Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Некоммерческое
акционерное общество
СПУТНИКОВЫЕ И РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Конспект лекций
для студентов всех форм обучения специальности
5В071900 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации
Алматы 2013
Составители: Т.А.Абишева. Спутниковые и радиорелейные
системы передачи. Конспект лекций (для студентов всех форм
обучения специальности 5В071900 – Радиотехника, электроника и
телекоммуникации). – Алматы: АУЭС, 2013. - 71 с.
Конспект лекций, содержащий общие сведения о принципах, способах построения спутниковых и радиорелейных систем передачи, рассмотрены их виды, характеристики и структурные схемы, представлен список используемой литературы.
Конспект лекций предназначен для студентов всех форм обучения специальности 5В071900 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации.
Ил. 45, табл.6, библиогр. 5 назв.
Рецензент: доцент АУЭС – Куликов А.А.
Печатается по плану издания НАО «Алматинского университета энергетики и связи» на 2012 год.
© НАО «Алматинский университет энергетики и связи», 2013 г.
Содержание
|
1 Лекция |
5 |
|
1.1 Основные понятия и определения |
5 |
|
1.2 Классификация радиорелейных линий связи |
6 |
|
1.3 Классификация систем спутниковой связи |
7 |
|
1.4 Планы распределения частот |
8 |
|
2 Лекция |
9 |
|
2.1 Рекомендации МСЭ-Р на качественные показатели РРЛ |
10 |
|
2.2 Параметры сигнала, передаваемого по ТФ стволу аналоговой РРЛ с ЧМ |
13 |
|
2.3 Многоствольные радиорелейный линии. Стволы РРЛ |
17 |
|
3 Лекция |
17 |
|
3.1 Принципы радиорелейной связи |
17 |
|
3.2 Типы станций |
18 |
|
3.3 Радиорелейный пролет и радиорелейный участок |
19 |
|
3.4 Организация телефонного ствола |
20 |
|
3.5 Организация телевизионного ствола |
21 |
|
4 Лекция |
22 |
|
4.1 Методы кодирования |
22 |
|
4.2 Методы модуляции в ЦРРСП |
24 |
|
4.2.1 Двухпозиционные методы модуляции |
24 |
|
4.2.2 Фазовая модуляция |
24 |
|
4.2.3 Частотная манипуляция |
26 |
|
4.3 Многопозиционные методы модуляции |
28 |
|
4.3.1 Четырехпозиционная ОФМ |
28 |
|
5 Лекция |
31 |
|
5.1 Методы демодуляции в ЦРРС |
31 |
|
5.2 Когерентный приемник сигналов ОФМ |
33 |
|
5.3 Некогерентный прием сигналов ОФМ |
34 |
|
5.4 Приемник сигналов ЧМ |
36 |
|
6 Лекция |
37 |
|
6.1 Промежуточные РРС аналоговых РРЛ |
37 |
|
6.2 Радиорелейные станции внутризоновых и местных РРЛ |
38 |
|
6.3 Схема супергетеродинных радиоприемников |
40 |
|
6.4 Основные технические параметры радиоприемника |
40 |
|
7 Лекция |
45 |
|
7.1 Малошумящие усилители |
45 |
|
7.2 Преобразователи частоты радиоприемников |
46 |
|
7.3 Усилители промежуточной частоты |
47 |
|
7.4 Частотные демодуляторы |
48 |
|
8 Лекция |
48 |
|
8.1 Параметры антенн |
48 |
|
8.2 Основные типы антенн |
54 |
|
8.3 Схема антенно-фидерного тракта |
54 |
|
9 Лекция |
56 |
|
9.1 Структурная схема цифрового ствола |
56 |
|
9.2 Аналого-цифровой ствол |
58 |
|
9.3 Цифровой ствол на аналоговой РРЛ |
59 |
|
10 Лекция |
60 |
|
10.1 Классификация и общая характеристика ЦРРС |
60 |
|
10.2 Система электропитания |
63 |
|
11 Лекция |
65 |
|
11.1 Принципы построения и особенности ССС |
65 |
|
11.2 Виды орбит |
65 |
|
11.3 Эффект Доплера |
70 |
|
12 Лекция |
72 |
|
12.1 Многостанционный доступ |
72 |
|
12.2 Космические станции |
75 |
|
12.3 Земные станции |
77 |
|
Список литературы |
79 |
1 Лекция
Цель: изучить основные понятия и определения, классификацию систем радиосвязи, планы распределения частот.
1.1 Основные понятия и определения
Электросвязь, осуществляемую посредством радиосигналов, называют радиосвязью. Беспроводная связь является главным преимуществом систем радиосвязи. Радиосвязь организует между передающей ПСт и приемной ПрСт радиостанциями.
Рисунок 1.1- Схема РРЛ
Радиорелейные системы связи характеризуются: рабочим диапазоном частот, скоростью передачи информации, излучаемой мощностью, диаграммой направленности антенн, влиянием среды распространения.
Между передающей и приемной антеннами распространяются радиоволны. Радиопередатчиком (РП) называют устройство для формирования радиочастотного сигнала, подлежащего излучению. Входной групповой (многоканальный) сигнал модулирует несущую радиопередатчика. На выходе РП образуется радиочастотный сигнал, который поступает в передающую антенну. Передающей (приемной) антенной называют устройство, предназначенное для излучения (приема) радиоволн. Радиоприемником называют устройство, предназначенное для выделения переданного сигнала из принятого радиочастотного сигнала. Выделенный сигнал подается на устройство, которое разделяет его на первичные электрические сигналы так, что каждый из этих сигналов поступает к своему получателю. Объединение и разделение первичных электрических сигналов может происходить на основе частотного разделения каналов (ЧРК), или временного разделения каналов (ВРК). Аппаратура, предназначенная для формирования многоканального сигнала на передаче и разделения его на приеме, получила название аппаратуры системы передачи (АСП) с ЧРК или с ВРК.
Полосу частот, которой присвоено условное наименование, называют диапазоном частот. Для радиорелейной связи и спутниковой радиосвязи используют дециметровые (100..10 см, 300..3000 МГц- Ультравысокие частоты (УВЧ)), сантиметровые (10..1 см, 3..30 ГГц- Сверхвысокие частоты (СВЧ)), миллиметровые (10..1 мм, 30..300 ГГц - крайне высокие частоты (КВЧ)) радиоволны.
Совокупность технических средств и среды распространения радиоволн для обеспечения радиорелейной связи образует радиорелейную линию связи. Используемые в ней радиоволны имеют два механизма распространения: один - за счет земной радиоволны, второй - за счет тропосферной.
Земной называют радиоволну, распространяющуюся вблизи земной поверхности. Земные радиоволны короче 100 см хорошо распространяются, как правило, только в пределах прямой видимости. Поэтому радиорелейную линию связи на большие расстояния строят в виде цепочки приемо-передающих радиорелейных станций (РРС), в которой соседние РРС (ретрансляторы) размещают на расстоянии, обеспечивающем радиосвязь прямой видимости, и называют ее радиорелейной линией прямой видимости (РРЛ).
Тропосферная радиоволна распространяется между точками земной поверхности по траектории, лежащей целиком в тропосфере. Энергия тропосферной радиоволны короче 100 см рассеивается на неоднородностях тропосферы. При этом часть передаваемой энергии попадает на приемную антенну РРС, расположенной за пределами прямой видимости на расстоянии 250...350 км. Цепочка таких РРС образует тропосферную радиорелейную линию (ТРЛ) . На любой РРС устанавливают антенны, приемно-передающую аппаратуру и вспомогательные устройства (аппаратуру телеобслуживания, служебной связи, гарантированного электропитания и др.). Комплекс аппаратуры, обеспечивающий нормальную работу РРЛ (или ТРЛ), называют радиорелейной системой. Для РРЛ и ТРЛ разработан ряд типовых радиорелейных систем, например КУРС, "Горизонт-M" и др. В зависимости от метода модуляции, используемого в радиорелейной системе, принято различать аналоговые радиорелейные системы с ЧМ (АРРС), цифровые радиорелейные системы (ЦРРС) и др.
Спутниковая радиосвязь - это связь через ретранслятор, установленный на искусственном спутнике Земли (ИСЗ). Спутниковую линию связи (СЛС) образуют две станции, расположенные на Земле, и станция на ИСЗ. Первые получили название земных станций (ЗС), вторая - космической (КС). В отличие от ЗС радиостанции РРЛ и ТРЛ называют наземными. Спутниковая линия связи состоит из двух участков: Земля - ИСЗ и ИСЗ - Земля.
1.2 Классификация радиорелейных линий связи
Системы радиосвязи классифицируют по ряду наиболее существенных признаков (см.рисунок 1.3).
В зависимости от первичной сети, к которой они принадлежат, различают магистральные, внутризоновые и местные РРЛ (или ТРЛ).
В зависимости от способа, принятого для формирования группового сигнала, различают аналоговые и цифровые РРЛ (или ТРЛ). В свою очередь аналоговые радиорелейные линии связи классифицируют в зависимости от способа, принятого для объединения (разделения) первичных электрических сигналов и метода модуляции несущей: РРЛ (или ТРЛ) с ЧРК и ЧМ и РРЛ с ФИМ-АМ; в зависимости от числа N организуемых каналов ТЧ: малоканальные – N= 24; со средней пропускной способностью - N=60...300; с большой пропускной способностью - N=600...1920. Цифровые РРЛ классифицируют по способу модуляции несущей: ИКМ-ЧМ, ИКМ-ФМ и другие; в зависимости от скорости передачи двоичных символов В: с малой- В <10 Мбит/с, средней - B=10…100 Мбит/с и высокой - В>100 Мбит/с пропускной способностью.
1.3 Классификация систем спутниковой связи
Особенность спутниковой радиосвязи - возможность работы через общую КС большого числа ЗС. Такая работа может быть организована в адресном режиме, например по принципу "каждая ЗС с каждой", а также в циркулярном режиме. В этом режиме через ИСЗ организуется ряд СЛС, имеющих, например, одну-две общие передающие ЗС, общую КС и большое число приемных ЗС с однотипной аппаратурой. Все эти спутниковые линии связи обычно входят в систему спутниковой связи (ССС).
Рисунок 1.3– Классификация систем радиосвязи
В зависимости от охватываемой территории, размещения и принадлежности ЗС различают международные, национальные и ведомственные ССС. К международным относят глобальные системы "Интерспутник" и "Интелсат", региональные "Евтелсат", "Арабсат" и др. В национальных ССС все ЗС находятся в пределах одной страны. Ведомственные ССС образуют между ЗС, принадлежащими одному ведомству. Принято также классифицировать ССС в зависимости от вида передаваемых первичных электрических сигналов. Различают универсальные многофункциональные ССС, ЗС которых обмениваются различными видами сигналов, и специализированные ССС для передачи определенных первичных электрических сигналов. К специализированным относятся, например, распределительные системы спутникового вещания, предназначенные для циркулярной передачи сигналов вещательного телевидения.
В ССС широко применяют метод аналоговой ЧМ, а также различные методы модуляции несущей сигналами ИКМ (цифровую модуляцию).
1.4 Планы распределения частот
Для работы РРЛ выделены полосы частот шириной 400 МГц в диапазоне 2 ГГц (1,7...2,1 ГГц), 500 МГц в диапазонах 4 (3,4... 3,9), 6 (5,67 ...6,17) и 8 (7,9... 8,4) ГГц и шириной 1 ГГц в диапазонах 11 и 13 ГГц и более высокочастотных. Эти полосы распределяют между ВЧ стволами радиорелейной системы по определенному плану, называемому планом распределения частот. Планы частот составляют так, чтобы обеспечить минимальные взаимные помехи между стволами, работающими на общую антенну. В полосе 400 МГц может быть организовано 6, в полосе 500 МГц - 8 и в полосе 1 ГГц-12 дуплексных ВЧ стволов.
Основными признаками, по которым классифицируются цифровые радиорелейные станции (ЦРРС), являются диапазон рабочих частот и пропускная способность.
Рекомендациями МСЭ, документами Государственной комиссии по радиочастотам (ГКРЧ России) и Государственными стандартами определены полосы радиочастот, в которых могут работать радиорелейные линии связи. Эти полосы расположены вблизи частот 2, 4, 5, 6, 7, 8, 11, 13, 15, 18, 23, 28, 36 и до 50 ГГц. В каждой полосе частот рекомендациями МСЭ-Р жестко регламентирован план частот.
Пропускная способность ЦРРС тесно связана с цифровыми иерархиями, рекомендованными МСЭ-Т. В настоящее время наиболее распространены плезиохронная цифровая иерархия (РDН) и синхронная цифровая иерархия (SDН).
По пропускной способности радиорелейные линии можно классифицировать следующим образом:
- низкоскоростные – до 8 Мбит/с;
- среднекоростные – до 34 Мбит/с;
- высокоскоростные – свыше 139 Мбит/с.
Другой признак для классификации – место РРЛ в сетях связи. Различают магистральные, внутризоновые и местные линии, а также технологические линии.
Как правило, для магистральных линий используются диапазоны частот 5 и 6 ГГц.
Для внутризоновый связи предпочтительны средне- и высокоскоростные РРЛ в диапазонах 8-15 ГГц. Для местной связи применяются все виды радиорелейных станций.
В связи с возрастающим объемом передаваемой информации стало невыгодно выпускать РРС для передачи только потоков Е1. По этой причине к низкоскоростным часто относят ЦРРС, рассчитанные на трафик до 16Е1.
Приемник и передатчик каждой РРС должны работать на разных частотах.
Рисунок 1.4 - 2-х частотный план и 4-х частотный планы
В плане частот обычно указывают среднюю частоту f0. Частоты приема стволов располагают в одной половине выделенной полосы, а частоты передачи - в другой. При таком делении получают достаточно большую частоту сдвига, чем обеспечивают достаточную развязку между сигналами приема и передачи. При этом можно использовать общую антенну для приема и передачи сигналов. В случае необходимости получают дополнительную развязку между волнами приема и передачи в одной антенне за счет применения разной поляризации. На РРЛ используют волны с линейной поляризацией: вертикальной или горизонтальной. Применяют два варианта распределения поляризаций. В первом варианте на каждой ПРС и УРС происходит изменение поляризации так, что принимают и передают волны разной поляризации. Во втором варианте в направлении "туда" используют одну поляризацию волн, а в направлении "обратно"- другую (см.рисунок 1.4).
2 Лекция
Цель: изучить качественные показатели радиорелейных линий, параметры сигналов и каналов, понятие ствола.
2.1 Рекомендации МСЭ-Р на качественные показатели РРЛ
Гипотетическая (т. е. предполагаемая) эталонная цепь — это полная цепь между источником и приемником сообщения, имеющая определенную протяженность и включающая определенное число преобразований сигнала. Для РРЛ с ЧМ и ЧРК приняты гипотетические эталонные цепи МСЭ протяженностью LГ=2500 км. Каждую ГЭЦ делят на однородные участки одинаковой длины Ly4, на концах каждого участка устанавливают модемы. Кроме того, структура цепи определяет, какие группы каналов могут быть выделены на конце каждого участка.
