При этом более эффективно используются удаленные вычисли тельные ресурсы, пропускные способности каналов связи и произ водительности коммутационных систем.
Первые сети ПД-КП являлись ведомственными, например ARPANET (США), NPL (Великобритания) и др. Обеспечение связи между ЭВМ - функциональная основная особенность сетей ПД-КП в отличие от сетей ПД-КК и ПД-КС, предназначенных для обмена информацией между людьми.
При разработке сетей ПД-КП общего пользования применены принципы ведомственных сетей: режим диалога между ЭВМ, переда ча коротких массивов данных с высокими скоростями, широкое при менение принципов ВРК. Создание таких сетей началось в 70-х годах.
Пакетом называется последовательность двоичных символов, состоящая из данных (информационной части), сигналов управле ния соединением и поля контроля ошибок, которые располагаются в определенном формате. Пакеты обычно имеют длину порядка 1000 бит и образуются путем разделения более длинного сообще ния на части.
Метод промежуточного накопления информации в центрах ком мутации, применяемый в сетях ПД-КС и ПД-КП, определяет ряд общих свойств у обоих видов сетей. Главное отличие сетей ПД-КП заключается в том, что относительно короткие пакеты записывают ся в оперативную память с временем выборки, не превышающим несколько миллисекунд. Поэтому перезапись и ожидание в очереди не приводят к существенной задержке пакетов.
Основной особенностью сетей ПД-КП является высокая степень использования связных ресурсов за счет временного разделения канального и коммутационного оборудования между многими поль зователями и высокоскоростной передачи небольших по размеру пакетов.
В рекомендации МСЭ-Т Х.2 сети ПД-КП предлагается строить на основе виртуального режима коммутации пакетов (КП-В) и режи ма датаграмм (КП-Д).
Структура сети передачи данных общего пользования с ком мутацией пакетов. На рис. 7 представлен фрагмент сети ПД-КП, включающий четыре уровня. На верхнем уровне располагаются междугородные центры коммутации пакетов МЦКП, на третьем уров не - зоновые центры ЗЦКП, на втором - концентраторы КЦ и на первом - оборудование пользователей, которое может включать АП стартстопного, синхронного и пакетного типов, ПЭВМ и вычислитель ные центры, оборудованные процессорами телеобработки (ПТ).
Рис. 7. Фрагмент сети ПД-КП
В состав сети ПД-КП входят шлюзы - специальные устройства, через которые взаимодействуют с сетью ПД-КП другие сети (ПД-КП, ПД-КК, ТГОП, ТФОП и др.).
Основным протоколом взаимодействия сети ПД-КП является ре комендация Х.25 МСЭ-Т (МККТТ). Этот протокол определяет проце дуры взаимодействия между пакетными ООД (оконечное оборудование данных) и АКД (аппаратура окончания канала данных).
В сетях ПД-КП обеспечивается эффективное использование связных и вычислительных ресурсов на основе мульплексирования каналов, контроля потоков и маршрутизации. По сравнению с сетя ми ПД-КК и ПД-КС существенно повышается производительность, надежность и верность передачи, значительно сокращается время доставки сообщения.
Например, в действующих сетях ПД-КД среднее время доставки составляет от долей секунды до секунд, при увеличении скорости передачи между ЦКП время доставки сообщения можно довести до нескольких миллисекунд. Экономичесие показатели сети ПД-КП превосходят показатели сетей с КК и КС.
Структура информационно-вычислительной сети. Для созда ния крупномасштабных систем обработки данных вычислительные центры (ВЦ) и ЭВМ, обслуживающие отдельные предприятия и организации, объединяются с помощью средств передачи данных в информационно-вычислительные сети ИВС (рис. 8), где приняты такие обозначения: БД - банк данных; ГВМ - главная ЭВМ; ВЦКП -вычислительный центр коллективного пользования; ПЭВМ - персо нальная ЭВМ; АС - администратор сети; УМПД - удаленный ПТД -процессор телеобработки данных; УК - узел коммутации; ЦК -центр коммутации; МПД - мультиплексор ПД; ТВМ - терминальная ЭВМ; мультиплексор ПД.
В самом общем случае ИВС включает в себя три класса логиче ских модулей:
модули обработки данных пользователя, обеспечивающие або ненту доступ к различным вычислительным ресурсам. Эти модули позволяют реализовать главную целевую функцию ИВС - обработ ку данных пользователя;
терминальные модули, обеспечивающие пользователю обраще ние к модулям обработки;
модули взаимодействия и соединения, обеспечивающие местное или удаленное взаимодействие терминальных модулей с модулями обработки данных, а также терминальных модулей между собой.
Перечисленным логическим модулям соответствуют определен ные физические объекты в ИВС. Так модулям обработки данных соответствуют главные ЭВМ сети, собственно и создающие инфор мационно-вычислительные ресурсы ИВС. Оконечные пункты или
АП реализуют терминальные модули, а коммутационные центры (коммутационные ЭВМ) соответствуют модулям взаимодействия.
ИВС подразделяются на четыре взаимосвязанных объекта:
базовая сеть передачи данных;
сеть ЭВМ;
терминальная сеть;
администратор сети.
Рис. 8. Структура ИВС
Базовая сеть ПД - совокупность аппаратных и программных средств для ПД как между ЭВМ, так и между другими устройствами 1ВС. Состоит из каналов связи и узлов коммутации (центров коммутации). Обычно УК реализуется на основе коммутационной ЭВМ 1 АПД. Таким образом, базовая сеть ПД является ядром ИВС, обеспечивая физическое объединение ЭВМ и прочих устройств.
Сеть ЭВМ - совокупность ЭВМ, объединенных базовой сетью ПД. Сеть ЭВМ включает в себя главные ЭВМ (ГВМ), банки данных (БД), вычислительные центры коллективного использования (ВЦКП), а также терминальные ЭВМ (ТВМ). Основная задача ТВМ - сопряжение терминалов с базовой сетью ПД. Эту функцию могут выполнять также ПТД (процессоры телеобработки данных) и УМПД (удаленные мультиплексоры ПД). Кроме того, терминалы могут подключаться даже к главным ЭВМ.
Терминальная сеть - совокупность терминалов и терминальных сетей ПД. Под терминалом понимаются устройства, с помощью которых абоненты осуществляют ввод/вывод данных. В качестве терминалов могут использоваться интеллектуальные терминалы (ПЭВМ) и АП (абонентские пункты). Для подключения терминалов к сети ЭВМ, кроме, естественно, каналов связи, применяются терми нальные ЭВМ (ТВМ), УМПД (удаленные мультиплексоры ПД), ПТД (процессоры телеобработки данных).
Административная система обеспечивает контроль состояния ИВС и управление ее работой в изменяющихся условиях. Данная система включает специализированные ЭВМ, терминальное обору дование и программные средства, с помощью которых:
включается или выключается вся сеть или ее компоненты;
контролируется работоспособность сети;
устанавливается режим работы сети и ее компонентов;
устанавливается объем услуг, предоставляемых абонентам се ти, и т. д.
Шлюзовые элементы ИВС обеспечивают совместимость как ба зовой сети ПД, так и всей ИВС с другими внешними сетями. Прото колы внешних ИВС могут отличаться от имеющихся протоколов. Поэтому шлюзы при необходимости обеспечивают преобразование и согласование интерфейсов, форматов, способов адресации и т. п. Шлюзы реализуются на специализированных ЭВМ.
ИВС можно условно разделить на два класса:
территориальные, т.е. имеющие большую площадь обслужива ния;
локальные - размещающиеся, как правило, внутри одного зда ния.
Основные характеристики информационно-вычислительных сетей. Основными характеристиками ИВС являются: операционные возможности, производительность, время доставки сообщений, стоимость обработки данных.
Рассмотрим эти характеристики подробнее.
Операционные характеристики (возможности) сети - пере чень основных действий по обработке данных. ГВМ, входящие в состав сети, обеспечивают пользователей всеми традиционными видами обслуживания (средствами автоматизации программирова ния, доступом к пакетам прикладных программ, базам данных и т.д.). Наряду с этим ИВС может предоставлять следующие допол нительные услуги:
удаленный ввод заданий - выполнение заданий с любых терми налов на любых ЭВМ в пакетном или диалоговом режимах;
передачу файлов между ЭВМ сети;
доступ к удаленным файлам;
защиту данных и ресурсов от несанкционированного доступа;
передачу текстовых и, возможно, речевых сообщений между терминалами;
выдачу справок об информационных и программных ресурсах сети;
организацию распределенных баз данных, размещаемых на не скольких ЭВМ;
организацию распределенного решения задач на нескольких ЭВМ.
Производительность сети - представляет собой суммарную производительность главных ЭВМ. При этом обычно производи тельность ГВМ означает номинальную производительность их процессоров.
Время доставки сообщений определяется как среднее время от момента передачи сообщения в сеть до момента получения сооб щения адресатом.
Цена обработки данных формируется с учетом стоимости средств, используемых для ввода/вывода, передачи и обработки данных. Эта стоимость зависит от объема используемых ресурсов ИВС, а также режима передачи и обработки данных.
Основные параметры ИВС зависят не только от используемых технических и программных средств, но и в значительной степени, от нагрузки, создаваемой пользователями.
В настоящее время значительно увеличилось количество разно образных услуг, предоставляемых сетями связи. Причем наметилась тенденция приблизить сетевые и сервисные службы к потре бителю. Для этих целей широко используются такие средства, как ПЭВМ, телефон, телевизор. МСЭ-Т ввел новый термин - телема тические службы, т.е. услуги, предоставляемые пользователю без использования специальных связных оконечных устройств.
Вообще предполагалось создание многочисленных телематиче ских служб, например, «телекс», «телефакс», «бюрофакс», «авто факс», «видеотекс», «телетекст», «телеавтограф», «электронная почта» и др.
Однако на практике реализованы не все. Рассмотрим телемати ческие службы, получившие наиболее широкое распространение.
«Телетекст» и «видеотекс». Данные системы обеспечивают следующие услуги: реклама и осуществление покупок, не выходя из дома; финансово-коммерческие сделки, курс акций на бирже; элек тронно-справочная система, списки программ радио и телевещания; передача новостей, погоды, спорта.
Система «телетекст» использует сеть ТВ вещания или ка бельного телевидения для передачи буквенно-цифровых данных на экраны бытовых телевизоров из специального информационно-вычислительного центра (ИВЦ). Для выбора программ или услуг используется обычный телефонный аппарат с тестатурой или спе циальной клавиатурой, подключаемой к телефонному аппарату. Схема системы «телетекст» приведена на рис. 9, где приняты обозначения: БД - банк данных; ГТС - городская телефонная сеть; TV - телевизор; ТЛФ - телефон.
Рис. 9. Структура системы «телетекст»
Страница передаваемого текста остается на экране до ее цикли ческой замены. Текст может передаваться независимо от телепро грамм со скоростью 1200 бит/с во время обратного хода луча кадровой развертки.
Основной недостаток - централизованная выдача сведений всем пользователям сразу.
Система «видеотекс». В данной системе бытовой телевизор используется как дисплей; данные передаются по телефонной сети общего пользования и выводятся на бытовой телевизор, т.е. каж дый пользователь может общаться со справочной ЭВМ отдельно. Схема системы представлена на рис. 10.
Пользователь посылает запрос через ГТС (городская телефон ная сеть) на ИВЦ, а ответ от ИВЦ также через ГТС и телефонный аппарат пользователя попадает на экран телевизора. Обслужива ние - индивидуальное.
Рис. 10. Структура системы «видеотекс»
Основной недостаток - низкая скорость передачи, невозмож ность передавать подвижные изображения.
Электронная почта. Электронная почта - широко использует ся в настоящее время для передачи деловой информации, относи тельно несрочного, но документального характера. Эта технология обеспечивает более быструю доставку сообщений по сравнению с обычной почтой. Причем стоимость этой доставки в среднем мень ше услуг обычной почты.