В рекомендациях МСЭ (см.таблицу 2.1) установлены допустимые значения мощности шума на конце ГЭЦ в ТФ канале в ТНОУ. Таким образом, если допустимая мощность шума составляет, например, 7500 пВт, то отношение сигнал-шум в ТФ канале
дБ.
Рекомендациями МСЭ для ГЭЦ установлены следующие допустимые значения отношения сигнала к визометрическому шуму в канале изображения: для более чем 20% времени любого месяца дБ; для более 0,1% времени любого месяца дБ. Для реальной цепи протяженностью L км:
дБ при L<500 км; (2.1,а)
при L=500…2500 км (2.1,б).
Для малых процентов времени месяца в реальной цепи допустимое отношение должно превышать значение 45 дБ, а допустимый процент времени превышения (Т тв.доп)пропорционален числу участков ГЭЦ. Для линии с L833 км он составляет Ттвдоп = 0,1%/3 и Ттвдоп = 0,1% (2/3) для РРЛ протяженностью, примерно равной двум участкам ГЭЦ.
Для канала ТЧ, организованного на магистральной сети, принята номинальная цепь протяженностью 12 500 км. Она состоит из пяти идентичных участков длиною по 2500 км. Каждый такой участок в свою очередь делится на 10 участков по 250 км. Модемы устанавливают через 250 км, т. е. примерно на таком расстоянии друг от друга. Однако рассматриваемая номинальная цепь содержит одну пару канальных преобразователей на каждые 2500 км, а в ГЭЦ их три. Это вызвано необходимостью обеспечить высокие электрические параметры канала ТЧ на магистральных линиях большой протяженности.
Для внутризоновой связи установлена номинальная цепь канала ТЧ протяженностью 1400 км с тремя парами канальных преобразователей, т. е. тремя переприемами по ТЧ, расположенными друг от друга на разных расстояниях [1].
Номинальная цепь для канала изображения, организованного на магистральной сети, имеет протяженность 12500 км и состоит из пяти идентичных участков по 2500 км. На конце каждого участка устанавливают преобразователь ПТВС в канале изображения. Протяженность номинальной цепи для канала изображения, организованного на внутризоновой линии — 600 км. Преобразователи в канале изображения устанавливают только на концах цепи.
При проектировании РРЛ следует выбирать ее структуру, ориентируясь на номинальные цепи. Если такая РРЛ спроектирована правильно, то в ней должны быть выдержаны рекомендации, установленные МСЭ. При этом контролируют следующие величины. В ТФ канале на конце магистральной РРЛ:
1) Суммарная мощность шумов, превышаемая в течение не более 20% времени месяца, не должна быть выше значений, указанных в таблице 2.1 для t=20% для реальной РРЛ. Это норма на шумы.
2) Процент времени месяца Т тф. доп, в течение которого может быть превышена мощность шума 47500 пВт, не должен превышать значений, указанных в таблице 2.1. Это норма на устойчивость.
В канале изображения на конце магистральной РРЛ:
1) Норма на шумы, т. е. отношение сигнал-шум в течение более чем 20 % времени любого месяца, не должно падать ниже значений, рассчитанных по (1,а) и (1,б).
Таблица 2.1 -Нормы на устойчивость местных и внутризоновых РРЛ протяженностью L
|
Норма на устойчивость |
L200 км
|
1=200...600 км |
L=200...1400 км |
|
TТФ ДОП , % ТТВ ДОП , % |
0,0143 0,033 |
- 0,1 (L/600) |
0,1 (L/1400) - |
2) Норма на устойчивость, т. е. процент времени месяца, в течение которого отношение сигнал-шум падает ниже 49 дБ, не должен превышать значений ТТВДОП, рассчитанных для реальных РРЛ.
Телефонные сигналы, поступающие в каналы ТЧ, на выходе АСП с ЧРК образуют многоканальный телефонный сигнал, который представляет собой случайный процесс. При достаточно большом числе каналов (N>60) сигнал представляет собой нормальный случайный процесс. Сигналы в каждом канале не зависят от остальных, следовательно, средняя мощность многоканального сигнала МТС (Pср) равна сумме средних мощностей сигналов активных каналов. В таком случае уровень средней мощности (в дБм):
— для цепей МСЭ. (2.2)
При меньшем числе в час наибольшей загрузки в ТНОУ уровень средней мощности (в дБм):
, . (2.3)
Пик-фактор многоканального сигнала (c) был определен экспериментально. Установлено, что при передаче 240 ТФ каналов c =8,55 дБ при e =1% и c =10,8 дБ при e =0,1%. С ростом N пик-фактор уменьшается. При проектировании аппаратуры РРЛ () принимают c =10 дБ. Соответствующий этому значению c уровень пиковой мощности называют квазипиковым. Таким образом, квазипиковая мощность МТС
Pпик=10Рср. (2.4)
Спектр МТС совпадает с линейным спектром системы передачи, т. е. он сосредоточен в полосе ∆F=FB-FH, где FB и FH — верхняя и нижняя частоты линейного спектра соответственно.
Сдвиг по частоте. Разность уровней сигналов на выходе и входе приемопередатчика ПРС превышает 100 дБ. Чтобы предотвратить самовозбуждение этого устройства, радиосигналы одного направления связи на ПРС (УРС) принимают и передают на разных частотах f1 и f2. Частотным сдвигом называют величину fсдв=|f2-f1|. Обычно на магистральных РРЛ fсдв=266 МГц.
2.2 Параметры сигнала, передаваемого по ТФ стволу аналоговой РРЛ с ЧМ
Многоканальный телефонный сигнал u(t) поступает на частотный модулятор (ЧМД) ОРС. Частота сигнала на выходе модулятора
, (2.5)
где — центральная частота;
— максимальная девиация частоты.
.
Фаза ЧМ сигнала
. (2.6)
Подставив , получим
. (2.7)
Частотно-модулированное колебание
,
где - амплитуда СВЧ сигнала.
Таким образом, по РРЛ с ЧМ передают сигнал вида
. (2.8)
На выходе ЧМД девиация частоты пропорциональна напряжению входного сигнала Uвх. Аналитическая запись в виде (2.6) и (2.7) предполагает, что крутизна передаточной модуляционной характеристики идеального ЧМД
. (2.9)
На практике при сопряжении АСП и АРРС устанавливают крутизну характеристики ЧМД по измерительному сигналу. Последний представляет собой гармоническое колебание с частотой 800 Гц и мощностью Рк=1 мВт, которой соответствует действующее напряжение. При подаче этого сигнала в канал ТЧ в ТНОУ на выходе ЧМД устанавливают эффективное измерительное значение девиации частоты на канал , рекомендованное МККР. В таком случае крутизна модуляционной характеристики .
Если теперь на вход модулятора, в ТНОУ, подать гармонический сигнал мощностью Рcp (или действующим напряжением uср) и частотой FK, которая лежит между FH и FB, то эффективное значение отклонения частоты на выходе модулятора .
Для круговых частот
, (2.10)
где РСР выражена в милливаттах. Это значение соответствует средней мощности МТС и называется эффективной девиацией частоты МТС. Аналогично может быть определена соответствующая квазипиковой мощности МТС пиковая девиация .
Согласно (2.4) и (2.9)
. (2.11)
Ширину спектра сигнала на выходе ЧМД определяют по выражению, в котором
(2.12)
Из рекомендаций МСЭ следует, что ∆ fK=200 кГц при ; ∆fK=140 кГц при. Для систем, имеющих N=2700 и более, МККР рекомендует выбирать ∆fК из двух значений 140 и 100 кГц, а для систем, в которых N=60; 120 — из трех значений девиации 50; 100; 200 кГц.
В соответствии с рекомендациями МККР при подаче на ЧМД полного ТВ (ПТВС) сигнала на его выходе должен быть установлен полный размах частоты D fp=8 МГц.
При смене сюжета на входе модулятора изменяются положительные и отрицательные значения уровней сигнала. Получается, что ПТВС “ползает” по передаточной характеристике ЧМД, из-за чего она должна иметь линейный участок. Реализация такого модулятора достаточно сложна. Облегчить требования к передаточной характеристике ЧМД в ТВ стволе позволяет предыскажающий контур, устанавливаемый на входе ЧМД. Этот ПК ослабляет компоненты сигнала на частотах ниже 1,5 МГц, в том числе колебания строчной частоты и ее гармоник, и как бы “симметрирует” ПТВС. В результате при смене сюжета ПТВС остается “привязанным” к центру передаточной характеристики ЧМД (см.рисунок 2.1).
Рисунок 2.1- АЧХ предыскажающего (1) и восстанавливающего (2) контуров для канала изображения
2.3 Многоствольные радиорелейный линии. Стволы РРЛ
На всех станциях одной РРЛ, как правило, устанавливают однотипные приемники и передатчики СВЧ. В большинстве радиорелейных систем Пр и П на ПРС соединяют по ПЧ. Цепочка таких передатчиков и приемников СВЧ на радиорелейном участке образует высокочастотный (ВЧ) ствол. Этот ствол является универсальным, так как по нему можно организовать передачу различных сообщений. Для чего на ОРС и УРС к ВЧ стволу подключают Мд и Дм и соответствующие оконечные устройства. Последние входят в состав модема. Если по ВЧ стволу передают МТС методом аналоговой модуляции, то такой ствол называют телефонным (ТФ). Кроме него методом аналоговой ЧМ организуют телевизионные (ТВ) стволы, по которым передают ТВ программы. Цифровой (ЦФ) ствол организуют, подавая на модулятор РРС цифровой сигнал
Сигнал, подаваемый на модулятор, называют групповым сигналом (ГС) ствола, а спектр его - линейным спектром, В аналого-цифровых (АЦФ) стволах ГС составляют из МТС и цифрового сигнала.
3 Лекция
Цель: изучение принципов радиорелейной связи, типов станций, особенности радиорелейных пролетов и участков и систем спутниковой связи.
3.1 Принципы радиорелейной связи
Радиорелейную линию связи строят в виде цепочки приемопередающих РРС. На РРЛ устанавливают передатчики мощностью 0,1...10 Вт, приемники с коэффициентом шума около 10 дБ, антенны с коэффициентом усиления около 40 дБ (площадь раскрыва около 10 м2). На такой РРЛ между антеннами соседних РРС должна быть прямая видимость. Для этого антенны устанавливают на опорах, чаще всего на высоте 40...100 м. Расстояние между соседними РРС магистральных РРЛ обычно около 50 км.
На ТРЛ среднее расстояние между соседними станциями около 250 км. На ТРЛ применяют передатчики мощностью 1...10 кВт, приемники с малошумящими усилителями (МШУ), имеющими эффективную шумовую температуру 150... 200 К, антенны с коэффициентом усиления около 40 дБ.
Аппаратуру любой современной радиорелейной системы для магистральной РРЛ подразделяют на следующие группы:
1) антенна и АФТ;
2) приемопередающая СВЧ аппаратура;
3) модемы;
4) вспомогательное оборудование.
Приемопередающую СВЧ аппаратуру часто выполняют конструктивно в виде отдельных СВЧ стоек: стойки приемников и стойки передатчиков. В каждой стойке размещают несколько таких устройств для организации многоствольной РРЛ. Вспомогательное оборудование в свою очередь содержит аппаратуру резервирования, служебной связи, телеобслуживания, гарантированного электропитания, осушки АФТ.
Соединение между приемником СВЧ и передатчиком СВЧ на ПРС также выполнено по ПЧ. Чтобы аппаратура имела малую потребляемую мощность, была дешевой и простой в обслуживании передатчик СВЧ и модулятор объединяют в одном корпусе. Аппаратуру ЦРРС размещают в корпусе, который крепят к антенной опоре рядом с антенной.
3.2 Типы станций
Основные типы РРС: оконечная (ОРС), узловая (УРС) и промежуточная (ПРС). На ОРС и УРС устанавливают радиопередатчики и радиоприемники (см.рисунок 1.1). В составе радиопередатчика - модулятор Мд и передатчик СВЧ сигнала П, в составе радиоприемника - приемник СВЧ сигналов Пр и демодулятор Дм. В передатчике СВЧ модулированный сигнал промежуточной частоты (ПЧ) преобразуется в сигнал СВЧ либо УВЧ диапазона, в приемнике СВЧ происходит обратное преобразование принятого СВЧ сигнала в сигнал ПЧ. Приемник СВЧ и передатчик СВЧ вместе образуют приемопередатчик СВЧ, устанавливаемый на ПРС.
На ОРС, располагаемых на концах РРЛ, происходит ввод и выделение передаваемых сигналов, например МТС.
На ПРС происходит ретрансляция радиосигнала: прием, усиление, сдвиг по частоте и передача в направлении следующей РРС. При передаче радиосигналов вещательного телевидения по РРЛ на каждой ПРС предусмотрена возможность выделения телевизионной программы. Станция, на которой такая возможность реализована, называется ПРС с выделением телевидения (ПРСВ).
На УРС имеет место ретрансляции радиосигнала и разветвление РРЛ. От УРС часто берут начало новых РРЛ или кабельные линии связи. На УРС всегда происходит выделение из МТС части ТФ сигналов и ввод новых, поэтому там всегда устанавливают модуляторы и демодуляторы. Конструктивно их часто объединяют в устройстве, получившем название модем. Рекомендуемое среднее расстояние между соседними УРС составляет 250 км.
На УРС, как правило, имеет место разветвление радиосигналов вещательного телевидения, так называемый транзит по ПЧ. Поскольку модемы вносят шумы, то исключение их из схемы позволяет улучшить отношение сигнал-шум в канале на конце РРЛ. На крупных УРС, где сходятся несколько РРЛ, устанавливают специальные коммутаторы по ПЧ сигналов вещательного телевидения, позволяющие оперативно выбирать ту или иную программу. Модуляторы устанавливают лишь на тех УРС, где необходимо ввести новую ТВ программу. Рекомендуемое расстояние между такими УРС - 2500 км.
На РРЛ обслуживающий персонал постоянно присутствует только на ОРС и УРС. Для контроля за состоянием аппаратуры на ПРС и управления ею используют систему телеобслуживания (ТО), при организации которой всю РРЛ разбивают на эксплуатационные участки, содержащие до 10 РРС. В середине такого участка находится УРС, с которой управляют работой ПРС участка, расположенных по обе стороны от УРС. Оконечные РРС обслуживают близлежащие ПРС. Для повышения надежности и устойчивости работы аппаратуру РРЛ резервируют. Распространены два способа автоматического резервирования: постанционное и поучастковое. При постанционном резервировании в случае неисправности рабочего комплекта аппаратуры на данной станции происходит автоматическая замена его на резервный, работающий на тех же частотах.