Электронная почта строится по принципу коммутации сообщений с выделением узловых ЭВМ, где расположены «почтовые ящики». Схема приведена на рис. 11.
Рис. 11. Схемы системы «электронная почта»
Устройство «почтальон» обеспечивает интерфейс с пользовате лем, а также его идентификацию, открывая доступ к соответствую щему почтовому ящику, т.е. области ОЗУ. Узловые ЭВМ периодически обмениваются содержимым почтовых ящиков.
Электронная почта регламентируется рекомендацией МСЭ-Т Х.400.
Цифровые факсимильные системы. Получили распростране ние службы «телефакс», «датафакс» и «бюрофакс», в которых используется факсимильный способ передачи сообщений.
Системы «телефакс» и ««датафакс»» являются абонентскими системами, т.е. оконечное оборудование расположено непосредст венно у пользователя. Причем «телефакс» работает по каналу телефонной сети ОП и поэтому для создания этой сети пользовате лям достаточно приобрести современный факсимильный аппарат.
Система «датафакс» работает по сетям передачи данных.
Система «бюрофакс» является системой общего пользования, т.е. оконечное оборудование расположено на предприятии связи.
Современные факсимильные системы являются цифровыми, работающими по телефонной сети со скоростью до 4800 бит/с, а по сетям ПД - до 48 кбит/с. В факсимильных аппаратах осуществляет ся эффективное кодирование для сжатия информации до 10 раз.
Проводятся интенсивные разработки по созданию комбиниро ванного факсимильного и буквенно-цифрового оконечного устрой ства.
Активно проводятся исследования по созданию читающих авто матов, позволяющих считывать даже рукописный текст. При этом появится возможность рукописный текст воспроизводить уже в машинописном виде.
Появления и быстрое развитие цифровых сетей интегрального обслуживания (ЦСИО) обусловлено следующими факторами.
1. Рост объемов информации, передаваемой по сетям связи (объем информации пропорционален квадрату промышленного потенциала). Причем увеличивается разнообразие видов информа ции (речь, данные, графика, файлы, видео и т. п.). Кроме того, требуется работа в режиме диалога. До недавнего времени эта проблема решалась созданием отдельных сетей как по видам информации: речь - телефонная сеть; телеграфные сообщения -
телеграфная сеть; данные - сеть передачи данных; видеоинформа ция - сети телевидения, так и по предоставляемым услугам: необ ходимость диалога - сеть AT, интерактивный режим - сеть ОП, вычислительные ресурсы - ИВС (информационно-вычислительная сеть).
Естественно, что подобное количественное решение проблемы экономически не эффективно.
2. Существенные преимущества цифровых (дискретных) мето дов передачи и коммутации, в том числе: простота реализации методов приема, близких к оптимальным; простота реализации алгоритмов повышения верности, причем, практически на любую заданную величину; возможность широкого использования высоко надежной элементной базы - интегральных микросхем (ИМС); возможность естественного внедрения ЭВМ в процессы передачи и коммутации; достижения в области техники многоканальных систем, техники передачи данных и вычислительной техники.
В общем случае понятие интеграции рассматривается на раз личных уровнях.
/ уровень интеграции - постепенное слияние каналообразую-щей и коммутационной аппаратуры, т.е. при построении этой аппа ратуры используются: единые принципы функционирования (временное разделение сигналов); единая элементная база - ИМС средней и большой степени интеграции вплоть до СБИС (сверх большие интегральные схемы), например, однокристальные ЭВМ; единые устройства управления - специализированные (или универ сальные) ЭВМ; единые принципы эксплуатации и обслуживания с широким применением встроенных систем самоконтроля и диаг ностики.
В настоящее время этот уровень интеграции во многом достиг нут (особенно за рубежом). Широко используются системы переда чи типа ИКМ, а также коммутационная аппаратура на принципах временной коммутации.
// уровень интеграции - создание цифровых сетей связи, обес печивающих передачу различного вида сообщений (речь, данные) в единой дискретной (цифровой) форме. Действительно, широко используемые для ПД каналы ТЧ не допускают передачу сигналов в дискретном виде (не согласован спектр). Поэтому дискретные сигналы сначала преобразуются в аналоговые, их спектр смещает ся в требуемую область частот, аналоговые сигналы передаются по каналам ТЧ, а затем опять из аналоговой формы переводятся
в дискретную. Эти функции выполняет модем. Переход к цифровым (дискретным) каналам существенно упрощает аппаратуру передачи данных (АПД).
/// уровень интеграции - создание единой цифровой сети с ин теграцией обслуживания, которая обеспечивает не только передачу любых видов сообщений, но и предоставляет широкий круг услуг диалог, документальность, передачу и прием графической инфор мации, вычислительные ресурсы и т. п.
Исходя из тенденций развития средств вычислительной техники и техники связи, а также эволюции элементной базы, ЦСИО прошли ряд последовательных этапов развития.
Этап 0. Существуют отдельные сети как для различных видов сообщений (речь, данные, графическая информация), так и для различных услуг (диалог, документальность и т. д.).
Этап 1. Характеризуется переходом к цифровым методам пере дачи и коммутации, для чего традиционная аналоговая телефонная сеть постепенно преобразуется в интегральную цифровую сеть IDN (Integrated Digital Network) с широким спектром разнообразных услуг и возможностью передавать речь и данные в единой цифро вой форме. Наряду с этим продолжают развиваться сети ПД и ИВС.
Этап 2. Создается собственно цифровая сеть интегрального обслуживания ISDN (Integrated Services Digital Network) путем по степенного объединения интегральной цифровой сети (IDN) с сетя ми ПД и ИВС. В качестве физической среды используются цифровые телефонные каналы. Обособленно остаются сети пере дачи видеоинформации.
Этап 3. Создается широкополосная сеть интегрального об служивания BSN (Broadband Services Network). Данная сеть обеспе чивает пользователей широкополосными цифровыми каналами как для их вторичного уплотнения речью, данными, факсимильной информацией, так и для передачи телевизионных программ, высо коскоростной передачи файлов, организации видеоконференций и т.п.
За рубежом реализация ЦСИО находится в конце 2-го - в начале 3-го этапов. Причем некоторые небольшие страны (Швеция, Авст рия, Швейцария, Япония) уже закончили 2-й этап и приступили к созданию 3-го. США, Англия завершают 2-й этап. Наша страна пока еще осваивает 1-й этап, ведутся НИР и ОКР для реализации 2-го этапа.
Согласно определению МСЭ-Т под ЦСИО понимается такая сеть связи, в которой одни и те же устройства цифровой коммутации и цифровые тракты передачи используются для установления соединений более чем одного вида связи, например телефонии, передачи данных и др.
Архитектура ЦСИО базируется на семи уровневой эталонной модели ВОС (OSI). Однако совмещение различных способов доставки сообщений порождает некоторые особенности в архитектуре ЦСИО. Поэтому 2-й уровень в архитектуре ЦСИО разбит на два подуровня: 1) - уровень со вмещения и 2) - собственно канальный.
Основной функцией уровня совмещения является создание кадров со специальной меткой, указывающей на технологию транспортировки. По этой метке выбираются соответствующие протоколы управления на более высоких уровнях. Кроме того, на этом подуровне (2.1) выполняются: муль типлексирование, цикловая синхронизация, формирование ИКМ - кадров, сегментирование интерфейсных кадров канального уровня, управление мультиплексированием.
Остальные уровни по функциям аналогичны архитектуре ИВС.
Структура ЦСИО. Структура ЦСИО определяется как расположением пользователей, так и разделением информационно-вычислительных и связных ресурсов. Структура ЦСИО разделяется на магистральную (базо вую) и абонентскую (терминальную) (рис. 12).
Терминальная сеть включает в себя терминалы Т, абонентские пункты АП, концентраторы К и, в основном, цифровые каналы связи. Терминалы и АП, имеющие стандартный цифровой выход на 64 кбит/с могут непосред ственно подключаться к УК.
Магистральная (базовая) сеть включает УК, цифровые каналы, систе му управления сетью и вычислительные ресурсы (ВК - вычислительные комплексы, БД - банки данных и т. п.).
Топология магистральной сети может быть самой различной - звез дообразной, кольцевой, распределенной и т. д. В последнее время по мере развития ЦСИО и увеличения ее размеров, структуру делают иерархической, что экономичнее и сокращает число переприемов.
Основу технической базы ЦСИО составляют многоканальные системы передачи, обеспечивающие передачу всех типов сообще ний в единой цифровой форме.
Узлы коммутации ЦСИО оказываются сложнее, чем УК с КК или с КП, поскольку в ЦСИО узлы должны обеспечивать гибридную или адаптивную коммутацию. УК выполняются с широким использова нием средств вычислительной техники. На УК ЦСИО реализуются первые 4 уровня модели ВОС (1, 2.1, 2.2, 3 и 4).
Рис. 12. Структура ЦСИО
Интеллектуальные сети. Разработка технологии интеллектуальных сетей началась в 1990 г., а первые рекомендации МСЭ-Т, касающиеся ИС, утверждены в 1992 г. (рекомендации Q.1201-Q.1203). Основная цель ИС заключается в быстром, эффективном и экономичном предос тавлении информационных услуг массовому пользователю.
Согласно рекомендации МСЭ-Т 1.211, 1.212 вся совокупность ус луг, предоставляемых ИС, делится на две группы: 1) основные виды услуг и 2) дополнительные виды обслуживания (ДВО).
Основные услуги связаны с процессами установления соедине ний (при КК), тарификации, организации виртуальных соединений (при КП), передачи пакетов между элементами сети.
Основные услуги, как правило, редко изменяются и реализуются сетью при обслуживании каждого вызова.
ДВО весьма разнообразны, например:
универсальный номер доступа (УНД);
персональный номер (ПН);
«зеленый телефон» (ЗТ).
ИС строятся на основе новой концепции, состоящей в том, что функции предоставления ДВО отделяются от основных услуг. В традиционных цифровых сетях эти функции неразрывно связаны.
Рассмотрим сущность упомянутых ДВО.
Услуга УНД предоставляет возможность по единому номеру орга низации установить связь с нужным абонентом этой организации. Для реализации этой услуги ИС запрашивает вызывающего абонента о требуемом подразделении, предлагает дополнительно набрать определенное число знаков номера и адресует вызов на свободный терминал (телефон). Вся необходимая для ДВО информация содер жится в сетевых базах данных в виде «интеллектуальной надстрой ки» коммутируемой сети (в данном случае, телефонной).
Услуга ПН аналогична той, которой пользуются абоненты сетей подвижной связи. Абонент для получения этой услуги регистрирует ся в ИС и получает логический номер, по которому его можно оты скать независимо от того, где он находится. Абонент, находясь в другом населенном пункте страны или мира, сообщает ИС номер телефона, куда нужно переадресовать все входящие вызовы.
Услуга ЗТ, относящаяся к «службе 800», обеспечивает возмож ность оплаты за разговор вызываемым абонентом. На рис. 13 пред ставлена структура ИС, которая построена по иерархическому принципу и содержит четыре уровня.
На первом (верхнем) уровне ИС расположена подсистема адми нистративного управления ПАУ сетевыми ресурсами (Network Capabilities Manager- NCM).
На втором уровне находится сетевая информационная база данных - СИБД (Network Information Database - DIN).
На третьем уровне функционируют интерпретаторы видов услуг - ИВУ (Service Logic Interpreter - SLI).
На четвертом (нижнем) уровне находится пункт коммутации услуги ПКУ (Service Switching Point - SSP).
Рассмотрим функции уровней ИС.
1. Функциями ПАУ являются:
предоставление технических средств эксплуатации и техническо го обслуживания ИВУ (дистанционная загрузка программных средств, контроль работоспособности ИВУ, дистанционное восста новление данных и техобслуживание);
Рис. 13. Структура ИС
коммерческое управление, т.е. предоставление абонентам воз можности пользоваться данными одной или нескольких служб.