При поучастковом резервировании на каждой станции устанавливают рабочие и резервные комплекты приемопередатчиков СВЧ, причем рабочие частоты этих комплектов не совпадают. При повреждении аппаратуры на любой ПРС происходит автоматическое переключение модемов на концах радиорелейного участка, после чего передача сигналов на всем участке происходит с помощью резервных СВЧ приемопередатчиков. На РРС с поучастковым резервированием на концах участка устанавливают аппаратуру резервирования, с помощью которой контролируют состояние аппаратуры ВЧ стволов и переключают модемы. Команду переключения с конца участка к началу передают по каналам служебной связи. Каналы служебной связи предназначены также для передачи сигналов ТО и переговоров обслуживающего персонала.
3.3 Радиорелейный пролет и радиорелейный участок
Часть радиорелейной линии связи между соседними РРС, включающую аппаратуру и среду распространения радиосигнала, называют радиорелейным пролетом. Часть радиорелейной линии связи, ограниченную двумя близлежащими радиорелейными станциями, которые являются оконечными или узловыми, называют радиорелейным участком.
Фирмы Ericsson, Siemens, Nokia, Nera, Harris, MRC, Alcatel и др. производят сотни вариантов оборудования. В РФ так же производятся цифровые РРС системы связи малой и средней ёмкости: Радан, Радиан, Радиус, Эриком, «Бист», Sandra, Просвет, Перевал.
3.4 Организация телефонного ствола
Телефонный ствол образуют оконечные устройства ТФ ствола,, модуляторы, демодуляторы, приемопередающая аппаратура универсальных ВЧ стволов и антенны. Емкость ВЧ ствола ограничена частотой FВ=9 МГц, что соответствует N=1920. Во многих радиорелейных системах принято передавать в ТФ стволе вместе с МТС сигналы СС на частотах, лежащих ниже FH. Около частоты 9 МГц (FПС=9,023 МГц) обычно передают пилот-сигнал (ПС), который нужен для проверки исправности аппаратуры. Сигналы СС, МТС и ПС объединяются в ОТФП в групповой сигнал ТФ ствола. В комплексе КУРС, в котором предусматривают передачу по стволу, в ГС ствола дополнительно могут быть введены два СЗВ методом ЧМ на поднесущих частотах 7,0 и 7,36 МГц.
На магистральных РРЛ МТС поступает по кабельной СЛ от сетевого узла связи, а СЗВ - от центральной междугородной аппаратной вещания (ЦМВА). Сигналы СС формируются на РРС и подаются по кабелю на вход ОТФП, ПС получают от специального генератора G,входящего в состав ОТФП. В ОТФП МТС проходит через регулируемый аттенюатор и ПК и попадает на вход сумматора. Последний объединяет сигналы, поступающие на его входы. В БП1 входной СЗВ усиливается и модулирует поднесущую в частотно-модулируемом генераторе (ЧМГ). На выходе получается ГС ТФ ствола. После усиления в групповом усилителе (ГУ) он поступает на вход блока ЧМД модема. Регулируемый аттенюатор позволяет установить номинальный уровень МТС. Предыскажающий контур дает возможность повысить помехозащищенность верхних каналов ТЧ, где имеют место наибольшие тепловые шумы. При этом его АЧХ должна соответствовать рекомендациям МККР (см.рисунок 3.1).
На приемном конце ОРС или УРС устанавливают ОТФПр. Сигнал, поступающий от ЧД, усиливается в ГУ А1 и поступает в разделительное устройство (РУ) А2. Последнее разделяет ГС ствола на составляющие с помощью фильтров. При этом МТС, ПС и сигналы СС поступают соответственно на 1, 2 и 5 выходы РУ. С выхода 1 МТС через ВК A3 и регулируемый аттенюатор А4 поступает на выход ОТФПр и далее по СЛ на сетевой узел связи. В ВК происходит восстановление исходных уровней МТС. Подбирают АЧХ ВК (кривая 2 на рисунке 3.1) такой, чтобы результирующая АЧХ для ПК и ВК была равномерна в полосе частот FH ...FВ.
Рисунок 3.1- АЧХ предыскажающего (1) и восстанавливающего (2) контуров при передаче МТС
Рисунок 3.2-Структурная схема оконечного приёмного устройства ТФ ствола
Выделенные в РУ ЧМ сигналы на поднесущих поступают на выходы 3 и 4 и далее - в блок поднесущих частот приемный БП2. В БП2 каждый из этих сигналов демодулируется в UR-частотном демодуляторе звуковых сигналов и через усилитель поступает на выход ОТФПр, откуда по СЛ они подаются в ЦМВА.
3.5 Организация телевизионного ствола
Такой ствол организуют на магистральных и внутризоновых АРРЛ с помощью АРРС с ЧМ. Телевизионный ствол образуют оконечные устройства ТВ ствола, модуляторы, демодуляторы, приемопередающая аппаратура универсального ВЧ ствола и антенны. Оконечные РРС, как правило, совмещают с телецентрами, откуда на ОРС подают ПТВС и СЗС. Длина СЛ не должна превышать нескольких сотен метров из-за искажений, вносимых кабелем в широкополосный ПТВС. Для коррекции АЧХ и ФЧХ СЛ в состав ОТВП включают корректор соединительной линии. Включение ПК с АЧХ, рекомендованной МСЭ (см.рисунок 3.1), позволяет облегчить требования к передаточной характеристике ЧМД. Поскольку спектр ПТВС начинается с 50 Гц, то передавать сигналы СС в нижней части спектра ТВ ствола нельзя.
Особенности построения структурных схем РРС таковы. Передача ТВ программ носит симплексный характер, поэтому различают передающие и приемные ОРС. На УРС, как правило, имеет место переприем и разветвление сигналов по ПЧ. На многих ПРС также выполняют ответвление сигнала по ПЧ с последующей демодуляцией (см.рисунок 3.3). Частотный демодулятор UR1 выделяет ГС ТВ ствола. Разделительное устройство А1 разделяет ГС ТВ ствола на ПТВС и ЧМ поднесущую. Восстанавливающий контур А2 имеет АЧХ, рекомендованную МККР (см. рисунок 3.3), так что результирующая АЧХ для ПК и ВК равномерна в полосе частот ПТВС. Сигнал звукового сопровождения выделяют на выходе ЧД UR2. С выхода ОТВПр ПТВС и СЗС подают на ТВ ретранслятор который размещают в одном здании с ПРС.
Рисунок 3.3- Структурная схема ПРС с выделением ТВ программы
4 Лекция
Цель: изучить принципы кодирования, модуляции и демодуляции в РРСП
4.1 Методы кодирования
Любой линейный цифровой сигнал (ЛЦС) - случайная последовательность импульсов. Его спектр принято определять для случая равной вероятности появления символов 1 и 0 в кодовой группе. Спектр ЛЦС зависит от выбранного кода и скорости передачи. При формировании ЛЦС применяют бинарные и квазитроичные коды, где U - амплитуда импульса (см.рисунок 4.1). На каждом тактовом интервале бинарный ЛЦС может принимать одно из двух возможных значений: +1; 0 – для вариантов рисунков 4.1, б, в и +1; -1 - при двухполярном ЛЦС. При квазитроичном коде с чередующейся полярностью символы “О” кодируют отсутствием импульсов, а символы 1 поочередно импульсами положительной и отрицательной полярности (см.рисунок 4.1, д, е).Полярность первого импульса устанавливается произвольно. При другом варианте квазитроичного кодирования (см.рисунок 4.1,ж) каждая 1 передается в виде биимпульса. Заметим, что при любом варианте квазитроичного кода ЛЦС представляет собой трехсимвольную импульсную последовательность -1; 0; +1. В то же время кодирование для ЦГС остается двоичным. Алгоритм относительного бинарного кодирования (см.рисунок 4.1,з, и) состоит в следующем. Изменяемый параметр (амплитуду при однополярных импульсах либо полярность при двухполярных) при передаче первого символа ЛЦС устанавливают произвольно. Затем при передаче символа 0 кодовой группы его значение сохраняют таким же, как и для предшествующего символа, а при передаче 1 изменяют на противоположное. Спектральная плотность мощности (G2) однополярного ЛЦС в общем случае состоит из постоянной составляющей, непрерывной части и дискретных компонент на частотах , где - первая гармоника частоты следования импульсов или тактовая частота, m=1, 2, 3. Огибающая непрерывной составляющей имеет вид функции и, следовательно, обращается в ноль на частотах . Однако в спектре однополярного сигнала при дискретных компонент нет, поскольку для него совпадают частоты . При в спектре появляются дискретные компоненты на тактовой частоте и ее нечетные гармониках. В спектре квазитроичного сигнала нет дискретных компонент и постоянной составляющей, а спектральная плотность мощности его непрерывной части G3 сконцентрирована в области частот, близких к .
Выбор кода ЛЦС связан с особенностями передачи его по кабелям. Целесообразно выбрать такой ЛЦС, который не содержит постоянной составляющей и имеет максимум спектральной плотности энергии в области средних частот. Этим требованиям отвечает спектр квазитроичного ЛЦС. Для работы цепей тактовой синхронизации необходимо выделить из ЛЦС колебания тактовой частоты. В спектре квазитроичного ЛЦС нет дискретной составляющей с частотой Fτ, а в спектре бинарного ЛЦС с укороченными импульсами она присутствует. Поэтому для выделения колебаний тактовой частоты на приеме квазитроичный ЛЦС преобразуют в бинарный.
В ИКМ-30 и ИКМ-120 в качестве ЛЦС используется квазитроичная последовательность импульсов. В ЦРРС широко применяют относительное бинарное кодирование.
4.2 Методы модуляции в ЦРРСП
В ЦРСП эта обработка заключается в переносе цифрового сигнала в соответствующую область спектра частот путем модуляции несущей.
Выбор метода передачи цифровой информации по РРЛ зависит от совокупности требований, часто являющихся противоречивыми: качество передачи и пропускная способность (скорость передачи), эффективность использования спектра и диапазона частот, электромагнитная совместимость и максимальная возможность использования существующего оборудования аналоговых РРЛ и ряд других.
В ЦРСП могут использоваться те же виды модуляции, что и в аналоговых системах: амплитудная (AM), частотная (ЧМ), и фазовая (ФМ). При цифровом способе передачи эти параметры изменяются дискретно, вследствие чего различают 2-х уровневые (2-х частотные, 2-х позиционные) и многоуровневые (многочастотные или многопозиционные) методы модуляции (правильнее манипуляции) амплитуды (частоты или фазы). При этом следует заметить, что многопозиционные виды манипуляции используют либо для увеличения пропускной способности цифровых радиоканалов без расширения полосы пропускания тракта, либо для передачи цифровой информации, использующей коды с многозначными символами, например троичные, четверичные и другие.
Кодовая группа (а), бинарном - однополярный ЛЦС (б), однополярный укороченный (в), биполярный (г); квазитроичном - биполярный (д), биполярный укороченный (е), биполярный с пассивной паузой (ж); относительном бинарном - однополярный (з), биполярный (и)
Рисунок 4.1 Кодовая группа и вид ЛЦС в различных кодах
4.2.1 Двухпозиционные методы модуляции.
В настоящее время набольшее распространение в низкоскоростных ЦРРСП получили такие методы модуляции, как двухпозиционная ЧМ и относительная фазовая модуляция ОФМ (иногда употребляется название – фазоразностная модуляция). Кроме того, с целью устранения из спектра модулированного сигнала в.ч. составляющих и формирования “компактного” спектра применяется частотная манипуляция с минимальным сдвигом.
4.2.2 Фазовая модуляция.
Во всех вариантах фазовой модуляции используется относительное кодирование цифрового сигнала (ЦС) перед его подачей на модулятор и относительное декодирование после демодуляции. Это необходимо для устранения явления “обратной работы” – изменения полярности сигнала на выходе демодулятора при случайном изменении фазы опорного колебания на 180º.
В наиболее простом случае двухпозиционной ОФМ, имеющей два возможных значения начальной фазы - 0º и 180º, структурная схема модулятора имеет вид, показанный на рисунке 4.2 а.
Рисунок 4.2- Формирование сигнала ОФМ
При поступлении ЦС на вход триггера T, работающего в счетном режиме, очередного символа “1” триггер изменяет свое состояние на противоположное, что вызывает изменение знака несущего колебания после перемножения, то есть процесс ОФМ.
Математический переход от абсолютного кода к относительному записывается в виде:
где и - смежные двоичные символы цифрового сигнала в относительном коде;
- очередной двоичный символ в абсолютном (исходном) коде.
Процесс формирования сигнала ОФМ показан на рисунке 4.2 б, где для простоты на одном тактовом интервале показан один период несущей (опорной) частоты.
4.2.3 Частотная манипуляция.
Простейшая из них является двухпозиционная ЧМ; при которой символу “0” соответствует частота , а символу “1” – частота Существует два различных способа ЧМ в ЦРРЛ: ЧМ с разрывом фазы несущего колебания (когда манипуляция осуществляется путем коммутации независимых генераторов колебаний с частотами и ) и ЧМ без разрыва фазы (когда манипуляция осуществляется при помощи частотного или фазового модулятора). ЧМ сигнал с разрывом фазы может быть представлен как сумма двух АМ сигналов (одного с частотой , другого – с частотой ). Ширина спектра такого сигнала равна ширине спектра АМ сигнала плюс величина ЧМ сигнал без разрыва фазы имеет более компактный спектр и создает меньший уровень внеполосных излучений.
Таблица 4.1 - Сравнительные характеристики методов модуляции
|
Метод передачи и способ приема |
Поз. |
Полоса Найквиста* |
h, дБ |
Особенности метода |
|
АМ с двумя боковыми. Детектирование огибающей |
2 |
B |
17 |
Простой |
|
ФМ, когерентное детектирование |
2 |
B |
10,5 |
Сравнительно простой, неэкономичный по полосе |
|
4 |
B/2 |
10,5 |
Сложный, экономичный по полосе |
|
|
8 |
B/3 |
13,8 |
Усложненный, экономичный по полосе |
|
|
ЧМ, детектирование на дискриминаторе |
2 |
B |
13,4 |
Простой, неэкономичный по полосе |
Полоса Найквиста* - полоса, численно равная половине интервала между первыми “нулями” спектра сигнала относительно несущей.
Сравнение видов модуляции при BER=10-6 проведем по отношению сигнал /шум на входе приемника Значения h, полученные для различных видов модуляции путем изменения РС/N0 при фиксированных B и BER, приведены в таблице 4.1. В таблице 4.1 обозначено Поз. -число уровней манипуляции.
(4.1)
где Рс - средняя мощность сигнала,
N0 – спектральная плотность мощности шума на входе приемника;
B – полоса частот, численно равная скорости передачи двоичных символов.
В качестве примера на рисунке 4.3 приведены спектры сигналов AM, ОФМ, ЧМ.
Рисунок 4.3- энергетические спектры сигналов а) АМ,ФМ; б) ЧМ
4.3 Многопозиционные методы модуляции
4.3.1 Четырехпозиционная ОФМ.
При четырехпозиционной ОФМ в случае передачи одного цифрового потока модулятор строится в соответствии со структурной схемой, приведенной на рисунке 4.4.
Рисунок 4.4 –Структурная схема модулятора 4-ОФМ
Входной ЦС делится на две последовательности А и В с помощью делителя потока ДП. Длительность двоичных символов каждой из них устанавливается равной 2Tи, то есть в 2 раза больше, чем во входном ЦС. Одна из последовательностей сдвигается по времени на один тактовый интервал Tи для того, чтобы обе последовательности передавались синхронно (см.рисунок 4.5).
Рисунок 4.5- Формирование сигнала 4-ОФМ
Между значением одной пары символов в последовательностях А и В и изменением фазы несущего колебания Δφ устанавливают определенное соответствие, основанное на коде Грея (см.таблицу 4.2).
Таблица 4.2 - Изменение фазы несущего колебания Δφ
|
Символ в А |
Символ в B |
Δφ |
|
0 |
0 |
0˚ |
|
0 |
1 |
90˚ |
|
1 |
1 |
180˚ |
|
1 |
0 |
270˚ |
Таблица 4.3 –Пример, при передаче сигнала 1101010010 получаем в случае нулевой начальной фазы несущего колебания:
|
Входная последовательность |
11 |
01 |
01 |
00 |
10 |
|
Изменение фазы несущего колебания, Δφ |
180˚ |
90˚ |
90˚ |
0˚ |
270˚ |
|
Фаза несущего колебания φ |
180˚ |
270˚ |
360˚ |
0˚ |
270˚ |
Выработка напряжений, обеспечивающих, изменения фазы 4 – ОФМ сигнала в соответствии с таблицей 4.2, производится с помощью логической схемы (ЛС). При этом значения фазы несущего колебания φА и φВ, равные в момент начала рассмотрения соответственно φА0 и φВ0, изменяются в соответствии с таблицей 4.4.
Таблица 4.4
|
А |
В |
φ°А |
φ°В |
Δφ° |
|
0 |
0 |
φА0 |
φВ0 |
0˚ |
|
0 |
1 |
φА0+180˚ |
φВ0+180˚ |
90˚ |
|
1 |
1 |
φА0+180˚ |
φВ0+180˚ |
180˚ |
|
1 |
0 |
φА0+180˚ |
φВ0 |
270˚ |
Символу 0 последовательности A(B) соответствует определенное значение φА0(φВ0), символу 1 – значение φА(φВ), отличающееся от φ А0(φВ0) на180˚. При изменении символа в последовательности А(В) на противоположный происходит изменение фазыφА(φВ) на 180˚, что приводит к повороту фазы суммарного выходного колебания на 90˚ (см.рисунок 4.6).
Рисунок 4.6 -Фазы суммарного выходного колебания
Изменение символов сразу в обеих последовательностях соответствует изменению φΣ, на 180˚.Изменения фазы суммарного выходного колебания ΔφΣ, соответствующие заданной паре символов последовательностей А и В, получаются такими же, как в таблице 4.2.
Полоса пропускания П для ОФМ численно равна:
П = (1,1…1,2)В, (4.2)
где В – скорость передачи информации. Значит, удельная пропускная способность системы связи γ =В/П в этом случае близка к 1 бит/с/Гц. В случае 4 – ОФМ:
П = (1,1…1,2)В/log2N, (4.3)
где N – число уровней манипуляции. То есть при 4-ОФМ γ ≈ 2 бит/с/Гц.
К недостаткам методов ФМ относится уменьшение амплитуды огибающей до нуля в те моменты времени, когда фаза несущей изменяется на 180˚. Этот эффект вызывает появление значительных внеполосных излучений, а так же дополнительных искажений сигнала вследствие АМ-ФМ конверсии в ВЧ тракте. От этого недостатка свободен метод 4 – ОФМ со сдвигом (4–ОФМ-С), отличающийся от 4–ОФМ тем, что изменение фазы в квадратурных каналах происходит не одновременно, а поочередно со сдвигом во времени на тактовый интервал. При этом никогда не возникают скачки фазы на 180˚, так как изменение фазы на противоположную в одном из каналов вызывает сдвиг фазы результирующего колебания на 90˚ (см.рисунок 4.7).
Рисунок 4.7- формирование сигнала 4-ОФМ-С
В высокоскоростных цифровых РРЛ применяются более сложные виды модуляции. Наибольшее распространение получила квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ), которая предполагает амплитудную модуляцию синфазной и квадратурной составляющих несущей. В общем случае сигнал КАМ может быть представлен в виде:
UКАМ(t)=U[С1(t)cosωt+C2(t)sinωt], (4.4)
где С1(t) и C2(t) – модулирующие сигналы в квадратурных каналах.
Если модулирующие сигналы принимают дискретные значения ±1; ±3, то при этом получается 16 – позиционная КАМ (КАМ-16). Расположение сигнальных точек на амплитудно-фазовой плоскости (“созвездие”) приведено
на рисунке 4.8.
Рисунок 4.8- Расположение сигнальных точек КАМ-16
5 Лекция
5.1 Методы демодуляции в ЦРРС
Под методами приема понимают математические алгоритмы обработки сигнала с целью определения символа, переданного источником сообщения. Под приемником понимается устройство, реализующее некоторый метод (алгоритм) приема. Демодулятор – основа приемника – является одним из наиболее сложных узлов ЦРСП, в значительной степени определяющим показатели качества системы передачи в целом.
ЦСП являются синхронными системами связи, в которых на приемной стороне известны начало и конец каждой посылки сигнала. Эта информация используется для повышения помехоустойчивости приема при всех видах модуляции, поскольку синхронность работы приемника и передатчика позволяет применять оптимальные методы приема. Синхронность работы приемника достигается либо передачей вместе с сигналом специальных синхронизирующих колебаний, либо соответствующей обработкой самого сигнала, который всегда содержит информацию о начале и конце посылки.
Краткий анализ методов приема начнем с рассмотрения структуры приемника сигналов 2-АМ (см.рисунок 5.1).
Сигнал поступает на вход детектора через полосовой фильтр промежуточной частоты, полосу пропускания которого выбирают с учетом длительности тактового интервала Т и нестабильностей частоты возбудителя передатчика и гетеродинов приемника. После детектора сигнал поступает на ФНЧ с полосой пропускания 1/Т, оптимальной с точки зрения достижения максимальной помехоустойчивости приема информации. Далее сигнал подается на пороговое устройство (ПУ), порог срабатывания которого устанавливается на уровне, соответствующем принятым градациям амплитуды несущей с учетом теоретической оценки вероятности ошибки при использовании того или иного способа обработки сигнала в решающем устройстве (РУ). Необходимость применения РУ определяется тем обстоятельством, что сигналы на выходе как ФНЧ, так и ПУ отличаются от передаваемых, прежде всего из-за воздействия шумов и помех, поэтому необходим специальный алгоритм восстановления передающегося искаженного помехами сигнала.
Возможные алгоритмы работы РУ можно разделить на асинхронные и синхронные. При асинхронных алгоритмах положение границ тактовых интервалов не восстанавливается, а решение о передаваемых символах принимается на основании измерения временных интервалов между двумя последовательными фронтами сигнала, образующихся на выходе ПУ.
Рисунок 5.1 – Структурная схема приемника сигналов АМ
Рисунок 5.2 – Иллюстрация принципа построения когерентного демодулятора ФМ – сигналов
Характерным признаком синхронных РУ является наличие в их составе систем тактовой синхронизации (СТС), осуществляющих восстановление тактовых моментов принимаемого сигнала. Как правило, такое восстановление выполняется путем усреднения временных положений фронтов сигнала. Наиболее распространенными алгоритмами принятия решения в синхронных РУ являются интегральный прием и прием со стробированием (метод укороченного контакта). При интегральном приеме входной сигнал интегрируется за время каждого тактового интервала, результат интегрирования (напряжение) сравнивается с определенным образом выбранными пороговыми уровнями, что приводит к принятию решения относительно переданного на данном интервале символа. При этом на вход РУ обычно подается сигнал непосредственно с выхода детектора, поскольку функции ФНЧ выполняет собственно интегратор РУ.
На приеме по методу стробирования используется тот факт, что наиболее устойчивой и наименее уязвимой, с точки зрения помех, является центральная часть принятой посылки. В моменты времени, расположенные посредине между тактовыми моментами, схема синхронизации вырабатывает специальные стробирующие импульсы. В зависимости от уровня сигнала в момент появления стробирующего импульса определяется состояние принятой элементарной посылки. Этот метод приема обеспечивает правильную регистрацию импульсов при значительных искажениях их краев.
Анализ помехоустойчивости упомянутых способов приема сигналов 2-АМ показывает, что по эффективности РУ с интегральным приемом и приемом со стробированием практически совпадают. При сравнении синхронных и асинхронных РУ установлено, что при точной синхронизации синхронные РУ обеспечивают на 3дБ большую помехоустойчивость, причем оптимальной оказывается эквивалентная полоса пропускания ФНЧ, равная 1/Т.
Основной операцией во всех типах приемников сигналов ОФМ является операция интегрирования произведения сигнала и весовой функции в течение интервала Т, причем всегда Т> τ , где τ - длительность элементарной посылки. Интервал интегрирования Т обычно выбирают кратным величине 2πf, где f - частота несущей). Это обеспечивает оптимальную фильтрацию сигнала при произвольных фазах несущей и весовой функции, т.е. опорного колебания.
Известны и применяются три способа приема сигналов ОФМ: когерентный, корреляционный и автокорреляционный, перечисленные в порядке уменьшения помехоустойчивости по отношению к флуктуационной помехе.
Когерентное (синхронное) детектирование, осуществляемое при идеальной синхронизации по несущей частоте, является оптимальным методом приема сигналов ОФМ, т.к. при флуктуационных помехах он обеспечивает максимально возможную (потенциальную) помехоустой-чивость. Этот метод реализуется в схеме (см.рисунок 5.2), содержащей перемножитель, генератор (Г) когерентного колебания, интегратор со сбросом в момент t0=T и решающее устройство.
Однако реализация достоинств этого метода зависит от решения задачи формирования когерентного опорного напряжения, поскольку синхронное детектирование (перемножение) осуществляется в фазовом детекторе, где принимаемый ФМ сигнал взаимодействует с синхронным и синфазным с ним опорным напряжением.
В реальных системах когерентное опорное напряжение получают путем соответствующей обработки самого принимаемого сигнала в схеме восстановления когерентной несущей (ВКН), а вместо идеального интегратора со сбросом используют ФНЧ с полосой пропускания, примерно равной 1,2 В. В качестве РУ используется регенератор бинарного сигнала в состав которого входят цепи выделения сигнала тактовой частоты. Решение о том, какой сигнал передавался (0 или 1), принимается в середине К-го тактового интервала. Максимальная помехоустойчивость достигается при этом выбором параметров фильтров и коррекцией искажений тракта.
5.2 Когерентный приемник сигналов ОФМ
Структурная схема когерентного приемника сигналов ОФМ приведена на рисунке 5.3.
На ее вход поступает сигнал S(t). Пунктиром здесь выделено устройство ВКН, выполненное по схеме Пистолькорса, в которой цепь удвоитель частоты – узкополосный фильтр-делитель частоты, устраняя манипуляцию
Рисунок 5.3 – Упрощенная структурная схема когерентного приемника сигналов ОФМ
фазы и фильтруя помехи, формирует опорное колебание когерентное с принимаемым сигналом. Выходное напряжение фазового детектора ФД-продукт перемножения сигнала ОФМ и опорного колебания (весовой функции) – подвергается фильтрации в ФНЧ, регенерируется в регенераторе Рег, поступает на детектор относительного кода, представляющего собой устройство сложения i-й и (i-1)-й посылок по модулю два, и затем преобразуется в преобразователе кода ПК в абсолютный код {ак}. Заметим, что погрешность выделения фазы опорного когерентного напряжения приводит к уменьшению амплитуды полезного сигнала и, следовательно, - к потере помехоустойчивости. К такому же эффекту приводит и погрешность выделения сигнала тактовой частоты, поскольку решение принимается в точке с амплитудой сигнала, отличной от максимальной.
5.3 Некогерентный прием сигналов ОФМ
При равновероятной передаче различных элементарных сигналов в спектре сигналов ОФМ несущего колебания нет, поэтому перед выделением опорного напряжения сигнала должен быть подвергнут специальному преобразованию-снятию манипуляции. Наиболее распространенный способ снятия манипуляции базируется на нелинейном преобразовании-умножении на m (где m – кратность манипуляции фазы) частоты принимаемого сигнала. При таком умножении фазы всех элементарных сигналов становятся кратными 2π , в результате чего сигнал превращается в неманипулированный. После этого он фильтруется либо с помощью ПФ, либо узкополосной системой фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). Частота полученного при этом колебания делится затем на m, что и приводит к образованию опорного напряжения. Наиболее известными схемами, реализующими описанный принцип снятия манипуляции фазы, являются схемы, предложенные А.А. Пистолькорсом, В.И. Сифоровым и Д.П. Костасом. Из некогерентных способов приема сигналов ОФМ наибольшее распространение (в низкоскоростных системах) получил автокорреляционный. При этом методе приема (смрисунок 5.4) в качестве сигнала опорного генератора используется задержанный на длительность тактового интервала ФМ-сигнал.
Рисунок 5. 4– Структурная схема автокорреляционного демодулятора сигналов ОФМ
В ФД производится перемножение колебаний 2-х соседних посылок. Если фазы соседних посылок совпадают, на выходе появляется импульс положительной полярности. Таким образом, здесь производится непосредственное сравнение фаз посылок на несущей или промежуточной частоте. Это достигается путем совмещения во времени при помощи элемента памяти i-й и (i-1)-й недетектированных посылок. В качестве элемента памяти используются устройства, хранящие фазу несущего колебания воздействующей посылки: искусственную длинную линию, колебательный контур, высокодобротный электромеханический фильтр и т.д. Регенератор (Ргн) осуществляет отсчет знака напряжения на выходе ФД, выдавая двоичные символы непосредственно в абсолютном коде, поскольку необходимое преобразование кода выполняется в ФД.
Выделение тактовой частоты из фазоманипулированного сигнала представляет определенные трудности. Дело в том, что в спектре бинарных сигналов на выходе перемножителей (фазовых детекторов) не содержится компонента с тактовой частотой, так как эти сигналы затянуты на целый тактовый интервал. Поэтому первым звеном цепи выделения сигнала тактовой частоты является нелинейный элемент.
В качестве последнего используются перемножители, выпрямители, устройства задержки на половину тактового интервала с последующим сложением и др. Спектр сигнала после нелинейного преобразования содержит компонент с тактовой частотой, которая и выделяется с помощью узкополосного фильтра. Последний, в зависимости от тяжести требований, предъявляемых к фазовым дрожаниям сигнала тактовой частоты, представляет собой либо резонансный контур, либо кварцевый фильтр, либо систему ФАПЧ.