2. СИБД может вести обмен с внешними базами данных (ВБД) через сеть коммутации пакетов по протоколу Х.25 или по протоколу системы сигнализации № 7 (СС № 7) МСЭ-Т. Эта подсистема обес печивает управление ресурсами сети для предоставления ДВО, интерпретацию вида ДВО.
В СИБД хранятся данные о номерах абонентов, категориях об служивания, адресах, маршрутах и программы реализации услуг -ПРУ (Service Logical Programs - SLP).
Каждой услуге соответствует своя ПРУ, которая составляется из модулей услуг. Конкретная ПРУ определяет тип и последователь ность действий для реализации какой-либо услуги.
Основная функция ИВУ - контроль реализации протокола услу ги, при этом необходим обмен с БД соответствующей службы.
ПКУ распознает запросы на предоставление ДВО по коду, наби раемому пользователем, и формирует заявки к ИВУ. Средства ПКУ являются ведомыми по отношению к ИВУ.
Обмен между ПАУ и ИВУ, а также между ПКУ и ИВУ реализуется посредством транспортных сетей по протоколам Х.25 или СС № 7.
Для предоставления ДВО пользователям, независимо от под ключения их к сети общего пользования или ведомственной сети, необходимо добавить модуль ПКУ.
Если абонент включен в цифровую АТС, то функции ПКУ реали зуются на этой же станции. Пользователи могут иметь доступ к ПКУ как с помощью телефонного аппарата, так и с помощью ПЭВМ. Если абонент включен в АТС, где нет ПКУ, то доступ к ИС реализу ется по межстанционным каналам, проложенным между соответст вующей АТС и узлом сети, где имеется ПКУ.
Сеть телевизионного и радиовещания. Сеть телевизионного вещания построена на основе использования широкополосных телевизионных каналов. Источником сообщений являются аппарат ные телестудии, в которые информация поступает из телестудии или из передвижных телеустановок. Из сети распределения телеви зионных программ информация поступает на телецентры, которые излучают радиоволны и ведут вещание на телевизионные приемни ки, расположенные у населения. Обобщенная структурная схема сети телевизионного вещания приведена на рис. 14. Здесь приняты следующие обозначения: ТЦ - телецентр; АЦ - центральная аппа ратная радиодома (источника телевизионных и радиовещательных программ); ОМТА - оконечная междугородная телевизионная аппа ратная; РПС - радиотелевизионная передающая станция; ЗС -земная станция спутниковой связи; КС - космическая станция; ОРС - оконечная радиорелейная станция; ПРС - промежуточная радио релейная станция. Взаимодействие всех составляющих сети осо бых пояснений не требует.
Рис. 14. Структурная схема сети телевизионного вещания
Организована эта сеть следующим образом: через соединитель ную линию программа из центральной аппаратной междугородного вещания или телевидения поступает по каналам первичной сети к тем сетевым узлам, к которым подключена аппаратная передаю щего телецентра; из аппаратной через антенну программа излуча ется в пространство.
Для создания вторичной сети передачи телевизионных программ наиболее удобны каналы, полученные с помощью радиорелейных линий передачи и искусственных спутников земли (ИСЗ) и реже кабельных. В целях обеспечения надежности телепередачи обычно сочетают использование наземных средств (кабельных и радиоре лейных линий) с каналами, полученными с помощью ИСЗ.
Аналогичными по структуре являются вторичные сети распре деления программ радиовещания, структурная схема которых приведена на рис. 15.
Рис. 15. Структурная схема сети звукового вещания
Здесь к уже принятым ранее обозначениям добавились: РД/АЦ -радиодом и его центральная аппаратная; КРА - коммутационно-распределительная аппаратная; РТУ - радиотрансляционный узел; ОМВА - оконечная междугородная вещательная аппаратная; УМВА - узловая междугородная вещательная аппаратная; РВ ДВ (СВ) -радиовещательный передатчик, работающий в диапазоне длинных (средних) волн; ОС - оконечная станция; НУС - необслуживаемая усилительная станция; СУ - сетевой узел.
1. Опишите структуру телефонных сетей различного назначения и укажите от чего она зависит.
2. Укажите способы построения городских, сельских, внутризоновых и междугородных телефонных сетей.
3. Классификация и виды услуг телефонной связи.
4. Основные стратегии цифровизации телефонных сетей.
5. Состав вторичных коммутируемых телеграфных сетей и их струк тура.
6. Сущность и область применения системы прямых соединений.
7. Структура сети абонентского телеграфирования. Достоинства, не достатки и область применения.
8. Служба «Телетекст», ее отличие от системы «Телекс».
9. Признаки классификации сетей передачи данных.
10. Синхронные и асинхронные сети передачи данных. Их достоинст ва, недостатки и область применения.
11. Методы коммутации в сетях передачи данных. Их достоинства, не достатки и область применения.
12. Структура информационно-вычислительных сетей (ИВС).
13. Основные характеристики ИВС.
14. Что такое телематические службы? Приведите примеры таких служб.
15. Принципы построения электронной почты.
16. Сущность цифровых сетей интегрального обслуживания (ЦСИО). Их структура.
17. Что такое интеллектуальные сети? Их услуги.
18. Структура интеллектуальных сетей.
19. Структура сетей телевизионного вещания.
20. Структура сетей звукового вещания.
Мобильная, или подвижная, радиосвязь является одним из наи более динамично развивающихся направлений телекоммуникаций. Динамика роста числа абонентов мобильной связи приведена в табл.1.
Т а б л и ц а 1
|
Число пользователей, млн человек на конец года |
1995 |
1996 |
2000 |
2005 |
2010 |
2015 |
|
Европейский Союз |
22 |
37 |
113 |
200 |
260 |
300 |
|
Северная Америка |
36 |
48 |
127 |
190 |
220 |
230 |
|
Юго-Восточная Азия |
22 |
41 |
149 |
400 |
850 |
1400 |
|
Другие страны |
7 |
12 |
37 |
150 |
400 |
800 |
|
Всего в мире: |
87 |
138 |
426 |
940 |
1730 |
2730 |
Мобильная радиосвязь означает радиосвязь между подвижными объектами (ПО), один из которых или оба движутся либо занимают относительно друг друга случайное положение, при этом один из объектов может являться базовой станцией. Это определение спра ведливо как для радиолиний между подвижными объектами, так и между подвижными объектами и базовой станцией. Термин подвиж ный объект применим к наземным объектам, судам, летательным аппаратам и спутникам связи. Системы мобильной связи могут вклю чать некоторые или все эти типы подвижных оконечных станций.
Системы мобильной радиосвязи разделяют на профессиональ ные (частные) системы подвижной связи, системы персонального вызова, системы беспроводных телефонов и системы сотовой связи общего пользования.
Профессиональные системы подвижной радиосвязи - PMR (Professional Mobile Radio) создаются и развиваются в интересах государственных организаций и учреждений, коммерческих струк тур, скорой помощи, милиции и т. п. Как правило, PMR имеют ради альную или радиально-зоновую структуру сети, обеспечивающие соединение подвижных абонентов с абонентами телефонных сетей общего пользования - ТфОП, называют PAMR (Public Access Mobile Radio). PMR и PMAR могут использовать как симплексные, так и дуплексные каналы радиосвязи.
По способам использования частотного ресурса системы связи разделяются на следующие классы:
системы связи с закрепленными за абонентами каналами связи;
системы связи со свободным доступом к общему частотному ре сурсу;
системы связи с пространственно-разнесенным повторным ис пользованием частот (сотовые системы связи).
PMR и PMAR относятся к первым двум классам систем подвиж ной радиосвязи.
В этих системах подвижной радиосвязи эффективное использова ние выделенного частотного ресурса обеспечивается путем свобод ного доступа абонентов к общему частотному ресурсу. Такие системы PMR еще называются транкинговыми (от англ. trank - магистраль, шина). Под термином «транкинг» понимается метод равного доступа абонентов к общему выделенному пучку каналов, при котором кон кретный канал закрепляется для каждого сеанса связи индивидуаль но в зависимости от распределения нагрузки в системе. Различают транкинговые системы с последовательным (сканирующим) поиском свободного канала связи и с выделенным каналом управления. Сканирующий транкинг характеризуется значительным временем установления канала связи и может быть рекомендован при неболь шом количестве каналов (до 5...8). Наиболее распространенным видом транкинговых систем связи подвижной радиосвязи являются системы с выделенным каналом управления.
В настоящее время находят применение аналоговые PMR и цифровые. Первые характеризуются низкой помехоустойчивостью и постепенно заменяются цифровыми, использующими методы помехоустойчивого кодирования и перемножения, способы по строения цифровых модуляторов и демодуляторов (например адаптивных дельта-кодеков), высококачественные акустические преобразователи и др.
Важнейшей характеристикой системы подвижной радиосвязи яв ляется ее емкость, т.е. максимальное количество обслуживаемых абонентов.
Системы персонального радиовызова (СПРВ) или пейджинга (radio paging) предоставляют услугу радиосвязи, обеспечивающую одностороннюю беспроводную передачу информации в пределах обслуживаемой зоны с отображением данных на дисплее получате ля. СПРВ гармонично сопрягаются с системами радиосвязи и пере дачи данных. Рост числа абонентов мобильной передачи данных представлен в табл. 2.
Таблица 2
|
Число абонентов, млн человек на конец года |
1995 |
1996 |
1997 |
|
Европейский Союз |
0,27 |
0,56 |
1,0 |
|
Северная Америка |
0,93 |
1,26 |
2,0 |
|
Азия (район Тихого океана) |
0,16 |
0,28 |
0,46 |
|
Другие регионы |
0,01 |
0,02 |
0,04 |
|
Всего в мире: |
1,37 |
2,12 |
3,5 |
Считается, что совместное развитие цифровых подвижных систем радиосвязи и сетей передачи данных (особенно на базе Internet-технологий) обеспечат рост рынка пользователей услуг мобильной передачи данных до уровня 25...30 млн абонентов к 2005 г.
По своему назначению СПРВ можно разделить на частные (ве домственные) и общего пользования.
Частные СПРВ обеспечивают передачу сообщений в локальных зонах или на ограниченной территории в интересах отдельных групп пользователей. Как правило, передача сообщений в таких СПРВ осуществляется с пультов управления диспетчерами без взаимодействия с телефонной сетью общего пользования (ТфОП).
Под системами персонального радиовызова общего пользования понимается совокупность технических средств, через которые с помощью ТфОП происходит передача в радиоканале сообщений ограниченного объема.
Основными достоинствами радиопейджинга являются: широкая зона обслуживания в масштабах страны с возможностью межнацио нального взаимодействия; относительно низкие тарифы и арендная плата; простота передачи сообщений и удобство пользования.
Системы беспроводных телефонов были первоначально ори ентированы на резидентное использование, т.е. в условиях офисов и квартир. Позже они стали развиваться как системы общего поль зования, обеспечивающие поддержку услуг общего пользования.
Сети связи с подвижными объектами могут иметь радиальную, радиально-зоновую и сотовую структуры.
Радиальные системы основаны на использовании одной цен тральной наземной радиостанции, имеющей значительный радиус действия (до 50... 100 км). При радиально-зоновой структуре сети область обслуживания делится на зоны, в каждой их которых ис пользуется радиальный принцип передачи сигналов.
Радиальным сетям присущ ряд недостатков, основными из кото рых являются ограниченность зоны обслуживания, нерациональное использование имеющегося частотного ресурса, невозможность существенного увеличения числа обслуживаемых абонентов из-за появления взаимных помех. Для передачи информации в радиаль ных системах выделяется диапазон частот ∆FS. В этом диапазоне организуются каналы с полосой пропускания ∆FC. Тогда число кана лов N в диапазоне ∆FS равно N = ∆FS/∆FC. Это число и будет опре делять количество абонентов, пользующихся радиосвязью.