На приеме частотно-модулированных сигналов обычно используется либо фильтровой дискриминатор, либо линейный частотный детектор. Кратко познакомимся с этими способами приема, имея в виду прием сигналов 2-ЧМ.
5.4 Приемник сигналов ЧМ
При приеме на фильтровой дискриминатор (см.рисунок 5.5) приемник содержит два идентичных параллельных тракта, отличающихся лишь частотами настройки полосовых фильтров.
Рисунок 5.5 – Схема приемника сигналов ЧМ
На полосовые фильтры сигнал с выхода УПЧ –приемника поступает после амплитудного ограничителя. Теоретический анализ такого способа приема показывает помехоустойчивость приема сигналов 2-ЧМ. В реальном приемнике достижение высокой помехоустойчивости требует обеспечения высокой стабильности частоты, оптимизации полос пропускания ПФ и идентичности характеристик трактов дискриминаторов. Успех использования анализируемого способа приема зависит также от АЧХ ПФ и величины разноса частот при манипуляции. Однако анализ показывает, что для обеспечения помехоустойчивости фильтрового дискриминатора близкой к предельной даже при сравнительно малом разносе частот ∆ f нет необходимости в использовании в качестве ПФ сложных колебательных систем. Так, при разносе частот ∆ f=1,5Т-1 уже при использовании фильтров, состоящих из одной пары связанных контуров с критической связью, потери в помехоустойчивости из-за малого разноса частот не превышают 1дБ. При этом следует отметить, что в принципе цифровой дискриминатор может быть использован в приемнике ЧМ-сигналов лишь при выполнении условия Δ f/2Δ fн>0,7-1 (здесь Δ fн – абсолютное значение нестабильности частоты сигнала), в противном случае посылки частот f1и f2 вообще не могут быть разделены.
При использовании в приемнике сигналов 2-ЧМ линейного частотного детектора (рисунок 5.6) для каждого заданного значения нестабильности частоты существует оптимальное значение разноса частот при манипуляции, для которого требуемое качество передачи информации обеспечивается при минимальной мощности полезного сигнала. Однако анализ показывает, что фильтровой дискриминатор обеспечивает всегда большую помехоустойчивость, чем линейный детектор, при чем выигрыш увеличивается по мере роста нестабильности частоты сигнала, поэтому на практике линейный детектор используется для приема сигналов ЧМ, когда разнос частот при манипуляции не может быть сделан достаточно большим, что как раз и характерно для радиорелейной связи.
Рисунок 5.6 – Структурная схема линейного частотного детектора
Сравним рассмотренные методы приема по помехоустойчивости. На рисунке 5.7 представлены зависимости вероятности ошибки при приеме двоичных символов Ре от отношения E/N0 – энергии элемента сигнала к спектральной плотности шума.
Из анализа кривых на рисунке 5.7, в частности, следует, что автокорреляционный способ приема сигналов с ОФМ по помехоустойчивости уступает когерентному. Это объясняется тем, что оба сигнала – принимаемый и задержанный опорный – подвергаются искажениям под влиянием шумов в равной степени. В тоже время при когерентной модуляции имеется возможность весьма эффективной фильтрации опорного колебания. В пользу когерентного способа приема говорит также использование относительно простого устройства декодирования, выполненного на логических интегральных элементах, в отличие от автокорреляционного приемника, где необходимо устройство задержки (запоминания) ВЧ-сигнала.
Рисунок 5.7 – Вероятность ошибки при приеме сигналов ФМ, ОФМ, ЧМ, АМ
6 Лекция
Цель: изучить промежуточные РРС аналоговых РРЛ, принципы построения радиоприемных устройств аналоговых РРЛ и их основных параметров
6.1 Промежуточные РРС аналоговых РРЛ
В соответствии со схемой преобразования сигнала различают следующие схемы ПРС: гетеродинного типа, с однократным преобразованием частоты, с демодуляцией сигнала.
На магистральных РРЛ с ЧМ, как правило, применяют схемы гетеродинного типа. Две другие схемы ПРС нашли применение на внутризоновых и местных РРЛ.
Возможны четыре варианта расстановки частот (см.рисунок 6.1), где также указан выбор знака.
Рисунок 6.1- Варианты расстановки частот для РРС типа НВ
Структурная схема ПРС с общим гетеродинным трактом. В такой схеме к точкам α и β подключают ГТ приемопередатчика (см.рисунок 6.2). В его составе - G2, генератор сдвига G3, смеситель сдвига UZ и фильтр узкополосный полосовой (ФУП) Z. Генератор G3 дает колебания с частотой сдвига fСДВ. Из спектра колебаний, возникающих на выходе смесителя сдвига, ФУП выделяет колебания частотой f01 = f02 - fСДВ на станциях типа НВ и частотой f01=f02 + fСДВ на станциях типа ВН.
Рисунок 6.2- Структурная схема гетеродинного тракта приёмопередатчика
В соответствии с преобразованиями частоты в схеме на выходе ПРС с
расстановкой частот, приведенной на рис. 6.1,а, получается частота колебаний
f2=f02-fПР=f02-(f01-f1)=f02-[(f02-fСДВ)-f1]=f1+fСДВ.
6.2 Радиорелейные станции внутризоновых и местных РРЛ
При организации ТФ стволов на внутризоновых и местных РРЛ, где необходимо выделение каналов почти на каждой РРС, применяют схемы ПРС с демодуляцией сигнала. На этих РРЛ аппаратура всех РРС унифицирована. По таким же схемам строят однопролетные РРЛ, предназначенные для подачи сигналов телевидения от магистральных РРЛ на ТВ ретрансляторы.
На внутризоновых РРЛ в малонаселенных осваиваемых районах страны, т. е. там, где можно вводить и выводить каналы только на ОРС, применяют схемы ПРС с однократным преобразованием частоты. На такой РРЛ аппаратура ПРС и ОРС не унифицирована.
а - с прямой частотной модуляцией; б - с фазовым модулятором
Рисунок 6.2- Структурные схемы радиопередатчиков для внутризоновых и местных линий
Приемник СВЧ выполняют по супергетеродинной схеме, как и на ПРС гетеродинного типа. Радиопередатчик может быть выполнен по схеме с модуляцией по ПЧ, с прямой частотной модуляцией и с фазовым модулятором. В схеме с модуляцией по ПЧ устанавливают частотный модулятор, на выходе которого значение центральной частоты равно fПР .
В схеме с прямой частотной модуляцией (см.рисунок 6.2,а) ГС ствола, поступающий с выхода ГУП, модулирует по частоте колебания транзисторного автогенератора G диапазона 900 МГц. Основное усиление ЧМ сигнала происходит на частоте автогенератора. В умножителе частоты U частота сигнала повышается. Выходной сигнал через направленный ответвитель поступает в АФТ. Часть колебаний ответвляется для стабилизации центральной частоты автогенератора посредством автоматической подстройки частоты (АПЧ). Устройства UB и G реализуют в виде одного ЧМГ. Такой ЧМГ выполняет те же функции, что ЧМД и ГТ радиопередатчика с модуляцией по ПЧ, имея более простую схему и потребляя меньшую мощность. Такая схема применена в системе КУРС-8-02.
В радиопередатчике с фазовым модулятором UB (см.рисунок 6.2,б) ГС ствола, образованный на выходе ГУП, проходит через частотный корректор А1 с коэффициентом передачи 1/W . Выходной сигнал ЧК модулирует по фазе колебания кварцевого автогенератора G. В такой схеме частота колебаний на выходе UB меняется пропорционально амплитуде сигнала на входе ЧК. Следовательно, на выходе получаем колебания, модулированные по частоте ГС ствола.
В кварцевых автогенераторах обычно получают колебания с частотами более низкими, чем рабочая частота РРС. Девиация частоты на выходе UB ограничена допустимыми искажениями сигнала. Для повышения несущей частоты и девиации в схему включен умножитель частоты. Усилитель А2 обеспечивает требуемую выходную мощность.
Структурная схема ПРС с однократным преобразованием частоты. Ее также называют схемой прямого усиления. На такой ПРС (см.рисунок 6.3) сигнал усиливают непосредственно на частотах приема и передачи с помощью МШУ А1 и СВЧ усилителей А2 и A3. Сдвиг частоты выполняет преобразователь сдвига сигнала, в состав которого входят генератор сдвига (G), смеситель сдвига (UZ) и ФБП( Z). Схему отличает низкая потребляемая мощность. С появлением транзисторных МШУ и УСВЧ такие схемы находят все более широкое применение.
Рисунок 6.3- Структурная схема одноствольной ПРС с однократным преобразованием частоты частоты
Как уже отмечалось, аппаратуру ОРС таких РРЛ строят по другим схемам. Там устанавливают супергетеродинный радиоприемник, а на передающем конце — радиопередатчик с модуляцией по ПЧ, либо выполненный по схемам рисунка 6.2.
6.3 Схема супергетеродинных радиоприемников
На РРЛ, ТРЛ и в ССС применяют супергетеродинные радиоприемники.
В супергетеродинном приемнике частоту принятого сигнала преобразуют в смесителе СМ в промежуточную. Основное усиление сигнала происходит в УПЧ-1 и УПЧ-2. Усиления по радиочастоте (до смесителя) на РРЛ, как правило, нет.
Так как сигнал на входе приемника достаточно слабый, то необходимо, чтобы были малы собственные шумы не только смесителя, но и первых каскадов УПЧ. Поэтому схема содержит предварительный малошумящий УПЧ2 и основной УПЧ3, охваченный АРУ. К выходу приемника по ПЧ подключен частотный демодулятор, состоящий из амплитудного ограничителя АО, частотного детектора ЧД и выходного усилителя ВУ. На выходе радиоприемника ТФ ствола получают МТС. В приемниках ТРЛ и спутниковых систем связи, где уровень входного сигнала много меньше, чем в приемниках РРЛ, перед смесителем устанавливают МШУ. Входная цепь радиоприемника ПФ предназначена для передачи полезного СВЧ сигнала от АФТ к МШУ или смесителю и подавления мешающих сигналов. Гетеродинный тракт приемника называют также гетеродином. Устройства, включенные между выходом АФТ и входом демодулятора, образуют линейную часть радиоприемника.
6.4 Основные технические параметры радиоприемника
Коэффициент шума радиоприемника представляет собой отношение мощности шума, измеренной на выходе линейной части радиоприемника при температуре 293К, к мощности шума, которая была бы на этом выходе, если бы источник сигнала был единственным источником шума. Источником сигнала является приемная антенна. Вместе с сигналом во входную цепь приемника поступают собственные тепловые шумы антенны.
Упрощенно эквивалентную схему антенны можно представить в виде последовательного соединения сопротивления, излучения антенны RA , ЭДС сигнала и ЭДС шума.
Мощность теплового шума, поступающего от антенны на вход приемника,
, (6.1)
где Rвх - сопротивление входной цепи приемника. Эта мощность максимальна при Rвх =RА .
Формула Найквиста определяет средний квадрат ЭДС шума
, (6.2)
, (6.3)
, (6.4)
где k=1,37·10-23 ВТ/Гц·град - постоянная Больцмана;
Т- абсолютная температура цепи;
П- эффективная полоса частот, в пределах которой измеряют ЭДС шумов. Ее называют также шумовой полосой приемника.
При определении коэффициента шума принимают
Т=То=293 К,
где То - шумовая температура Земли.
Эффективная полоса в приемниках РРЛ практически совпадает с полосой частот, на границах которой коэффициент усиления мощности линейной части приемника уменьшается в 2 раза. В приемнике возникают собственные тепловые шумы во всех его электрических цепях и электронных приборах. В электрических цепях эти шумы создает, главным образом, тепловое движение электронов. Шумы транзисторов подразделяют на тепловые, дробовые и шумы токораспределения. Тепловые шумы возникают из-за тепловых флуктуаций зарядов в области базы, коллектора и эмиттера транзистора. Дробовые шумы вызваны дробовым эффектом, т.е. колебаниями числа носителей заряда в потоке. Шумы токораспределения вызваны случайным характером процесса рекомбинации носителей в области базы. Мощность теплового шума, измеренная на выходе линейной части реального приемника, может быть записана в виде:
, (6.5)
где kp - коэффициент усиления мощности приемника;
Р*ш.пр - мощность тепловых шумов, вносимых самим приемником на выходе линейной части.
B соответствии с определением коэффициента шума представим его в виде
, (6.6)
откуда получаем мощность собственных шумов приемника на его выходе:
. (6.7)
На практике принято пересчитывать собственные шумы приемника на его вход. При таком пересчете условно полагают, что отдельные каскады приемника сами не шумят, а только усиливают в kр раз мощность тепловых шумов, которую он развивает на своем входе. В результате мощность собственных тепловых шумов на входе приемника:
; (6.8)
. (6.9)
Мощность шумов на входе приемника с учетом шумов, поступающих от антенны
(6.10)
Подставив выражения для слагаемых из (6.3) и (6.1), запишем
(6.11)
Коэффициент шума радиоприемника, выраженный в децибеллах,
. (6.12)
На входе приемника нужно обеспечить такое отношение сигнал-шум, чтобы искажения сигнала на выходе демодулятора не превышали допустимых значений. На РРЛ средняя мощность принимаемого сигнала на входе приемника около 10-6 Вт. Это достаточно большое значение, поэтому в приемниках РРЛ не ставят МШУ. В них собственные шумы смесителя и предварительных малошумящих УПЧ определяют коэффициент шума.
В приемниках ТРЛ и ССС с МШУ можно получить коэффициент шума, близкий к единице. Для оценки шумовых свойств таких приемников удобнее пользоваться понятием эффективность шумовой температуры. Ее определяют как температуру Тэ, до которой нужно нагреть сопротивление согласованного источника шума RA , чтобы мощность шумов от этого источника на выходе приемника стала равна мощности собственных шумов приемника, определенных при Т=ТО=293 К. Запишем для этого случая мощность собственных шумов приемника
. (6.13)
Мощность шумов, поступающих на выход приемника от антенны в случае, когда сопротивление RA нагрето до Тэ составит
. (6.14)
Приравняв Р*шА и Рш.пр , находим Тэ=(nш-1)Т0 . Современные приемные устройства отечественных спутниковых систем связи имеют Тэ=80…90 К, соответственно nш=1,3. Для них вместо (6.4) удобно применять следующую формулу для расчета мощности ТШ
, (6.15)
где Т∑ - суммарная эффективная шумовая температура приемной установки (вместе с антенной и АФТ).