Для преодоления ограничений на число каналов в условиях огра ниченного частотного ресурса ∆FS была предложена сотовая идеоло гия построения сетей радиосвязи, позволяющая использовать одни и те же частоты в нескольких ячейках (сотах), отстоящих друг от друга на расстояние, зависящее от размеров соты. Ячейки имеют форму шестиугольника и напоминают по форме пчелиные соты. Отсюда и название систем и сетей подвижной радиосвязи - сотовые.
Идея сотовой связи такова (рис. 1). Площадь, подлежащая теле фонизации, покрывается сетью базовых приемопередатчиков -базовых станций (БС). При этом чувствительность и мощность базо вой станции гораздо выше мобильной - подвижной станции (ПС), что позволяет сделать телефоны достаточно компактными и использо вать источники питания ограниченной емкости. При перемещении ПС через границу зоны обслуживания БС (соты) должно обеспечиваться автоматическое (и незаметное для абонента) переключение обслу живания с одной базовой станции на другую. Переключение осущест вляет центр коммутации (ЦК) подвижной сети. Центр коммутации подвижной связи имеет выход на коммутируемую телефонную сеть общего пользования (ТфОП).
Рис. 1. Сотовая система подвижной радиосвязи общего пользования
Сотовая идеология систем подвижной связи начала разрабаты ваться в 1970-е годы прошлого века. Однако внедрение сотовых систем началось только после того, как были найдены способы опре деления текущего местоположения абонентов и обеспечения непре рывности связи при перемещении абонента из одной соты в другую.
Различают аналоговые и цифровые сотовые системы подвижной связи. Известно несколько стандартов аналоговых систем, один из них NMT (Nordic Mobile Telephone System) принят в качестве феде рального стандарта для России. Аналоговые системы уже не удовле творяют современному уровню развития информационных технологий из-за ряда недостатков, главные из которых ограниченная зона действия, низкое качество связи, отсутствие засекречивания передаваемых сообщений и взаимодействия с цифровыми сетями с интеграцией служб и пакетной передачи данных. Пик числа абонен тов аналоговых сетей подвижной радиосвязи приходится на 1994 г.
В 1980-х годах в Европе, Северной Америке и Японии приступи ли к интенсивному изучению принципов построения перспективных цифровых систем и сегодня уже разработаны три стандарта таких систем, один из них (GSM-900), принят в качестве федерального для цифровых сотовых сетей России.
В России развитие сетей подвижной радиосвязи на основе ис пользования передовых технологий ведется путем создания сис тем сухопутной подвижной радиосвязи общего пользования СПР-ОП, определенной «Концепцией развития в России до 2010 г. подвижной радиосвязи общего пользования».
Под системами СПР-ОП понимается совокупность технических средств (радиооборудование, коммутационное оборудование, соединительные линии и сооружения), с помощью которых можно
предоставлять подвижным абонентам связь между собой и абонен тами телефонной сети общего пользования.
Функциональная схема. Как следует из рис. 1, в центре каждой ячейки находится базовая станция (БС), обслуживающая все под вижные станции (ПС) - абонентские или радиотелефонные аппара ты в пределах своей ячейки. При перемещении абонента из одной ячейки в другую происходит передача его обслуживания от одной базовой станции к другой. Все базовые станции, в свою очередь, замыкаются на центр коммутации (ЦК), с которого имеется выход на телефонную сеть общего пользования, в частности, если связь устанавливается в городе, - выход в обычную городскую телефон ную сеть (ГТС).
Отметим некоторые моменты, связанные с упрощенностью из ложенного выше схематического представления.
Прежде всего, в действительности ячейки никогда не бывают строгой геометрической формы. Реальные границы ячеек имеют вид неправильных кривых, зависящих от условий распространения радиоволн, рельефа местности, характера и плотности раститель ности и застройки и других факторов. Более того, границы ячеек вообще не являются четко определенными, так как рубеж передачи обслуживания подвижной станции из одной ячейки в соседнюю может в некоторых пределах смещаться с изменением условий распространения радиоволн и в зависимости от направления дви жения ПС. Точно так же и положение БС лишь приближенно совпа дает с центром ячейки, который к тому же не так просто определить однозначно, если ячейка имеет неправильную форму.
Далее, система сотовой связи может включать более одного центра коммутации, что может быть обусловлено, в частности, эволюцией развития системы или ограниченностью емкости комму татора. Возможна, например, структура системы типа показанной на рис. 2-с несколькими центрами коммутации, один из которых условно можно назвать «головным» или «ведущим».
При перемещении абонента между ячейками одной системы происходит передача обслуживания, а при перемещении на терри торию другой системы - роуминг, т.е. процедура, обеспечивающая поддержание связи при перемещении абонента из зоны обслужива ния одного оператора в зону обслуживания другого оператора.
Рис. 2. Система сотовой связи с двумя центрами коммутации
Базовая станция. Структурная схема базовой станции приве дена на рис. 3. Первая особенность станции, которую следует отметить, - это использование разнесенного приема, для чего станция должна иметь две приемные антенны (на рис. 3 не отраже на). Кроме того, базовая станция может иметь раздельные антенны на передачу и прием. Вторая особенность - наличие нескольких приемников и такого числа передатчиков, позволяющих вести одно временную работу на нескольких каналах с различными частотами.
Одноименные приемники и передатчики имеют общие пере страиваемые опорные генераторы (не показанные на рис. 3), обес печивающие их согласованную перестройку при переходе с одного канала на другой; конкретное число N приемопередатчиков зависит от конструкции и комплектации базовой станции. Для обеспечения одновременной работы N приемников на одну приемную и N пере датчиков на одну передающие антенны между приемной антенной и приемниками устанавливается делитель мощности на N выходов, а между передатчиками и передающей антенной - сумматор мощ ности на N входов.
Блок сопряжения с линией связи осуществляет упаковку инфор мации, передаваемой по линии связи к центру коммутации, и распа ковку принимаемой от него информации. В качестве линии связи базовой станции с центром коммутации обычно используются радио релейные или волоконно-оптические линии, если базовая станция и центр коммутации не располагаются территориально в одном месте.
Контроллер базовой станции, представляющий собой достаточ но мощный и совершенный компьютер, обеспечивает управление работой станции, а также контроль работоспособности всех входя щих в нее блоков и узлов.
Рис. 3. Структурная схема базовой станции
Для обеспечения остаточной степени надежности многие блоки и узлы базовой станции резервируются (дублируются).
Подвижная станция. Структурная схема подвижной станции приведена на рис. 4, где приняты следующие обозначения: Т -телефон; ДСП - дисплей; КЛВ - клавиатура; М - микрофон; ЦАП -цифро-аналоговый преобразователь; ДКР - декодер речи; ДКК -декодер канала; ЭКЛ - эквалайзер; АЦП - аналого-цифровой пре образователь; КР - кодер речи; КК - кодер канала.
Подвижная станция включает в себя следующие блоки: блок управления, приемопередающий блок и антенный блок. Приемо передающий блок в свою очередь включает передатчик, приемник, синтезатор частот и логический блок.
Рис. 4. Структурная схема подвижной станции
Наиболее прост по составу антенный блок: он включает собст венно антенну - в простейшем случае четвертьволновый штырь - и коммутатор прием-передача. Последний для цифровой станции может представлять собой электронный коммутатор, подключаю щий антенну либо на выход передатчика, либо на вход приемника, поскольку подвижная станция цифровой системы никогда не рабо тает на прием и передачу одновременно.
Функционально несложен и блок управления. Он включает мик ротелефонную трубку - микрофон и телефон (динамик), клавиатуру и дисплей. Клавиатура (наборное поле с цифровыми и функцио нальными клавишами) служит для набора номера телефона вызы ваемого абонента, а также команд, определяющих режим работы подвижной станции. Дисплей служит для отображения различной информации, предусматриваемой устройством и режимом работы станции.
Приемопередающий блок значительно сложнее и включает в се бя передатчик, приемник, синтезатор и логический блок.
В состав передатчика входят:
аналого-цифровой преобразователь (АЦП), преобразующий ана логовый речевой сигнал, поступающий с выхода микрофона, в цифровую форму; вся последующая обработка и передача сигнала речи производится в цифровой форме, вплоть до обратного цифро-аналогового преобразования в приемнике;
кодер речи (КР) осуществляет кодирование сигнала речи - пре образование сигнала, имеющего цифровую форму, по определен ным законам с целью сокращения его избыточности и объема информации, передаваемой по радиоканалу;
кодер канала (КК) - добавляет в цифровой сигнал, получаемый с выхода кодера речи, дополнительную информацию, предназна ченную для защиты от ошибок при передаче сигнала по радиоли нии; с той же целью информация подвергается определенной переупаковке (перемножению): кроме того, кодер канала вводит в состав передаваемого сигнала информацию управления, посту пающую от логического блока;
модулятор - осуществляет перенос цифрового сигнала, пред ставляющего случайную последовательность импульсов постоянно го тока (видеоимпульсов), с помощью несущей частоты в диапазон частот мобильной радиосвязи.
Приемник по составу в основном соответствует передатчику, но с обратными функциями входящих в него блоков:
демодулятор - выделяет из модулированного радиосигнала цифровой кодированный видеосигнал (случайную последователь ность импульсов постоянного тока);
декодер канала (ДКК) - выделяет из входного потока управляю щую информацию и направляет ее в логический блок; принятая информация проверяется на наличие ошибок и выявленные ошибки по возможности исправляются; для последующих преобразований принятая информация подвергается обратной переупаковке;
декодер речи (ДКР) - восстанавливает поступающий на него с кодера канала сигнал речи, переводя его в естественную форму со свойственной ему избыточностью, но в цифровом виде;
цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) - преобразует при нятый от декодера речи сигнал в аналоговую форму и подает его на вход динамика (телефона);
эквалайзер (ЭКЛ) - служит для частичной компенсации искаже ний сигнала вследствие многолучевого распространения; по суще ству, он является адаптивным фильтром, настраиваемым по обучающей последовательности символов, входящей в состав передаваемой информации; блок ЭКЛ не является, вообще говоря, функционально необходимым и в некоторых случаях может отсут ствовать.
Напомним, что для сочетания кодера и декодера употребляют названия кодек (например, канальный кодек, речевой кодек).
Помимо вышеназванных блоков, в состав приемопередатчика входят логический блок и синтезатор частот. Логический блок - это, по сути, микрокомпьютер со своей оперативной и постоянной памя тью, осуществляющий управление работой подвижной станции. Синтезатор является источником колебаний несущей частоты, используемой для передачи сигналов по радиоканалу. Наличие гетеродина и преобразователя частоты обусловлено тем, что для передачи и приема используются различные участки спектра (так называемое дуплексное разделение по частоте).
Отметим, что схема (рис. 4) является существенно упрощенной. На ней не показаны усилители, селектирующие цепи, генераторы сигналов синхрочастот и цепи разводки, схемы контроля мощности на передачу и прием и управления ею, схема управления частотой генератора для работы на определенном частотном канале и т. п.
Для обеспечения конфиденциальности передачи информации в некоторых системах возможно использование режима шифрова ния. В этих случаях передатчик и приемник подвижной станции включают соответственно блоки шифрования и дешифровки сооб щений. В подвижной станции, например, системы GSM предусмот рен специальный съемный модуль идентификации абонента (Subscriber Identity Mobile - SIM).
Подвижная станция системы GSM включает в себя детектор речевой активности (Voice Activity Detector), который в интересах экономного расходования энергии источника питания (уменьшения средней мощности излучения), а также снижения уровня помех, неизбежно создаваемых для других станций при работающем пере датчике, включает работу передатчика на излучение только на те интервалы времени, когда абонент говорит. На время паузы в работе передатчика в приемный тракт дополнительно вводится так называемый комфортный шум. В необходимых случаях в подвиж ную станцию могут входить отдельные терминальные устройства, например факсимильный аппарат, включаемый через специальные адаптеры с использованием соответствующих интерфейсов.
Если представить структурную схему аналоговой подвижной стан ции, то она будет проще рассмотренной цифровой за счет отсутствия блоков АЦП/ЦАП и кодека, но сложнее за счет более громоздкого дуплексного антенного переключателя, поскольку аналоговой станции приходится одновременно работать на передачу и прием.
Центр коммутации (ЦК) является мозгом и одновременно дис петчерским пунктом системы сотовой связи, на который замыкаются потоки информации со всех базовых станций и через который осу ществляется выход на другие сети - стационарную телефонную сеть, сети междугородной связи, спутниковой связи, другие сотовые сети. В состав центра коммутации входит несколько процессоров (контроллеров) и он является типичным примером многопроцессор ной системы.
Структурная схема ЦК представлена на рис. 5. Собственно ком мутатор осуществляет переключение потоков информации между соответствующими линиями связи. Он может, в частности, напра вить поток информации от одной базовой станции к другой или от базовой станции к стационарной сети связи, или, наоборот, от стационарной сети связи к нужной базовой станции.
Коммутатор подключается к линиям связи через соответствую щие контроллеры связи, осуществляющие промежуточную обработ ку (упаковку/распаковку, буферное хранение) потока информации. Общее управление работой ЦК и системы в целом производится от центрального контроллера, который имеет мощное математическое
Рис. 5. Структурная схема центра коммутации
обеспечение, включающее перепрограммируемую часть {software). Работа ЦК предполагает активное участие операторов, поэтому в состав ЦК входят соответствующие терминалы, а также средства отображения и регистрации (документирования) информации. В частности, оператором вводятся данные об абонентах и условиях их обслуживания, исходные данные по режимам работы системы, в необходимых случаях оператор выдает требующиеся по ходу работы команды.
Важными элементами системы являются базы данных - домаш ний регистр, гостевой регистр, центр аутентификации, регистр аппа ратуры (последний имеется не во всех системах). Домашний регистр (домашний регистр местоположения - Home Locatio Register - HLR) содержит сведения о всех абонентах, зарегистрированных в данной системе, и о видах услуг, которые могут быть им оказаны (при заклю чении договора на обслуживание для разных абонентов может быть предусмотрено, вообще говоря, оказание различных наборов услуг). Здесь же фиксируется местоположение абонента для организации его вызова и регистрируются фактически оказанные услуги. Гостевой регистр (гостевой регистр местоположения - Visitor Location Register - VLR) содержит примерно такие же сведения об абонентах-гостях (ромерах), т.е. об абонентах, зарегистрированных в другой системе, но пользующихся в настоящее время услугами сотовой связи в дан ной системе. Центр аутентификации (Authentication Center) обеспе чивает процедуры аутентификации абонентов, т.е. подтверждения подлинности (действительности, законности, наличия прав на пользование услугами сотовой связи) абонента системы подвижной связи и шифрования сообщений. Регистр аппаратуры (регистр идентифи кации аппаратуры - Equipment Identity Register; идентификация -процедура отождествления подвижной станции - абонентского ра диотелефонного аппарата, т.е. процедура установления принадлеж ности к одной из групп, обладающих определенными свойствами или признаками), если он существует, содержит сведения об эксплуати руемых подвижных станциях на предмет их исправности и санкцио нированного использования. В частности, в нем могут отмечаться украденные абонентские аппараты, а также аппараты, имеющие технические дефекты, например, являющиеся источниками помех недопустимо высокого уровня.
Как и в базовой станции, в ЦК предусматривается резервирова ние основных элементов аппаратуры, включая источник питания, процессоры и базы данных.
Функции сотовой связи. Помимо обычной двусторонней радио телефонной связи с подвижными абонентами сотовой сети и не подвижными абонентами стационарных телефонных сетей, системы сотовой связи могут предложить абонентам еще целый ряд услуг, в том числе передачу факсимильных сообщений и ком пьютерных данных, переадресацию вызова и автодозвон, автома тическую регистрацию продолжительности телефонных разговоров, голосовую почту и многое другое.
Функции сотовой связи состоят из основных и дополнительных. Первые из них могут существовать сами по себе и они разделяются не два больших класса - функции передачи (bearer services) и теле функции (teleservices). Дополнительные функции (supplementary services) могут предоставляться только одновременно с основными.
Функции передачи включают четыре категории:
1. Асинхронный обмен данными с коммутируемыми телефонны ми сетями общего пользования (ТфОП) со скоростью 300...9600 бит/с.
2. Синхронный обмен данными с коммутируемыми ТфОП, ком мутируемыми сетями передачи данных общего пользования (СпдОП) и цифровыми сетями с интеграцией функций со скоростя ми 300...9600 бит/с.
3. Асинхронный пакетный обмен данными с СпдОП с пакетной коммутацией (доступ через ассемблер/дисассемблер) со скоростя ми 300... 9600 бит/с.
4. Синхронный пакетный обмен данными с СпдОП с пакетной коммутацией со скоростями 2400...9600 бит/с.
Телефункции включают следующие категории:
1. Передача информации речи и тональной сигнализации в по лосе речи.
2. Передача коротких сообщений (буквенно-цифровых сообще ний -до 180 символов - в сторону подвижного абонента).
3. Доступ к системе обработки сообщений (например, передача сообщений от системы персонального радиовызова на подвижную станцию сотовой связи).
4. Передача факсимильных сообщений.
Дополнительные функции включают категории:
1. Идентификация и отображение вызывающего или подключе ние номера и ограничение идентификации и отображения вызы вающего или подключенного номера (вызывающей стороне предоставляется право ограничить возможность идентификации ее номера).
2. Переадресация вызова на другой номер (безусловная переад ресация в случаях, когда абонент занят или не отвечает) и переда ча вызова (переключение установленной линии связи на другого абонента).
3. Ожидание вызова (при занятом терминале абонент получает извещение о поступившем вызове и может ответить на него, отка заться от приема вызова или проигнорировать его поступление) и сохранение вызова (абонент имеет возможность прервать прово димый сеанс связи, ответив на другой вызов, а затем вернуться к продолжению прерванного разговора).
4. Конференц-связь - одновременный разговор трех или более абонентов.
5. Закрытая группа пользователей - эта функция позволяет группе пользователей общаться только между собой; при необхо димости один или более членов группы могут иметь доступ по входу/выходу к абонентам, не входящим в группу.
6. Оперативная информация о стоимости оказываемых или ока занных услуг («совет об оплате»).
7. Запрет на определенные функции, например, на входящие вызовы, на международные вызовы или на исходящие вызовы для ромеров.
8. Предоставление открытой линии связи сеть/пользователь для реализации функций, определяемых оператором.
Методы множественного доступа. Понятие множественно го доступа (английский эквивалент multiple access) связано с орга низацией совместного использования ограниченного участка спектра многими пользователями. Широкое применение нашли три варианта множественного доступа.
Рис. 6. Метод FDMA в координатах «время-частота»
Метод FDMA используется во всех аналоговых системах сотовой связи (системах первого поколения) - это единственный метод, который целесообразно использовать в аналоговых системах, при этом полоса Af составляет 10...30 кГц. Основное слабое место метода FDMA - недостаточно эффективное использование полосы частот. Эта эффективность заметно повышается при переходе к более совершенному методу временного разделения каналов.
2. Множественный доступ с временным разделением каналов связи (английское Time Division Multiple Access - TDMA) достаточно прост по идее, но значительно сложнее в реализации, чем FDMA. Суть метода TDMA заключается в том, что каждый частотный канал разделяется во времени между несколькими пользователями, т.е. частотный канал по очереди предоставляется нескольким пользо вателям на определенный промежуток времени (рис. 7).
Строго говоря, приведенная на рис. 7 схема соответствует не чистому методу TDMA, а сочетанию FDMA с TDMA, поскольку мы рассматриваем здесь случай не одного, а нескольких частотных
каналов, каждый из которых делится во времени между нескольки ми пользователями. Однако именно такая схема находит практиче ское применение в системах сотовой связи, и именно ее обычно называют схемой TDMA.
Рис. 7. Метод TDMA в координатах «время-частота»
Практическая реализация метода TDMA требует преобразования сигналов в цифровую форму и характерного «сжатия» информации в времени. Отметим, что разделение во времени может использо ваться и для реализации прямых и обратных каналов дуплексной связи в одной и той же полосе частот (английское Time Division Duplex - TDD). Такое техническое решение находит применение в беспроводном телефоне. В сотовой связи обычно используется дуплексное разделение по частоте (английское Frequency Division Duplex - FDD), т.е. прямые и обратные каналы занимают разные полосы частот, смещенные одна относительно другой.
Метод TDMA, однако, сам по себе не реализует всех потенци альных возможностей по эффективности использования спектра. Дополнительные резервы открываются при использовании иерар хических структур и адаптивного распределения каналов. Опреде ленные преимущества в этом плане имеет метод множественного доступа с кодовым разделением.
Множественный доступ с кодовым разделением (английское Code Division Multiple Access - CDMA) предоставляет группе поль зователей (от 30 до 50) общую полосу частот шириной не менее 1 МГц (рис. 8).
Основная особенность метода CDMA - это работа в широкой по лосе частот, значительно превышающей полосу сигнала речи, в сочетании с таким кодированием информации каждого из физических каналов, которое позволяет выделять ее из общей широкой полосы, используемой одновременно всеми физическими каналами.
Система связи, реализующая CDMA, является системой с рас ширенным спектром (английское spread spectrum) - спектр инфор мационного сообщения искусственно расширяется посредством модуляции (кодирования) периодической псевдослучайной после довательностью импульсов с достаточно малыми дискретами (анг лийский термин chip - буквально щепка, осколок, фрагмент), частота следования которых для практических систем составляет 1,2288 МГц. Так что при скорости информационной последователь ности 9,6 кбит/с длительности одного бита соответствует 128 дис кретов модулирующей псевдослучайной последовательности (ПСП). Полоса сигнала с расширенным спектром при этом на уров не 3 дБ составляет 1,23 МГц, причем при помощи цифрового фильтра формируется спектр, близкий к прямоугольному.
Для модуляции сигнала используются три вида функций: «корот кая» и «длинная» ПСП и функции Уолша порядков от 0 до 63. Длина короткой ПСП составляет 215 - 1 = 32 767 знаков, длинной ПСП -242 - 1 = 4,4 • 1012 знаков. Длительность дискрета для всех трех модулирующих функций одинакова (для функций Уолша имеется в виду дискрет функций высшего порядка) и соответствует частоте следования дискретов 1,2288 МГц.
В прямом канале [от базовой станции к подвижной (рис. 9)] моду ляция сигнала функциями Уолша (бинарная фазовая манипуляция) используется для различения физических каналов данной базовой станции; модуляция длинной ПСП (бинарная фазовая модуляция) - с целью шифрования сообщений; модуляция короткой ПСП (квадра турная фазовая манипуляция двумя ПСП одинакового периода) - для расширения полосы и различения сигналов разных базовых станций.
Решение последней задачи обеспечивается тем, что все базо вые станции используют одну и ту же пару коротких ПСП, но со сдвигом на 64 дискрета между разными станциями; при этом все
физические каналы одной базовой станции имеют одну и ту же фазу последовательности.
В обратном канале [от подвижной станции к базовой, рис. 10)] мо дуляция сигнала короткой ПСП (квадратурная фазовая манипуляция двумя ПСП одинакового периода) используется для расширения спектра, причем все подвижные станции используют одну и ту же пару ПСП с одинаковым (нулевым) смещением. Модуляция сигнала длинной ПСП (бинарная фазовая манипуляция) помимо шифрования сообщений несет информацию о подвижной станции в виде ее зако дированного индивидуального номера и обеспечивает различение сигналов от разных подвижных станций одной ячейки за счет индиви дуального для каждой станции сдвига последовательности.