Чувствительность радиоприемника характеризует его способность принимать слабые сигналы. Чувствительность профессиональных радиоприемников, как правило, ограничена их собственными шумами. Она численно равна минимальному уровню радиосигнала на входе приемника, при котором на его выходе будут обеспечены заданное отношение сигнал-шум и номинальная выходная мощность полезного сигнала. Чем ниже значение этого уровня, тем более высокой считают чувствительность приемника. Для приемников часто указывают пороговую (абсолютную) чувствительность, которая численно равна такому уровню сигнала на входе приемника, при котором на выходе приемника мощности сигнала и теплового шума равны. На выходе приемников РРЛ требуется высокое отношение сигнал-шум. Ясно, что при этом уровень сигнала на входе приемника должен быть значительно больше, чем пороговая чувствительность
Кроме того, следует помнить, что при приеме ЧМ сигналов возникают пороговые явления . Поэтому чувствительность ЧМ приемника не может быть выше уровня пороговой мощности. Пороговая мощность
. (6.16)
Избирательность радиоприемника характеризует его способность выделять полезный сигнал и ослаблять мешающие сигналы, частоты которых отличны от частоты настройки приемника f1. Обычно указывают избирательность приемника на определенных частотах или, как говорят, по определенным каналам приема: соседнему и зеркальному.
Соседним называют канал, ближайший по частоте к полезному сигналу. Избирательность по соседнему каналу:
, (6.17)
где А(f) - АЧХ линейной части приемника;
А (f1) - максимальное значение А (f) при f=f1.
Для радиовещательных приемников частота соседнего канала f=f1±10 кГц. Для приемников РРЛ такими каналами могут быть, например, соседние по плану частот стволы, т.е. f=f1±28 МГц, или соседние стволы, работающие на общую антенну, в этом случае f=f1±56 МГц. В приемниках РРЛ избирательность по соседнему стволу обеспечивают разделительные и полосовые фильтры, установленные на входе приемника, и фильтр ПЧ, входящий в состав УПЧ.
Зеркальный канал приема существует только в супергетеродинном приемнике. Частота его fм отличается от частоты настройки приемника на 2fпр , а от частоты гетеродина на fпр.
Кроме рассмотренных выше параметров для радиоприемников указывают также диапазон рабочих частот, динамический диапазон, выходную мощность в оконечной нагрузке, паразитную мощность излучений гетеродина, стабильность, устойчивость работы и др.
7 Лекция
7.1 Малошумящие усилители
От МШУ стремятся получить большое усиление сигнала и малые собственные шумы. Эффективная шумовая температура МШУ лежит в пределах 80…2000 К, в зависимости от назначения приемника. Полоса пропускания должна составлять сотни мегагерц для МШУ, предназначенных для одновременного усиления сигналов нескольких стволов, и десятки мегагерц для МШУ, работающего на один ствол. Обычно полосу пропускания указывают в процентах от центральной частоты f1. В приемниках земных станций предпочтительна конструкция, позволяющая разместить МШУ в непосредственной близости от антенны: в подзеркальной кабине либо в фокусе антенны. Для приемников КС ССС важны малые потребление, габариты, масса.
К основным типам МШУ относят усилители на ЛБВ, усилители на туннельных диодах (УТД), параметрические и транзисторные. Малошумящие усилители на ЛБВ и УТД имели одинаковую область применения - приемники КС ССС. В связи с тенденцией перехода на аппаратуру на твердотельных приборах от МШУ на ЛБВ сейчас отказались.
Усилители на туннельных диодах обычно обеспечивают коэффициент усиления 15…20 дБ и коэффициент шума 5…8 дБ, а полоса пропускания может достигать 0,5f1 . Они являются регенеративными усилителями. Для УТД характерны такие недостатки, как малый динамический диапазон, нестабильность параметров, неустойчивость работы.
Параметрические усилители (ПУ) широко применяют в приемниках ТРЛ и земных станций ССС, а транзисторные МШУ - в приемниках ЗС и КС ССС. Иногда их объединяют в комбинированные МШУ, в которых первые каскады - параметрические, а последующие - транзисторные.
Варактор работает при отрицательных напряжениях смещения. Постоянного тока в цепи варактора практически нет, поэтому в ней отсутствует дробовый эффект. Следовательно, варактор практически не вносит тепловых шумов. Из-за этого параметрические усилители имеют низкие собственные шумы. Обычно применяют криогенное охлаждение первых каскадов. Их погружают в криостат с жидким азотом, температура которого 77К. Более глубокое охлаждение можно получить, применив жидкий гелий, температура которого 20К.
7.2 Преобразователи частоты радиоприемников
Преобразователь частоты приемника предназначен для преобразования принимаемого СВЧ сигнала в сигнал ПЧ. В отличие от передающего преобразователя, в приемном на вход подают СВЧ сигнал, а с выхода снимают сигнал ПЧ. Поэтому в нем вместо ФБП включают ФНЧ. Основная фильтрация сигнала происходит в УПЧ. С выхода смесителя будет снят сигнал частотой . Уровень этого сигнала изменяется пропорционально входному уровню приемника вследствие линейного режима преобразования.
Чтобы предотвратить искажения, во входные цепи преобразователя частоты включают ФВ или ФЦ и ФГ, а на выходе устанавливают ФНЧ (дроссель СВЧ). Ферритовые вентили и циркуляторы поглощают энергию зеркальной составляющей. Фильтры гармоник не пропускают колебания суммарной составляющей и более высоких гармоник в тракт СВЧ. Эти фильтры имеют частоту среза fср=1,25…1,5f1. Фильтры гармоник поглощающего типа поглощают энергию составляющих, частоты которых выше частоты fср. Отражающие ФГ размещают рядом со смесительным диодом. Выходной ФНЧ создает короткое замыкание для токов СВЧ, препятствуя их прохождению в направлении такта ПЧ.
Для сложения сигналов СВЧ (входного и гетеродина), подводимых к нелинейному элементу, используют такие же устройства, что и в преобразователях частоты передатчиков. В качестве нелинейных элементов служат, главным образом, малошумящие смесительные диоды: кремниевые с точечными контактами и арсенид-галлиевые с барьером Шотки, туннельные диоды и транзисторы.
Преобразователь частоты приемника должен обладать малым коэффициентом шума и малыми потерями преобразования. Эти параметры определяют коэффициент шума приемника РРЛ, в котором нет МШУ. Кроме того преобразователь частоты должен иметь равномерные АЧХ и характеристику ГВЗ, как и любое другое устройство ВЧ тракта. Малошумящие смесительные диоды имеют потери преобразования 5…6 дБ. Для них принято также указывать коэффициент шума, измеренный в эталонном приемнике с УПЧ, имеющим nшо =1,5 дБ. Обычные его значения 8…14 дБ. Мощность колебаний гетеродина подбирают такой, чтобы получить минимальный коэффициент шума смесителя. Обычно это 1…3 МВт. В некоторых схемах на диод подают напряжение смещения, чтобы улучшить согласование смесительной головки по входу.
7.3 Усилители промежуточной частоты
В УПЧ приемника происходит основное усиление сигнала. Вместе с МУПЧ передатчика он образует тракт ПЧ ПРС. Тракт ПЧ выполнен на транзисторах. Как отмечалось выше, в приемнике различают предварительный малошумящий усилитель ПУПЧ и основной УПЧ. Основной УПЧ содержит фильтр промежуточной частоты ФПЧ, корректоры группового времени запаздывания КГВЗ, главный УПЧ (ГУПЧ) с АРУ и оконечный усилитель (ОУПЧ). В ОУПЧ предусмотрена возможность подачи на выход сигнала замещающего генератора вместо принятого сигнала. Такое подключение производит электронный коммутатор ЭК. Работой последнего управляет индикатор несущей ИН, он же включает генератор, замещающий ГЗ. Подключение ГЗ происходит, когда уровень несущей падает ниже определенного порога, т.е. при глубоких замираниях сигнала или аварии. Сигнал ГЗ называют сигналом обрыва ствола. Его используют в системе поучасткового резервирования. Выход 1 ОУПЧ является основным. К выходу 2 подключают демодулятор ТВ ствола или демодулятор сигналов СС. Номинальное напряжение ПЧ на основном выходе приемника составляет 500 мВ на нагрузке 75 Ом.
Основные параметры УПЧ: номинальное значение ПЧ, коэффициент шума, коэффициент усиления, АЧХ и полоса пропускания, характеристика ГВЗ. Номинальное значение ПЧ в соответствии с рекомендациями составляет 35 МГц при частоте сигнала ниже 1 ГГц, 70 МГц на более высоких частотах и 140 МГц в широкополосных системах с числом каналов примерно 2700. Для получения малого коэффициента шума приемника стремятся получить от УПЧ малый коэффициент шума (n3=1.5…1.7) и достаточно большое усиление (k3=30дБ). В приемниках РРЛ УПЧ должен полностью компенсировать то ослабление, которое претерпевает сигнал при распространении между антеннами передатчика и приемника, т.е. усилить сигнал на 100 …120 дБ. Основное усиление происходит в ГУПЧ, у него коэффициент усиления составляет 45 …65 дБ. Оконечный УПЧ предназначен для обеспечения номинального выходного напряжения приемника.
7.4 Частотные демодуляторы
Демодулятор является составной частью модема и служит для выделения модулирующего сигнала из ЧМ сигнала ПЧ с малыми вносимыми искажениями. Демодулятор содержит КГВЗ, УПЧ, амплитудный ограничитель АО , ФНЧ, ЧД и выходной усилитель ВУ. Непосредственно демодуляция происходит в ЧД. Частотные детекторы, применяемые в РРЛ , выполняют демодуляцию в два этапа. Сначала с помощью ЧМ-АМ преобразователя превращают входной ЧМ сигнал в АМ сигнал ПЧ, огибающая которого повторяет закон изменения частоты входного сигнала. Затем выделяют эту огибающую с помощью АД. Таким образом, изменение напряжения т.е. напряжения модулирующего сигнала. Сигнал на входе ЧД должен иметь постоянную амплитуду, так как любые ее изменения выделяет АД. Если амплитуда входного сигнала ПЧ меняется, то на принятый сигнал будет наложена помеха, порождаемая паразитной АМ входного сигнала. Амплитудные ограничители подавляют паразитную АМ сигнала на входе ЧД и уменьшают влияние этой помехи. Процесс ограничения нелинеен. Поэтому на выходе АО вместе с ПЧ сигналом появляются его гармоники. Для их подавления установлен ФНЧ. Усилители ПЧ служат для развязки каскадов схемы и обеспечения необходимых уровней сигнала. Для выравнивания группового времени запаздывания демодулятора в его состав включен корректор ГВЗ. Необходимый выходной уровень принятого сигнала, например МТС, обеспечивает выходной усилитель.
Идеальный АО должен обеспечивать постоянную амплитуду выходного сигнала Uвых , независимо от амплитуды входного сигнала Uвх . Реальный АО имеет АХ близкую к идеальной при входных амплитудах, превышающих некоторое пороговое значение Un. При Uвх <Uп реальный АО работает как усилитель.
8 Лекция
Цель: изучить принципы построения антенно-фидерных трактов РРЛ, ознакомление с основными типами и параметрами антенн, элементами антенно-фидерных трактов.
8.1 Параметры антенн
На радиорелейных линиях, ТРЛ и спутниковых линиях связи применяют приемопередающие направленные антенны. Поле излучения антенны формируется в пространстве на некотором расстоянии от антенны, в так называемой дальней зоне. В этой зоне амплитуды векторов электрического Е и магнитного полей Н убывают пропорционально расстоянию от антенны.
Коэффициент направленного действия (КНД) антенны равен отношению квадрата напряженности поля, создаваемого антенной в данном направлении, к среднему квадрату напряженности поля по всем направлениям. Обычно антенну характеризуют значением КНД в главном направлении D. Нормированный КНД
Диаграмма направленности (ДН) антенны – это графическое представление F(θ) в заданной плоскости. Для антенн измеряют ДН в двух взаимно перпендикулярных плоскостях, одна из которых совпадает с плоскостью вектора Е поля излучения, а другая – с плоскостью вектора Н. Такая пара ДН дает полное пространственное представление о направленных свойствах антенны. Лепесток ДН, соответствующий θ =0, называют главным, лепесток в направлении θ =1800 – задним, остальные – боковыми. Приближенно ДН оценивают шириной главного лепестка по половинной мощности (уровень минус 3дБ) и шириной по минимуму поля.
Коэффициент полезного действия антенны ηθA равен отношению мощности излучения к мощности радиочастотного сигнала, подводимого к антенне.
Коэффициент усиления антенны G показывает, во сколько раз придется увеличить подводимую мощность, если данную направленную передающую антенну заменить ненаправленной, при условии, что напряженность поля в точке приема не изменится. Коэффициент усиления характеризует способность передающей антенны сконцентрировать основную часть излучаемой мощности в главном направлении, которая получила название эквивалентной изотропно-излучаемой мощности (ЭИИМ)
, (8.1)
где Рп – мощность передатчика;
η п – КПД передающего фидера.
Принято указывать коэффициент усиления в децибелах, т.е. g=10lgG. Коэффициент усиления антенны в любом направлении, отличном от главного, приводят вместе с указанием угла ДН.
Эффективная площадь приемной антенны Sэ равна отношению максимальной мощности, которая может быть отдана приемной антенной в согласованную нагрузку, РА к плотности потока мощности сигнала у антенны. Эффективная площадь характеризует способность антенны принять основную часть приходящей мощности, в то время как коэффициент усиления характеризует аналогичное качество передающей антенны. Эти величины связаны между собой соотношением
G=4π Sэ/λ 2 , (8.2)
где λ - длина волны.
В диапазоне СВЧ применяют антенны, в которых поле излучения формирует отражающая поверхность (например, параболическое зеркало). Для таких антенн
Sэ=Skн (8.3)
где S – площадь раскрыва (апертуры);
kн – коэффициент использования поверхности (КИП), у лучших антенн КИП около 0,7.
Защитное действие антенны kз характеризует ее способность ослаблять помеху с частотой сигнала, приходящую с направлений под углами θ =90…2700 , т.е. с заднего полупространства. Защитное действие антенны при θ =1800 оценивают по уровню заднего лепестка kз=g-g(1800 ). При других значениях θ - по уровням боковых лепестков kз(θ )=g-g(θ б), где θ б – угол, соответствующий максимуму бокового лепестка ДН. По значениям kз(θ ) строят гарантированную огибающую боковых лепестков ДН [1]. Антенны РРЛ, работающие по двухчастотному плану, принимают с заднего полупространства сигнал соседней станции, который может вызвать переходные шумы в каналах. Чтобы обеспечить незначительную мощность этих шумов необходимы антенны у которых kз(θ )= 65дБ.
Диапазон антенны – это диапазон частот, в котором параметры антенны остаются в заданных пределах. Для антенн магистральных РРЛ он должен составлять 400…500 МГц, поскольку на одну антенну часто работают все четные (нечетные) стволы системы. В некоторых случаях антенны могут работать в смежных диапазонах частот, например 4 и 6 ГГц.