Рис. 10. Упрощенная структурная схема обработки сигналов в передающем тракте подвижной станции методом CDMA
Метод CDMA обладает сравнительно высокой помехоустойчиво стью и хорошо работает в условиях многолучевого распространения. Кроме того, он отличается высокой скрытностью, не использует час тотного планирования, допускает «мягкую передачу обслуживания», но все это требует обязательного использования достаточно сложных технических решений: точной регулировки уровня сигналов, применения секторных антенн и обработки «речевой активности», точной синхронизации базовых станций. Последнее может быть реализовано при помощи спутниковой геодезической системы GPS (Global Position ing System - Глобальная система определения местоположения), но в результате такая система сотовой связи оказывается не автономной. Метод CDMA в настоящее время рассматривается как метод доступа для третьего поколения систем сотовой подвижной связи.
Транкинговые системы радиосвязи (TCP) являются развити ем низовой полудуплексной радиосвязи и по рядК признаков могут быть соотнесены с сотовыми системами связи. В отличие от обыч ных систем с постоянно закрепленными частотными каналами в TCP применяется динамическое распределение каналов. Напом ним, что термин «транкинг», принятый в сфере профессиональной радиосвязи, означает метод свободного доступа большого числа абонентов к ограниченному числу каналов. Поскольку в какой-либо момент времени не все абоненты активны, то необходимое число каналов значительно меньше общего числа абонентов. Примерная зависимость числа абонентов TCP от числа радиоканалов приведе на в табл.3.
Таблица 3
|
Число радиока налов |
6 |
11 |
21 |
25 |
|
Общее число абонентов |
320 |
790 |
1760 |
2160 |
В отличие от обычных систем радиосвязи TCP характеризуются следующими признаками: экономное использование выделенного диапазона частот; наличие одной или нескольких базовых радио станций и системы управления; возможность выхода в другие сети, в частности в телефонную сеть общего пользования; увеличение зоны обслуживания путем создания многозоновой сети; передача данных и телеметрической информации; множество сервисных возможностей.
Перечисленные выше признаки характерны и для сотовых сис тем связи. Однако в отличие от последних ТРС в первую очередь ориентированы на задачи, связанные с оперативным управлением.
В сравнении с сотовыми системами к преимуществам TCP, по зволяющим отдать им предпочтение при организации оперативной связи, следует отнести: гибкую систему вызовов - индивидуальный, групповой, вещательный, приоритетный, аварийный и др.; гибкую систему нумерации - от коротких двух- или трехзначных до полных городских номеров; малое время установления соединения - менее секунды против нескольких секунд в сотовых системах; возмож ность работы в группе; наличие (в ряде систем) режима непосред ственной связи между двумя абонентскими радиостанциями без участия базовой; экономичность - по стоимости оборудования и по эксплуатационным расходам TCP в несколько раз экономичнее сотовых систем.
Архитектура транкинговых сетей. Рассмотрим основные эле менты архитектуры TCP на примере типовой однозоновой ТРС с частотным разделением каналов, рис. 11. Назначение элементов схемы очевидно. Рассмотрим структуру основных составляющих схемы.
Рис. 11. Схема однозоновой транкинговой радиосети
Базовая радиостанция, рис. 12, содержит модули приемопере датчиков (ретрансляторов), каждый из которых настроен на одну пару частот - приема и передачи. Таким образом, в отличие от обычной связи между двумя радиостанциями, где в полудуплексном режиме достаточно одной частоты, в транкинговой системе требу ются две частоты (от одной мобильной радиостанции передача ведется на частоте f1, на базовую станцию, а от базовой станции на другую мобильную станцию на частоте f2), а для работы в дуплекс ном режиме - четыре (передача от мобильной станции одного направления ведется на частоте f1 на базовую станцию и на частоте f2 от базовой станции на мобильную станцию, а в обратном направ лении соответственно на частотах f3 и f4. Каждый из приемопере датчиков имеет четырехпроводное низкочастотное (звуковое) окончание для сопряжения с коммутатором. Радиочастотные вхо ды/выходы приемопередатчиков нагружены на устройство объеди нения/разделения каналов.
Рис. 12. Структурная схема базовой радиостанции
Коммутатор осуществляет соединение подвижных абонентов, а также выполняет функции сопряжения сТфОП.
Контроллер (устройство управления). Обеспечивает взаимо действие всех узлов базовой станции. Осуществляет обработку вызовов и управляет процессом установления соединений. Часто контроллер и коммутатор объединяются в одном модуле.
Интерфейс с ТфОП предназначен для сопряжения с телефон ной сетью общего пользования. Обеспечивает электронный стык с окончаниями АТС и согласование протоколов сигнализацией.
Многозоновая ТРС. Многозоновая транкинговая сеть создается с целью увеличения зоны обслуживания. При этом территория обслуживания разбивается на зоны, как правило, шестиугольной формы (соты). На рис. 13 изображена структура трехзоновой сети. Управление сетью осуществляет центральный узел, содержащий центральный коммутатор-контроллер, терминал технического обслуживания и управления, а также интерфейс с ТфОП. Коммутато ры различных зон связаны между собой каналами управления трафика. Для этой цели применяются как физические (выделенные) линии, так и стандартные аналоговые или цифровые системы пере дачи.
Необязательно, чтобы каждая зона имела свой собственный коммутатор. Для зон с малым числом абонентов функции коммута ции могут быть возложены на центральный коммутатор, для чего между ним и базовой радиостанцией организуется необходимое число каналов. В этом случае оборудование строится по модульно му принципу. Могут отдельно существовать приемопередающее оборудование, обычно называемое базовой станцией, и коммута тор, в состав которого входит основной контроллер, наделенный функциями управления всей системой.
Рис. 13. Структура многозоновой транкинговой сети
Непрерывно по специально выделенным каналам осуществля ется обмен сигналами между контроллерами других зон. Вся ин формация о вызовах поступает в главный контроллер, который управляет процессом соединения. Чем удаленней друг от друга абоненты и чем в более разнородных сетях они расположены, тем сложнее функции управления сетью и тем больше обмен управляющими сигналами, необходимыми для установления соединения, его поддержки и его освобождения.
В многозоновых ТРС возникает необходимость отслеживания местоположения радиоабонентов при перемещении из зоны в зону. Процедура отслеживания местоположения абонентов называется роумингом. Специфическая особенность ТРС состоит в необходи мости поддержания группового роуминга для обеспечения возмож ности работы в группе.
В многозоновых ТРС возникает необходимость частотного пла нирования для исключения взаимных помех между радиостанциями соседних зон.
Многоуровневая транкинговая сеть. С целью более гибкого управления трафиком и экономии ресурсов системы могут быть реализованы не просто многозоновые, но также и многоуровневые TCP. Последнее означает, что управление частью трафика возлага ется на контроллеров и коммутаторы подчиненного уровня. Это разгружает ресурсы центрального коммутатора, уменьшает общее число и протяженность речевых каналов, связывающих коммутаторы.
В последнее время в технической литературе появился термин «последняя миля». Им обозначают участок сети связи от телефон ной станции до абонентских оконечных устройств. Другое обозначе ние того же понятия - сеть абонентского доступа. Оба определения берут свое начало от английских выражений («Last Mile» и «Access Network»). Интерес к участку «последней мили» резко возрос в развитых странах в конце прошлого века, когда, с одной стороны, стало ясно, что одни лишь услуги аналоговой телефонии перестали удовлетворять пользователей, а, с другой стороны, прошла модер низация и цифровизация магистральных сетей и коммутационных станций, позволившая удовлетворить потребность в новых услугах. «Последняя миля» стала в тот момент «горлышком бутылки», сдерживающим стремительное развитие услуг связи.
Актуальность развития сетей беспроводного абонентского доступа объясняется несколькими причинами. В частности тем, что традици онная абонентская сеть с использованием медного или волоконно-оптического кабеля представляет собой довольно громоздкое хозяй ство, требующее, как правило, длительного поэтапного внедрения и значительных капитальных затрат, а невысокий процент использо вания каждой абонентской пары не способствует привлечению круп ных инвестиций и быстрой окупаемости кабельных систем. Кроме того, любое расширение сети требует больших инженерных работ на кабельных трассах. В силу этого прокладка и организация проводных линий связи становится весьма сложной проблемой, особенно в старых городах, и требует повышенных капитальных вложений в сельской местности. Следовательно, когда прокладка кабельных линий связи нецелесообразна, а также для мобильного развертыва ния сети доступа, эффективным может оказаться беспроводное подключение абонентов (Wireless Local Loop).
Основная функция системы беспроводного абонентского радио доступа (СБАР) - предоставление конечному пользователю, т.е. абоненту, стандартных услуг телефонной связи. Таким образом, СБАР являются дуплексной системой телефонной связи.
Типовая архитектура СБАР представлена на рис. 14. Она вклю чает в себя следующие основные компоненты: контроллер базовых станций, базовые станции (БС), абонентские терминалы и терминал технического обслуживания и эксплуатации - компьютер со специ альным управляющим приложением. БС связаны с контроллером проводными или беспроводными микроволновыми линиями связи с пропускной способностью, обычно равной л х 2 Мбит/с. Рассмот рим функции каждого компонента СБАР.
Рис. 14. Типовая архитектура системы беспроводного абонентского
радиодоступа
Контроллер базовых станций. Данное устройство предназначе но для концентрации и в ряде случаев коммутации трафика беспро водного радиодоступа, обработки вызовов и обеспечения связи с коммутатором ТфОП, осуществляемой, как правило, по цифровым
каналам с высокой пропускной способностью или по многочислен ным аналоговым двухпроводным линиям, для чего контроллер оснащают соответствующими интерфейсами. Кроме того, он под держивает функции управления системой, реализуемые на базе терминала технического обслуживания и эксплуатации.
Абонентские терминалы. Данные устройства представляют со бой портативные беспроводные телефонные трубки, обеспечиваю щие ограниченную подвижность связи; специальные настольные телефонные аппараты с трансивером и антенной и стационарные блоки на одну или несколько (две, четыре и более) телефонных линий, к которым подключают обычные телефоны, факсы или мо демы.
Структурная схема подвижной станции аналогична ПС системы сотовой связи (см. рис. 4). Аналогично и назначение всех элементов схемы.
Базовая станция (БС). Ее компоненты СБАР осуществляют ра диосвязь со стационарными или ограниченно мобильными абонен тами в пределах своих зон обслуживания, величина которых зависит от используемой в системе радиотехнологии, и обеспечи вают передачу вызовов контроллеру БС. БС состоит из антенно-фидерного тракта, одно или многоканальной приемопередающей аппаратуры, локальной подсистемы управления, коммуникационных интерфейсов и подсистемы питания.
Ориентация на обслуживание стационарных абонентов создает определенную специфику развертывания и применения систем беспроводного абонентского доступа, если сравнивать их с сотовыми системами подвижной связи. Последние должны обеспечить сплошное покрытие обслуживаемой территории, в то время как базовые станции систем радиодоступа можно размещать лишь вблизи мест расположения абонентов (точнее, зданий, где они живут или работают). Наличие информации о количестве потенциальных стационарных абонетов позволяет при установке системы реализовать лишь минимально необходимую абонентскую емкость, которая увеличивается по мере роста числа пользователей. Благодаря этому можно оптимизировать конфигурации БС и системы в целом, а также минимизировать затраты на начальном этапе развития системы. Достоинством систем беспроводного абонентского радиодоступа является и относительно слабое (опять же по сравнению с системами подвижной связи) проявление эффекта замирания сигнала из-за многолучевого распространения радиоволн.
Многие элементы, входящие в состав базовой станции, по функциональному назначению не отличаются от аналогичных элементов подвижной станции сотовой связи, но в целом базовая станция существенно больше и сложнее подвижной, что соответствует ее месту в системе радиосвязи.
Структурная схема БС аналогична схеме БС сотовой связи (рис. 3) и поэтому особого описания не требуется.
В системах радиодоступа широко используются самые различные технологии организации множественного доступа, в частности:
FDMA (Frequency Division Multiple Access) - множественный доступ с частотным разделением, при этом выделенный для определенной системы спектр делится на полосы частот, в которых осуществляется передача канальной информации от разных абонентов;
TDMA (Time Division Multiple Access) - множественный доступ с временным разделением, при этом выделенная полоса частот предоставляется для передачи канальной информации на опреде ленный короткий промежуток времени, в следующий промежуток времени осуществляется передача информации от другого абонента;
CDMA (Code Division Multiple Access) - множественный доступ с кодовым разделением, сообщения от абонентов шифруются и передаются одновременно, этот способ имеет определенные достоинства (например, скрытность информации), но при этом для передачи требуется довольно широкая полоса частот, что может быть недостатком при ограниченности частотного ресурса.
Технология СТ-2 использует метод FDMA, совмещенный с вре менным дуплексным разделением режимов передачи и приема TDD (Time Division Duplex - дуплексный канал с временным разделени ем), при котором в одном временном интервале осуществляется передача сообщения от абонента, а в следующий момент - прием сообщения от базовой станции. Таким образом, используется толь ко одна несущая частота для передачи и приема.
Рассмотрим построение системы абонентского радиодоступа на примере системы TANGARA Wireless (TW) (рис. 15), представляющей собой цифровую радиосистему для абонентского доступа, построен ную по методу FDMA/TDD и работающую в диапазоне частот 864...868 МГц. Структурная схема TW представлена на рис. 15.
Контроллер базовых станций (КБС), управляющий базовыми станциями (БС) и абонентскими терминалами (AT), устанавливается обычно в помещениях АТС и подключается к ТфОП через различные типы интерфейсов - по двухпроводным аналоговым линиям или по трактам потоков 2 Мбит/с (поток Е1). КБС обеспечивает возможности централизованного сетевого управления. Один кон троллер обслуживает до 512 абонентов при подключении к АТС по двухпроводному аналоговому интерфейсу или до 960 абонентов при подключении по цифровым трактам Е1. Для увеличения общей емкости системы радиодоступа несколько контроллеров могут объединяться общей системой управления. К КБС могут быть под ключены до 30 шестиканальных базовых радиостанций, до 96 двухканальных, 48 четырехканальных или их любые комбинации.
Рис. 15. Структура системы TANGARA Wireless
Базовая станция (БС) обладает модульной структурой и под держивает от 2 до 6 радиоканалов. В зависимости от нагрузки в сети и допустимой вероятности отказов каждая БС обслуживает от 6 (выделенные каналы постоянного соединения) до 80 абонентов. Рекомендуемое число - 40 абонентов на одну БС. С целью увели чения числа обслуживаемых абонентов и увеличения зоны радио покрытия несколько БС могут объединяться и создавать много секторную ВС. Соединение между КБС и БС осуществляется по медным парам (по трем парам с диаметром жилы 0,9 мм на рас стояния до 11 км) без применения дополнительного каналообра-зующего или линейного оборудования. При необходимости
соединение может быть осуществлено через радиорелейные линии, спутниковые системы или цифровые транспортные сети.
Абонентский терминал (AT) представляет собой блок малых размеров, спроектированный специально для легкого настенного монтажа в помещениях абонента или в общественных телефонах-автоматах. К нему может присоединяться компактная направленная или штыревая антенна. В зависимости от типов антенн и усилите лей допустимое удаление AT от БС составляет 5... 12 км в условиях прямой видимости.
Интерфейс AT с телефонным аппаратом аналогичен интерфейсу телефонной станции. К AT могут подключаться телефонные аппа раты любых конструкций, автоответчики, факсимильные аппараты, модемы и т. д.
Мобильные абоненты могут работать в пределах одной БС, а также после перерегистрации в зоне действия других базовых станций того же контроллера базовой станции.
Управление. Система централизованного сетевого управления обеспечивает контроль всего вышеперечисленного оборудования. Она допускает дистанционное конфигурирование всей сети с цен трального пункта, мониторинг ошибок в каналах связи, загрузку программного обеспечения.
В зависимости от плотности распределения абонентов в системе TW предусмотрены различные конфигурации: для районов с высо кой плотностью (в пригородах и городах) и низкой (в сельской мест ности) плотностью абонентов.
Система TW позволяет рентабельно прорабатывать несколько сценариев. Особенно хорошо система подходит для жилых районов со средней плотностью проживания в пригородных или сельских районах. При определенных условиях технология позволяет обес печить рентабельность телефонизации и малонаселенных облас тей сельской местности. Основная часть себестоимости ложится на абонентские терминалы (35...55 %), которые могут закупаться не сразу, а по мере необходимости. Затраты на установку и организа цию связи между БС и КБС (передача) невелики по сравнению с другими системами абонентского радиодоступа. Себестоимость «базового» оборудования сети радиодоступа, составляющая так называемые начальные затраты, оценивается в 15...35 % в зависи мости от числа абонентов. Затраты на установку оборудования составляют 7...20 % и определяются топологией телефонных сетей. Затраты на проектные работы - 8... 15 %.
При использовании СБАР нет необходимости в прокладке дорого стоящих кабелей и в больших объемах инженерно-строительных работ - системы вводятся в считанные месяцы. Гибкая технология СБАР позволяет обеспечивать потребности в услугах связи в самых разных условиях - от густонаселенных районов городов с историче ски ценной застройкой, быстро растущих пригородов и дачных посел ков, районов с коттеджной застройкой, малых городов до малонаселенной сельской местности без развитой инфраструктуры электросвязи.
Стоимость СБАРТ использующей радиоканалы на абонентских ли ниях, не зависит от длины линии, типа и состояния грунта, наличия водных поверхностей и заболоченных участков в пределах зоны обслуживания. Абонентский радиодоступ может быть эффективен в районах со сложным географическим рельефом, в гористой местно сти, в районах с сильно изрезанной береговой линией, изобилующих заливами, островами и полуостровами. С помощью радиоканалов можно телефонизировать морские суда каботажного плавания.
Беспроводный абонентский шлейф позволяет чутко реагировать на колебания спроса на услуги связи и изменение сетевого трафика благодаря возможности модульного наращивания оборудования и его перераспределения. Путем увеличения мощности передающе го оборудования и управляющего процессора СБАР, сравнительно легко преобразуется в сеть подвижной связи, как с малой, так и с большой степенью подвижности абонентов, в то время как операто ру проводной сети необходимо создавать сеть связи заново.
По сравнению с обычной кабельной сетью беспроводная теле фонная система имеет следующие преимущества:
более высокие темпы ввода в эксплуатацию и меньшая трудоем кость работ;
в 1,5...2 раза меньшие капитальные затраты и малый срок их окупаемости (3...4 года);
простота и гибкость при расширении сети, достаточно несложная трансформация в сеть мобильной связи;
число отказов СБАР составляет не более 6...10 % от числа отка зов кабельной телефонной сети;
в несколько раз более низкая стоимость десятилетнего жизнен ного цикла.
Применение в системах беспроводной телефонной связи специ альных способов организации радиодоступа, цифровой технологии и соответствующих методов кодирования позволяет обеспечить высокую пропускную способность и перекрытие зон обслуживания, повысить качество работы каналов связи, эффективность исполь зования радиочастотного спектра.
Опыт эксплуатации СБАР одной из фирм показал, что на пятый год эксплуатации доход от инвестиций в беспроводную CDMA-технологию в расчете на одного абонента в 5 раз больше, чем от кабельной сети при том же уровне инвестиций. Кроме того, расчеты показали, что на обслуживание абонентской сети большого города (например, 5...6 млн абонентов) при проводной технологии в течение 10 лет потребуется 1,2 млрд долл., в то время как при использовании CDMA-технологии эти затраты могут быть снижены до 667 млн долл.
К позитивным моментам следует отнести и тот факт, что при раз вертывании СБАР нет необходимости в закладке избыточного количества оборудования на начальном этапе организации сети, как это делается при строительстве проводных сетей (при прокладке кабеля его емкость, как правило, превышает первоначально плани руемую на 20...40 %). Любые ошибки в расчетах пучков каналов и резкие изменения спроса могут быть легко скорректированы благодаря модульной структуре основного оборудования
Как показывает опыт, в целом внедрение СБАР требует меньших капитальных затрат, чем прокладка проводных линий (рис. 16).
Рис. 16. Распределение капитальных затрат для разных систем абонентского доступа по годам
Большая часть капитальных затрат местной проводной сети при ходится на сетевое и коммутационное оборудование.
В СБАР стоимость абонентских комплектов составляет примерно половину общих затрат на систему. В результате растущие со временем потребности в радиотелефонах позволяют снижать в расчете на одного абонента капитальные затраты на создание СБАР.
Стоимость местной сети, построенной на основе медного кабе ля, изменяется в довольно широких пределах и зависит от абонент ской плотности и расстояния до местной АТС (рис. 17). Из графика видно, что на расстоянии от 0,5 до 4 км более выгодна кабельная разводка, а на больших расстояниях эффективнее беспроводный доступ.
Привлекательность беспроводных сетей подтверждается также значительной экономией средств, предназначенных для их обслу живания и ремонта.
Рис. 17. Зависимость затрат на одного абонента от расстояния при разных системах доступа
Наряду с простотой технического обслуживания СБАР обладают более высокой по сравнению с кабельными сетями, надежностью, а, следовательно, и меньшим количеством неисправностей. По данным МСЭ, за год на индийских сетях было зарегистрировано 218 неис правностей на 100 абонентских линий, т.е. два отказа на одного абонента в год. В экспериментальной системе CDMA, эксплуатируе мой в тех же условиях, было отмечено 13,4 неисправности на 100 линий абонентского радиодоступа в год, т.е. всего 6 % от общего количества неисправностей в проводной системе.
Такая высокая надежность объясняется, в частности, тем, что оборудование СБАР больше, чем линейные сооружения, защищено от воздействия окружающей среды и вмешательства человека. По этой же причине более просто и быстро устраняются повреждения.
1. Дайте определение мобильной (подвижной) радиосвязи, ее назна чение, достоинства, недостатки и область применения.
2. Классификация систем подвижной радиосвязи.
3. Что такое сотовая связь? Ее назначение и состав сетей сотовой радиосвязи (ССР). Основные функции ССР.
4. Назначение и состав базовой станции ССР.
5. Назначение и состав подвижной станции ССР.
6. Назначение и состав центра коммутации подвижной станции ССР.
7. Множественный доступ, назначение и классификация систем множественного доступа.
8. Транкинговые системы радиосвязи. Состав однозоновой транкин-говой радиосети.
9. Назначение систем беспроводного абонентского радиодоступа (СБАР). Классификация технологий СБАР.
10. Архитектура СБАР. Назначение элементов.