8.2 Основные типы антенн
Зеркальные антенны. Это направленные антенны, содержащие первичный излучатель и отражатель антенны в виде металлической поверхности. Первичным излучателем (или облучателем) называют излучающий элемент антенны, связанный с фидером. На РРЛ, ТРЛ и ССС используют следующие зеркальные антенны: параболические, рупорно-параболические, двухзеркальные и др.
Принцип формирования направленного излучения рассмотрим на примере передающей параболической антенны (см.рисунок 8.1а). Поверхность отражателя 1 является вырезкой из параболоида вращения и представляет собой металлическое зеркало. С фокусом зеркала F совмещен центр облучателя 2. Фокусное расстояние обозначено F*. Широко распространены рупорные облучатели, питаемые от волновода 3.
Рупор излучает сферическую волну, которая, отражаясь от отражателя, превращается в плоскую в раскрыве антенны. Ход лучей показан на рисунке 8.1(а и в) тонкими линиями со стрелками. Раскрывом называют плоскость S, перпендикулярную фокальной оси MN и ограниченную кромкой зеркала (рисунок 8.1а) либо проекцией на нее этой кромки (см.рисунок 8.1в). В плоскости раскрыва все лучи должны быть параллельны, т.е. иметь одинаковую фазу. Кроме того, амплитуды лучей также должны быть одинаковы. За счет этого мощность излучения концентрируется в направлении, перпендикулярном плоскости раскрыва. Чем больше S, тем уже главный лепесток ДН антенны и больше G. На практике амплитуда поля в раскрыве S обычно спадает к краям. Следовательно, в создании направленного излучения участвует не вся апертура S, а ее часть, называемая эффективной площадью антенны (см.рисунок 8.3). Атмосферные осадки, скапливаясь на поверхности отражателя или попадая на облучатель, ухудшают электрические параметры антенны. Поэтому антенны защищают
а – осесимметричной; б – осесимметричной улучшенной;
в – неосесимметричной (1 – отражатель; 2 – облучатель; 3 – фидер)
Рисунок 8.1 – Схемы параболических антенн:
кожухами, а раскрывы антенн – чехлами из гибкой пленки или защитными крышками.
Параболические антенны (ПА). В симметричной ПА (см.рисунок 8.1а,б) форма отражателя симметрична относительно фокальной оси. Облучатель оказывается в поле плоской волны. Часть энергии последней возвращается к облучателю, попадает в волновод и нарушает его согласование с антенной. Кроме того, облучатель и волновод затеняют раскрыв антенны, снижая ее КИП и ухудшая ее направленные свойства. Для улучшения согласования ПА устанавливают металлический диск 5 (см.рисунок 7.1б) на некотором расстоянии r от зеркала 1. Диаметр диска d и расстояние r подбирают такими, чтобы волны, переизлученные диском и зеркалом, у облучателя оказались в противофазе и компенсировали друг друга. Отражатель неосесимметричной ПА (см.рисунок 8.3в) не имеет симметрии относительно фокальной оси MN. Рупор оказывается вне поля плоской волны, переизлученной зеркалом. Поэтому у такой антенны согласование облучателя с волноводом много лучше, чем у осесимметричной и она имеет более широкий диапазон. Угол раскрыва зеркала неосесимметричной ПА не велик. Это снижает ее защитное действие. Для повышения kЗ устанавливают дополнительные экраны. На отечественных РРЛ применяют неосесимметричные антенны с круглым раскрывом диаметром 1,1 и 1,5 м типа АНК-1,1 и АНК-1,5. Зеркало представляет собой вырезку из параболоида вращения цилиндром. К нижней части зеркала присоединен металлический экран, улучшающий защитное действие антенны. Облучатель выполнен на основе рупора с изломом образующей и закрыт крышкой из радиопрозрачного материала. Для каждого рабочего диапазона антенну комплектуют своим облучателем. Коэффициент усиления АНК-1,1 меняется от 31 (4ГГц) до 40,6дБ (11ГГц); для АНК-1,5 соответственно от 33,6 до 43дБ; КИП составляет 0,6…0,7. Благодаря наклону зеркала на рабочей поверхности почти не скапливаются осадки.
Рупорно-параболические антенны (РПА). В РПА (см.рисунок 8.2) неосесимметричное параболическое зеркало 1 соединено с пирамидальным рупором 2 по задней кромке и с помощью боковых металлических стенок 4, продолжающих рупор. Рупор соединяют с волноводом через переход 3 с плавно меняющимся сечением, обеспечивающим согласование. Чтобы через раскрыв 5 осадки и пыль не попадали внутрь антенны, его закрывают крышкой из пенопласта.
Рисунок 8.2 – Схема рупорно-параболической антенны
Металлические стенки антенны препятствуют непосредственному излучению рупора и защищают его от воздействия внешних мешающих полей. Поэтому РПА имеет высокое защитное действие. При вертикальной поляризации kз(θ )>65 дБ, при горизонтальной он несколько хуже в секторе углов, примыкающих к 900. Для улучшения защитных свойств конструкцию дополняют экранами. Защитные экраны 5, установленные по боковым кромкам раскрыва, снижают излучение антенны в секторе углов около 900, а экран 3 на верхней кромке – в заднем полупространстве. Антенна с экранами имеет kз(θ)>70 дБ.
Двухзеркальные антенны. У них облучатель состоит из двух элементов (см.рисунок 8.3) рупора 1 и вспомогательного зеркала 2 (контррефлектора). Фазовый центр рупора совмещен с одним из фокусов F1 контррефлектора, а фокус параболического отражателя 3 – со вторым его фокусом F2. Параболическое зеркало излучает так, будто облучатель расположен в фокусе F2.
Антенна двухзеркальная гиперболическая (АДГ) имеет гиперболическое вспомогательное зеркало (см.рисунок 8.3а). Хотя рупор и вынесен из поля плоской волны, но часть лучей, отражаясь от гиперболического зеркала, возвращается в рупор. Это ухудшает согласование рупора с фидером и снижает диапазон АДГ.
Антенна двухзеркальная эллиптическая (АДЭ) имеет вспомогательное зеркало 2 в форме конуса, образующая которого представляет собой часть эллипса (см.рисунок 8.3б). Один из фокусов эллипса F1лежит на оси симметрии антенны АВ. Геометрическое место фокусов F2 образует фокальное кольцо диаметром d. Параболическое зеркало состоит из двух симметричных частей. Их фокальные оси MN смещены относительно АВ на 0,5d. Вершина конуса 2, фокус F2 и точки кромки зеркала 3 лежат на одной прямой. Лучи, отраженные от эллиптического зеркала, на попадают в рупор, что обуславливает широкий диапазон АДЭ. Эллиптическое зеркало направляет центральные лучи рупора на периферию параболического отражателя, а крайние лучи (их амплитуды ниже) – к центру.
Рисунок 8.3 – Схемы двухзеркальных антенн с гиперболическим (а) и эллиптическим (б) контррефлекторами
Повышению КИП способствует отсутствие металлических тяг крепления конррефлектора. Последний соединяют с рупором в неразборный герметический блок путем заливки пространства между ними пенополиуретаном, который также предохраняет облучатель от осадков. К кромке зеркала крепят цилиндрическую насадку, внешний срез которой меняется по специальному закону. Кроме того, ставят металлические кольца с тыльной стороны отражателя. Так, например, антенна диаметром 3,5 м (АДЭ-3,5) в диапазоне 6 ГГц обеспечивает g=43,5 дБ, но имеет массу в 3 раза меньшую, чем РПА-2п-2. Ее высота с экраном 3736 см.
Перископические антенные системы (ПАС). В ПАС (см.рисунок 8.4) внизу устанавливают антенну 1, например АДЭ, а на опоре 2 – плоское зеркало 3, которое направляет излучение на корреспондента. Целесообразно применение ПАС на пролетах с большими высотами установки антенн. Кроме того, РРС с низко установленными антеннами и короткими фидерами легче обслуживать, особенно в районах с неблагоприятными метеоусловиями. С этой позиции предпочтительна ПАС с неосимметричной антенной (см.рисунок 8.4б), в которой короткий фидер и облучатель расположены в здании. Такую ПАС называют трехэлементной. Наклон нижнего зеркала мешает скоплению осадков. Отечественные трехэлементные ПАС имеют нижнее зеркало в виде вырезки цилиндром из эллипсоида вращения с фокусным расстоянием по вертикальной и горизонтальной осям соответственно 70 и 5 м. Рупорный облучатель размещают на горизонтальной оси эллипсоида около фокуса. Высота подвеса верхнего зеркала 30…100 м. Диаметр раскрыва нижнего зеркала 3,2 м, верхнего – 3,9 м. Контур верхнего зеркала (см.рисунок 8.4в) несколько отличается от эллипса, что способствует снижению излучения в заднее полупространство. Коэффициент усиления такой ПАС составляет 40 и43 дБ соответственно на частотах 4 и 6 ГГц. В каждом частотном диапазоне применяют свой облучатель.
а – двухэлементная; б – трехэлементная; в – верхнее зеркало специальной формы
Рисунок 8.4 – Схема ПАС
Защитное действие достигает 65 дБ. Мешающие сигналы соседних станций, отражаясь от опоры и местных предметов, легко попадают на верхнее или нижнее зеркало, что снижает защитное действие антенны. Установка ПАС на УРС с двухчастотным планом недопустима.
8.3 Схема антенно-фидерного тракта
Волны с ортогональной поляризацией подводят к приемопередающей антенне РРС либо по одному фидеру, выполненному в виде круглого волновода, либо по двум волноводам эллиптического (иногда прямоугольного) сечения. В первом случае разделение этих волн выполняет поляризационный селектор. В диапазонах 2 ГГц и ниже фидером служит коаксиальный кабель, поскольку поперечные размеры волноводов на этих частотах велики. В диапазонах 4,6 и 8 ГГц применяют круглый волновод диаметром d=70мм. Основной тип волны – Н11. В волноводе диаметром 70 мм на частоте 4 ГГц кроме Н11может распространяться волна типа Е01; на частоте 6 ГГц к ним добавляются волны Е11, Н01, Н21, Н31, а на частоте 8 ГГц и другие волны высших типов. Такой волновод называют многоволновым. Одноволновый режим работы можно получить, уменьшив d. В эллиптическом волноводе основной тип волны с Н11, в прямоугольном – Н10. Размер поперечного сечения этих волноводов выбирают, исходя из условия одноволновой работы для каждого частотного диапазона. Из эллиптических и прямоугольных волноводов выполняют, как правило, только короткие участки фидера.
Неоднородности круглого волновода в виде эллиптичности поперечного сечения поворачивают плоскость поляризации поля на некоторый угол θ в. Из-за поворота плоскости поляризации появилась кроссполяризованная составляющая Ег*. Она является помехой для сигналов с горизонтальной поляризацией Ег. В фидерах РРЛ принято компенсировать кроссполяризованную волну с помощью корректора эллиптичности (КЭ).
Для разделения волн разной поляризации в волноводах устанавливают поляризационные селекторы (ПС), для согласования волноводов разного сечения – плавные волноводные переходы (ПВ).
Антенно-фидерный тракт с АДЭ для работы на волнах двух поляризаций в диапазоне 6 ГГц (см.рисунок 8.5а) включает вертикальный участок на круглом биметаллическом волноводе (КВБ) и два горизонтальных участка на эллиптических гибких волноводах (ЭВГ). Обычно РРС оснащают монтажными комплектами КВБ длиной 5…120 мм и монтажными комплектами ЭВГ 1,5…30 м, позволяющими наращивать необходимую длину фидера.
Рисунок 8.5 – Схемы АФТ для диапазона 6 ГГц с АДЭ (а), РПА (б)
Монтажный комплект ЭВГ содержит арматуру (концевые заделки) для стыковки ЭВГ с прямоугольным волноводом. Назначение вспомогательных устройств КЭ, ФП, ПС, ГВ И ВСШ пояснено выше. Поскольку облучатель АДЭ герметичен, то гермовставки ГВ1 установлены только снизу. Они выполнены на волноводе прямоугольного сечения и имеют штуцер для подачи воздуха. Вертикальный волновод соединен с облучателем АДЭ посредством двух плавных изгибов ПИ по 45 0. Эти изгибы увеличивают уровень волн высших типов (Е11 и Н12), поэтому рядом установлен заграждающий фильтр, состоящий из двух идентичных волноводных переходов ПВ1 и ПВ2 круглого сечения 70/43 мм. Переход ПВ1 плавно уменьшает диаметр волновода до 43 мм, а ПВ2 включен ему навстречу. Волновод диаметром 43 мм на частоте 6 ГГц является двухволновым, поэтому стык двух ПВ пропускает только волны двух типов Н11 и Е01. Последнюю поглощает ФП. В диапазоне 6 ГГц ПС имеет вход в виде круглого волновода диаметром 43 мм. Поэтому перед ним включен ПВ3, идентичный ПВ1. Замыкает вертикальный участок поглощающая нагрузка R, устраняющая резонансные явления.
В диапазоне 8 ГГц схема АФТ такая же, но с другими переходами ПВ1 – ПВ3, ПС и ЭВГ. В этом диапазоне двухволновый волновод имеет d=32 мм. Поэтому применены ПВ 70/32 мм и вход ПС имеет d= 32 мм. Размеры поперечного сечения ЭВГ падают с ростом частоты.
В диапазоне 4 ГГц в круглом волноводе d=70 мм волны Е11 и Н12 не распространяются, а вход ПС имеет d=70 мм, поэтому исключены ПВ1 – ПВ3. Но при этом ФП рекомендуют устанавливать ближе к антенне, до КЭ.
С РПА фидер соединяют (см.рисунок 8.5б) с помощью плавного перехода ПВ4. Со стороны РПА он имеет квадратное сечение 72·72 мм, со стороны волновода – круглое d=70 мм. В фидере установлена верхняя герметизирующая вставка ГВ2 на круглом волноводе, так как облучатель РПА не герметичен; ПВ1 и ПВ2 не нужны, поскольку трасса круглого волновода без изгибов. Начиная со входа ФП, АФТ имеет ту же схему, что и на рисунке 8.4а. Короткие АФТ выполняют полностью на ЭВГ.
Основные параметры АФТ. Приемный фидер ослабляет сигнал и ухудшает отношение сигнал-шум на входе приемника. Так же влияет передающий фидер, уменьшая ЭИИМ.
Коэффициент полезного действия передающего (приемного) фидера
η п=10-0,1a фп,
где
a ф.п =a ВУ +a 1l1+a 2l2;
a ф.п – потери энергии основной волны в передающем АФТ;
a ВУ – ослабление, вносимое вспомогательными устройствами;
l1и l2 – длина вертикального и горизонтального участков фидера с погонными потерями a 1и a 2 соответственно.
9 Лекция
Цель: изучить принципы организации цифровых стволов на ЦРРЛ,
изучение методов модуляции и демодуляции в ЦРРЛ, а также ознакомление с современным оборудованием ЦРРЛ.