СОДЕРЖАНИЕ
|
[1] Введение [1.1] Лекция 1 [2] Основные понятия и определения [2.0.1] Основные понятия и определения. Классификация систем электросвязи [2.0.2] Вопросы и задачи для самоконтроля [2.1] Лекция 2 [3] Первичные сигналы электросвязи [3.0.1] Первичные сигналы электросвязи и их физические характеристики [3.0.2] Сигналы передачи данных и телеграфии [3.0.3] Вопросы и задачи для самоконтроля [3.1] Лекция 3 [4] Каналы передачи [4.0.1] Каналы передачи, их классификация и основные характеристики [4.0.2] Типовые каналы передачи [4.0.3] Вопросы и задачи для самоконтроля [4.1] Лекция 4 [5] Двусторонние каналы [5.0.1] Построение двусторонних каналов [5.0.2] Развязывающие устройства, требования к ним и классификация [5.0.3] Анализ резисторной дифференциальной системы [5.1] Лекция 5 [6] Трансформаторная дифференциальная система [6.0.1] Анализ трансформаторной дифференциальной системы [6.0.2] Определение условия непропускания ТДС от полюсов 4-4 к полюсам 2-2 [6.0.3] Определение входных сопротивлений ТДС [6.0.4] Определение затуханий уравновешенной ТДС в направлениях передачи [6.0.5] Анализ неуравновешенной трансформаторной дифференциальной системы [6.0.6] Сравнение трансформаторной и резисторной дифференциальных систем [6.1] Лекция 6 [7] Двусторонний канал как замкнутая система [7.0.1] Устойчивость двусторонних каналов [7.0.2] Устойчивость телефонного канала [7.0.3] Искажения от обратной связи [7.0.4] Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 4-6
[8] [9] Общие принципы построения многоканальных систем передачи [9.0.1] Обобщенная структурная схема многоканальной системы передачи [9.0.2] Методы разделения канальных сигналов [9.0.3] Взаимные помехи между каналами [9.0.4] Вопросы и задачи для самоконтроля [9.1] Лекция 8 [10] Принципы формирования канальных сигналов в системе передачи с частотным разделением каналов [10.0.1] Формирование канальных сигналов [10.0.2] Способы передачи амплитудно-модулированных сигналов [10.0.3] Квадратурные искажения при передаче амплитудно-модулированных сигналов [10.1] Лекция 9 [10.1.1] Методы формирования одной боковой полосы. Искажения в каналах и трактах СП с ЧРК [10.1.2] Фильтровой метод формирования ОБП [10.1.3] Многократное преобразование частоты [10.1.4] Фазоразностный метод формирования ОБП [10.1.5] Искажения в каналах и трактах систем передачи с частотным разделением каналов [10.1.6] Вопросы, задачи и упражнения для самоконтроля к лекциям 8и9 [10.2] Лекция 10 [11] Принципы построения и особенности работы систем передачи с временным разделением каналов [11.0.1] Структурная схема системы передачи с временным разделением каналов [11.0.2] Формирование канальных сигналов в системах передачи с временным разделением каналов [11.0.3] Формирование канальных сигналов с помощью амплитудно-импульсной модуляции. [11.0.4] Формирование канальных сигналов с помощью широтно-импульсной модуляции. [11.0.5] Формирование канальных сигналов на основе фазоимпульсной модуляции. [11.0.6] Выбор вида импульсной модуляции для построения систем передачи с временным разделением каналов [11.1] Помехоустойчивость амплитудно-импульсной модуляции. [11.1.1] Выбор вида импульсной модуляции для построения систем передачи с временным разделением каналов [11.1.2] Помехоустойчивость амплитудно-импульсной модуляции. [11.1.3] Переходные влияния между каналами систем передачи с временным разделением каналов [11.1.4] Оценка переходных помех 1-го рода. [11.1.5] Оценка переходных помех 2-го рода. [11.1.6] Обобщенная структурная схема системы передачи с временным разделением каналов на основе фазоимпульсной модуляции [11.1.7] Вопросы, задачи и упражнения для самоконтроля [11.2] Лекция 11 [12] Общие принципы формирования и передачи сигналов в цифровых системах передачи [12.0.1] Постановка задачи [12.0.2] Квантование сигналов по уровню [12.0.3] Оценка шумов квантования [12.0.4] Оценка шумов при равномерном квантовании. [12.0.5] Гармонический сигнал. [12.0.6] Речевой сигнал. [12.0.7] Речевой сигнал, поступающий от разных источников. [12.0.8] Многоканальный групповой телефонный сигнал. [12.0.9] Телевизионный сигнал. [12.0.10] Оценка шумов квантования при неравномерном квантовании. [12.0.11] Кодирование квантованных сигналов [12.0.12] Обобщенная структурная схема цифровой системы передачи [12.0.13] Виды синхронизации в цифровых системах передачи [12.0.14] Принципы регенерации цифровых сигналов [12.0.15] Линейное кодирование в ЦСП [12.1] Лекция 12 [13] Разностные методы кодирования. [13.0.1] Иерархия цифровых систем передачи [13.0.2] Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция [13.0.3] Дифференциальная импульсно-кодовая модуляция как система с линейным предсказанием. [13.0.4] Дельта-модуляция [13.0.5] Иерархия цифровых систем передачи на основе импульсно-кодовой модуляции [13.0.6] Объединение цифровых потоков в плезиохронной цифровой иерархии [13.0.7] Объединение цифровых потоков в синхронной цифровой иерархии [13.0.8] Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 11 и 12 [13.1] Лекция 13 [14] Общие принципы построения волоконно-оптических систем передачи [14.0.1] Краткий исторический очерк [14.0.2] Обобщенная структурная схема волоконно-оптической системы передачи [14.0.3] Классификация волоконно-оптических систем передачи. Способы организации двусторонней связи на основе волоконно-оптических систем передачи. Способы уплотнения оптических кабелей [14.1] Лекция 14 [15] Основные узлы оптических систем передачи. Оптический линейный тракт [15.0.1] Оптические передатчики [15.0.2] Требования к источникам оптического излучения: их параметры и характеристики [15.0.3] Оптические приемники [15.0.4] Лавинные фотодиоды (ЛФД). [15.0.5] Шумы приемников оптического излучения. [15.0.6] Модуляторы оптической несущей [15.0.7] Виды модуляции оптической несущей. [15.0.8] Обобщенная структурная схема оптического линейного тракта [15.0.9] Оптические усилители [15.0.10] 1. Усилители Фабри - Перо. [15.0.11] 2. Усилители на волокне, использующие бриллюэновское расстояние. [15.0.12] 3. Усилители на волокне, использующие рамановское рас стояние, [15.0.13] 4. Полупроводниковые лазерные усилители (ППЛУ) [15.0.14] 5. Усилители на примесном волокне [15.0.15] Вопросы и задачи для самоконтроля к лекциям 13 и 14 [15.1] Лекция 15 [16] Общие принципы и особенности построения систем радиосвязи [16.0.1] Основные понятия и определения. Классификация диапазонов радиочастот и радиоволн. Структура радиосистем передачи. [16.0.2] Общие принципы организации радиосвязи. Классификация радиосистем передачи [16.0.3] Особенности распространения радиоволн метрового -миллиметрового диапазонов [16.0.4] Антенно-фидерные устройства [16.1] Лекция 16 [17] Построение радиорелейных и спутниковых линий передачи [17.0.1] Основные понятия и определения. Классификация радиорелейных линий передачи. Принципы многоствольной передачи [17.0.2] Виды модуляции, применяемые в радиорелейных и спутниковых системах передачи [17.0.3] Вопросы для самоконтроля [17.1] Лекция 17 [18] Особенности построения оборудования радиорелейных и спутниковых систем передачи [18.0.1] Принципы построения оборудования радиорелейных линий передачи прямой видимости [18.0.2] Особенности построения тропосферных радиорелейных линий [18.0.3] Передача сигналов телевизионного вещания по радиорелейным линиям [18.0.4] Спутниковые системы передачи [18.0.5] Много станционный доступ с разделением сигналов по форме. [18.0.6] Принципы построения систем спутникового телевещания - СТВ [18.0.7] Вопросы для самоконтроля [18.1] Лекция 18 [19] Общие принципы построения телекоммуникационных сетей [19.0.1] Основные понятия и определения [19.0.2] Назначение и состав сетей электросвязи [19.0.3] Методы коммутации в сетях электросвязи [19.0.4] Структура сетей электросвязи [19.0.5] Принципы построения взаимоувязанной сети связи Российской Федерации [19.0.6] Многоуровневый подход. Протоколы, интерфейс, стек протоколов [19.0.7] Элементы теории телетрафика [19.0.8] Вопросы для самоконтроля [19.1] Лекция 19 [19.2] Особенности построения вторичных телекоммуникационных сетей [19.2.1] Состав и назначение сетей телефонной связи [19.2.2] Структура вторичных цифровых сетей общего пользования. [19.2.3] Состав и назначение телеграфных сетей [19.2.4] Сети передачи данных [19.2.5] Информационно-вычислительные сети. Сети ЭВМ [19.2.6] Телематические службы [19.2.7] Цифровые сети интегрального обслуживания [19.2.8] Вопросы для самоконтроля [19.3] Лекция 20 [20] Принципы построения сетей и систем радиосвязи [20.0.1] Основные понятия и определения [20.0.2] Основы построения систем сотовой связи [20.0.3] Основы транкинговых систем радиосвязи [20.0.4] Основы построения систем беспроводного абонентского радиодоступа [20.0.5] Технико-экономические аспекты системы беспроводного абонентского радиодоступа [20.0.6] Вопросы для самоконтроля, |
Список литературы, использованной при подготовке учебника
1. Гитлиц М.В., Лев А.Ю. Теоретические основы многоканальной связи: Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1985. - 248 с.
2. Дурнев В.Г., Зеневич А.Ф., Круг Б.И. и др. Электросвязь: Введение в специальность. - М.: Радио и связь, 1988. - 240 с.
3. Цифровые и аналоговые системы передачи. Учеб. для вузов / В.И. Ива нов, В.Н. Гордиенко, Г.Н. Попов и др.- М.: Радио и связь, 1995.
4. Многоканальные системы передачи: Учеб. для вузов / Н.Н. Баева, В.Н. Гордиенко, С.А. Курицын и др.; под ред. Н.Н. Баевой и В.Н. Гордиенко. - М.: Радио и связь, 1997.
5. Телекоммуникационные системы и сети. Учеб. пособие Т. 1 / Б.И. Крук, В.Н. Попантонопуло, В. П. Шувалов - Изд. 2-е, испр. и доп. - Новосибирск: Сиб! Предприятие «Наука» РАН, 1998.
6. Телекоммуникационные системы и сети. Т. 2: Учеб. Пособие /Т.П. Кату-нин, Г.В. Мамчев, В.Н. Попантонопуло, В.П. Шувалов - Новосибирск: ЦЭРИС 2000. - 624 с.
7. Слепов Н.Н. Синхронные цифровые сети. - М.: Эко-Трендз. 1997.
8. Оптические системы передачи: Учеб. для вузов / Б.В. Скворцов, В.И. Иванов, В.В. Крухмалев и др.; Под ред. В.И. Иванова. - М.: Радио и связь 1994-224 с.
9. Системы радиосвязи / Под ред. Н.И. Калашникова. - М.: Радио и связь 1988.-352 с.
10. Радиорелейные и спутниковые системы передачи / Под ред. А.С. Неми-ровского. - М.: Радио и связь, 1986. - 392 с.
11. Громаков Ю.А. Стандарты и системы подвижной радисвязи - МЦНТИ 1996
- 242 с.
12. Ли У. Техника подвижных систем связи. Пер. с англ. - М. Радио и связь 1985
- 392 с.
13. Сподобаев Ю.М., Кубанов В.П. Основы электромагнитной экологии. - М.: Радио и связь, 2000. - 240 с.
14. Лихтциндер Б.Я., Кузякин М.А., Росляков А.В., Фомичев СМ. Интеллектуальные сети связи. - М.: Эко-трендз, 2000.
15. Росляков А.В. Цифровая сеть с интеграцией служб ISDN: Учебное пособие.
- Самара, ПГАТИ, 1999. - 120 с.
Адрес издательства в Интернет www.techbook.ru e-mail: radios_hl@mtu-net.ru
Учебное издание
Крухмалев Владимир Васильевич,
Гордиенко Владимир Николаевич,
Моченов Анатолий Дмитриевич,
Иванов Вячеслав Ильич,
Бурдин Владимир Александрович,
Крыжановский Анатолий Владиславович,
Марыкова Любовь Анатольевна
ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ СИСТЕМ И СЕТЕЙ
Учебник
Компьютерная верстка И. Н. Алексеевой, А. Н. Гуржия
Корректор О. В. Сергеева Обложка художника В. Г. Ситникова
ЛР №071825 от 16.03.99 г.
Подписано в печать 15.03.04. Формат 60X90/16.
Бумага офсетная №1. Гарнитура Arial. Печать офсетная.
Усл.-печ. л. 31,75. Уч.-изд. л. 31,25. Тираж 3000 экз. Изд. № 202.
Отпечатано с готовых диапозитивов в ООО ПФ «Полиграфист», 160001, г. Вологда, ул. Челюскинцев, 3.