9.1 Структурная схема цифрового ствола
Широкополосный ствол РРЛ, предназначенный для передачи сигналов в цифровой форме, называют цифровым стволом. На рисунке 8.1а показана структурная схема оконечной станции ЦРРЛ, на рисунке 8.1б -структурная схема промежуточной станции, на рисунке 8.1в структурная схема устройства сопряжения УС.
На оконечной станции линейный цифровой сигнал ЛЦС в коде стыка (например, HDB-3) поступает на вход устройства сопряжения УС, задачей которого является преобразование ЛЦС к виду, удобному для передачи по РРЛ. В модуляторе МД производится модуляция сигнала промежуточной частоты по одному из параметров (частота, фаза, либо амплитуда и фаза).
Промодулированный сигнал ПЧ в передатчике ПД переносится в рабо- чую область частот, усиливается и затем излучается антенной. Передатчики и приемники выполняют по таким же схемам, как и для аналоговых РРЛ. В обратном направлении сигнал, принятый антенной, усиливается и переносится на ПЧ в приемнике ПР. Затем с выхода демодулятора ДМ цифровой сигнал подается на устройство сопряжения, где формируется линейный цифровой сигнал.
В состав промежуточной станции входят регенераторы Р , задачей которых является восстановление временных и амплитудных соотношений в цифровом сигнале. Благодаря этому исключается накопление шумов вдоль радиорелейной линии. Промежуточная станция может работать в режиме ретрансляции без регенерации сигналов. Очевидно, что в этом случае происходит явление накопления шумов.
Рассмотрим схему устройства сопряжения УС (см.рисунок 9.1 в). На вход УС поступает линейный цифровой сигнал ЛЦС по кабельной соединительной линии от аппаратуры систем передачи, например, ИКМ-120. В регенераторе Р1 ЛЦС восстанавливается и подается на преобразователь кода ПК1. В этом преобразователе линейный цифровой сигнал преобразуется в бинарный однополярный (как правило, положительной полярности). Кроме того, в ПК удаляется избыточная информация из ЛЦС, введенная в него для улучшения статистических свойств. Например, если ЛЦС поступает в коде HDB-3, то из него удаляются вставки типа 000V и B00V.
На выходе ПК1 формируется цифровой сигнал в коде NRZ, чем обеспечивается минимальная ширина полосы частот сигнала на выходе модулятора МД.
Скремблер СКР предназначен для улучшения статистических свойств цифрового сигнала. Дело в том, что при появлении в цифровом сигнале длинных серий нулей или единиц ухудшается работа канала тактовой синхронизации, что приводит к увеличению коэффициента ошибок. Кроме того, при наличии в ЦС регулярных последовательностей спектр сигнала на выходе передатчика сосредотачивается в узкой полосе частот, что ведет к росту перекрестных помех между стволами РРЛ.
Рисунок 9.1– Организация цифрового ствола
В скремблере цифровой сигнал складывается по модулю 2 с псевдослучайной последовательностью импульсов ПСП, формируемой в генераторе ПСП. В результате такой логической операции цифровой сигнал приобретает свойства почти случайного и, таким образом, упомянутые выше ситуации исключаются.
Регенератор Р2 устраняет искажения, внесенные элементами радиоствола. В дескремблере ДСК из цифрового сигнала удаляется ПСП. Преобразователь кода ПК2 формирует на своем выходе линейный цифровой сигнал в коде стыка.
9.2 Аналого-цифровой ствол
В данном случае передача цифрового сигнала производится по стволу аналоговой РРЛ с ЧМ совместно с групповым сигналом. Структурные схемы устройств совмещения аналогового и цифрового сигналов на передаче и на приеме приведены на рисунках 9.2а и 9.2б.
На передающем конце ЛЦС, пройдя через типовые блоки, поступает на фазовый модулятор ФМД, где модулирует колебания поднесущей частоты генератора ГЕН. На выходе ПК формируется цифровой сигнал в относительном коде. Поэтому на выходе ФМД формируется сигнал ОФМ.
Спектр этого сигнала ограничивается в ПФ с целью уменьшения помех аналоговым сигналам. На вход устройства сложения УСЛ поступают сигналы от оконечного оборудования телефонного ствола ООТФ. Это многоканальный телефонный сигнал и сигналы служебной связи СС.
На приемном конце сигнал с выхода частотного демодулятора ЧД поступает на устройство разделения УР. После фильтрации в полосовом фильтре ПФ цифровой сигнал подается на фазовый демодулятор ФД, на второй вход которого подан сигнал от опорного генератора ГЕН. После прохождения типовых блоков ЛЦС поступает в кабельную соединительную линию.
Рисунок 9.2 – Организация аналого-цифррового ствола
9.3 Цифровой ствол на аналоговой РРЛ
В данном случае пропускная способность аналогового ствола используется полностью для передачи цифрового сигнала. Однако, должна быть сохранена система телеобслуживания, каналы служебной связи аналоговой РРЛ.
Структурные схемы устройств сопряжения на передаче и на приеме приведены на рисунках 9.3а и 9.3б. На передающей стороне цифровой сигнал подвергается типовым преобразованиям. Преобразователь кода ПК2
Рисунок 9.3- Организация ствола на аналоговой РРЛ
формирует цифровой трехуровневый сигнал типа ЧПИ. Особенностью спектра такого сигнала является отсутствие низкочастотных составляющих, что и используется для сохранения каналов служебной связи аналоговой РРЛ. Фильтр нижних частот имеет полосу пропускания от 6 до 6,5 МГц, ограничивает спектр трехуровневого сигнала. Так как при этом полоса частот 6,5…9 МГц оказалась свободной, то имеется возможность применять для оценки состояния цифрового ствола КУ существующей аппаратуры аналоговой РРЛ.
Сигнал с выхода устройства сложения поступает на частотный модулятор.
В приемной части с выхода частотного демодулятора сигнал подается на устройство разделения УР. Цифровой трехуровневый сигнал подается на ПК3, где преобразуется в бинарный сигнал. После дескремблера ДСК в ПК4 формируется ЛЦС. Фильтр нижних частот ограничивает мощность тепловых шумов.
По рассмотренному варианту организации цифрового ствола обычно передают цифровые сигналы 8,448 Мбит/с. Для увеличения пропускной способности цифрового ствола применяется одновременная передача двух ЛЦС со скоростями 8,448 Мбит/с методом четырехпозиционной ЧМ.
10 Лекция
Цель: изучить виды и характеристики, состав и принципы работы цифровых радиорелейных станций.
10.1 Классификация и общая характеристика ЦРРС
К общим характеристикам ЦРРС (кроме диапазона частот и скорости передачи) относится конфигурация системы. Различают режим работы без резервирования (1+0) – одноствольный и режим работы с резервированием стволов (1+1), при котором по двум стволам одновременно передаются одни и те же цифровые сигналы. При этом используются варианты горячего резервирования (not stand-bay), разнесение по частоте (frequency diversity) и разнесения в пространстве (space diversity).Применение конфигурации (1+1) значительно повышает надежность связи. Переключение на резервный ствол происходит либо при внезапных отказах аппаратуры основного ствола, либо при снижении качества передачи цифрового сигнала, например, при глубоких замираниях радиосигнала. Переключение стволов производится “безобрывным” (hitless) способом, предусматривающим предварительное выравнивание времени задержки цифровых сигналов в двух стволах. Это сохраняет структуру цифровых сигналов и не приводит к нарушениям работы оборудования временного группообразования.
Применяется также конфигурация (2+0), когда по стволам могут передаваться либо одинаковые сигналы (функции переключения принимает на себя аппаратура потребителя), либо разные сигналы для повышения пропускной способности радиоствола.
Важной характеристикой радиорелейной станции является способность работать в составе многопролетной линии. При этом необходимо обеспечить низкий уровень фазовых дрожаний (джиттер) сигнала на каждом пролете, возможность ответвления и ввода основных и сервисных каналов, управление и контроль многопролетной линии.
Практически все производимые ведущими мировыми фирмами РРС имеют в своем составе кварцевый синтезатор частоты.
Параметры станций с точки зрения ЭМС различны и зависят от значения промежуточных частот, полосы фильтров СВЧ и др.
Энергетические характеристики ЦРРС.
Энергетические характеристики определяют дальность связи, характеризуют технический уровень аппаратуры и являются основой для проектирования РРЛ. Для обобщенной оценки энергетических параметров оборудования используется коэффициент системы Кс (system qain):
(10.1)
где Рпд – выходная мощность передатчика;
Рпор – пороговая мощность сигнала на входе приемника (чувствительность приемника), при которой обеспечивается заданная достоверность передачи информации.
Очевидно, что чем больше Кс, тем больше длина пролета и качество связи при фиксированной антенне.
Рассмотрим основные факторы, влияющие на коэффициент системы.
Мощность передатчика для РРС ограничивается Международными рекомендациями, с одной стороны, и возможностью реализации с другой (габариты, надежность, приемлемый уровень энергопотребления). Реально мощность СВЧ передатчика современных РРС находится в пределах от 1 вт до 30 Мвт.
Пороговый уровень полезного сигнала зависит, в основном, от двух факторов: коэффициента шума приемного устройства по входу приемника и от порогового отношения сигнал/шум на входе демодулятора, при котором достигается заданная достоверность. Коэффициент шума определяется входным МШУ и в современных приемниках составляет величину от 1,5 до 9 дБ в зависимости от диапазона.
В общем случае можно записать:
, (10.2)
где -отношение сигнал/шум на входе демодулятора. В зависимости от вида модуляции, метода демодуляции это отношение определяет вероятность ошибки на выходе демодулятора;
Рш – мощность тепловых шумов на входе демодулятора;
– отношение сигнал/шум на входе приемника;
П – шумовая полоса приемника;
В –полоса частот, в которой сосредоточена энергия элемента сигнала длительностью Т (численно равна скорости передачи информации).
Во многих случаях П= 1/Т и тогда
. (10.3)
Из этого выражения получаем:
; (10.4)
,
где n– коэффициент шума приемника;
k – постоянная Больцмана;
П - шумовая полоса приемника;
То = 293оК.
Как правило, Рс (или Кс) приводят для ВЕR= 10-3 или ВЕR = 10-6.
Метод модуляции определяет ширину излучаемого спектра, и следовательно, ширину полосы приемопередатчика и пороговое отношение сигнал/шум в демодуляторе.
В настоящее время в низкоскоростных ЦРРС наибольшее распространение получила модуляция QРSK (квадратурная фазовая манипуляция), которая позволяет вдвое уменьшить ширину спектра модулированного сигнала по сравнению с двухпозиционной PSK. Известны несколько модификаций QРSK: офсетная – QРSK, с постоянной огибающей СЕРМ или С-QРSK, 4 QАМ и др., отличающиеся методами реализации.
Некоторые зарубежные фирмы применяют более простой метод 4 FSK, обеспечивающий такую же занимаемую полосу частот, что и QРSK, но за счет снижения энергетики.
Для многих скоростей передачи применяются наиболее простые методы модуляции – PSK и FSK.
В последнее время для скорости 34 Мбит/с наметилась тенденция замены QРSK на 16 QАМ в диапазонах ниже 13 ГГц с целью уменьшения занимаемой полосы ствола РРЛ до 14 МГц вместо 28 МГц при QРSK.
Надёжность радиорелейного оборудования
Надежность обычно характеризуется параметром средней наработки на отказ (МТВF) для конфигурации “1+0”. Все ведущие фирмы гарантируют МТВF не менее 100000 часов (более 10 лет).
Уровень принятых схемотехнических решений оценивается по параметру RBER (остаточный коэффициент ошибок), который характеризует ошибки, связанные только с аппаратурой (вне связи с линией). Для качественных современных станций типовое значение этого параметра 10-11.
10.2 Система электропитания
Обычно энергопотребление приводится в расчете на один ствол в конфигурации “1+0”. Для современной аппаратуры эта величина лежит в пределах 35-50 Вт.
При питании от сети постоянного тока важной характеристикой является наличие гальванической развязки, что позволяет снизить влияние помех по сети, а также использовать сеть любой полярности. Другой важный параметр – допустимый диапазон питающих напряжений без каких-либо переключений. Для современных станций эта величина составляет от 20 до 70 В.
В настоящее время аппаратуру ЦРРС производят в виде двух составных частей: аппаратуры наружного размещения, включающей в себя выносные приемо-передающие модули (ODU) и антенну, и аппаратуры внутреннего размещения (IDU), исполняемой обычно в виде модульной конструкции, которую можно установить на столе, закрепить на стене и т.д.
Соединение между ODU и IDU осуществляют коаксиальными кабелями длиной до 300м (реже 600м), по которым также передается напряжение дистанционного питания ODU.
В большинстве новых зарубежных ЦРРС при соединении ODU и IDU используется всего один кабель, по которому сигналы “вверх” и “вниз” передаются на разных поднесущих. В отечественных ЦРРС применяют два кабеля.
Перенос приемо-передатчиков цифровых РРС с “земли” на антенну первоначально имел целью избавиться от дорогих и громоздких волноводных трактов. Однако конструктивное деление РРС на ODU и IDU привело к трансформации функциональной структуры станций, к изменению электрических схем ODU и IDU.
В настоящее время в ODU размещают все элементы, зависящие от диапазона и рабочих частот, но инвариантные к изменению скорости передачи от Е1 до Е3 (Ericsson) или от Е1 до Е2 (Pasolink), а IDU содержит лишь элементы, определяющие трафик и стыки. Поэтому блок IDU одинаково подходит для всех диапазонов от 7 до 38 ГГц.
Удобство обслуживающие ЦРРС во многом определяется конструкцией антенного комплекса (ODU, антенна, опорно-поворотное устройство), способами соединения ODU с антенной и крепления антенны к мачте, а также методом юстировки антенны.
Рисунок 10.1 – Структурная схема блока БУКС
1 – частотный дуплексер; 2 – приемный конвертор; 3 – усилитель мощности; 4 – синтезатор частот; 5 – тракт ПЧ и демодулятор; 6 – цифровой интерфейс; 7 – микроконтроллер; 8 – вторичный источник питания.
Рисунок 10.2 – Структурная схема приемопередатчика
В части удобства обслуживания отечественные ЦРРС имеют и “плюсы” и “минусы”. Так, их недостатком является более сложная и металллоемкая конструкция соединения ODU c антенной, особенно для больших антенн (диаметром более 1,2 м). Однако для суровых климатических районов России наши ЦРРС предусматривают дополнительную защиту от снега и льда в виде контейнера, внутри которого размещают ODU.
Исправная ЦРРС не требует обслуживания, кроме профилактических мероприятий. В случае выхода из строя ODU, его заменяют на исправный, а восстановление производят на заводе-изготовителе, либо в специализированных сервисных центрах. При выходе из строя наземного блока ремонт производится заменой ячеек из ЗИП.
На рисунках 10.1 и 10.2 приведены структурные схемы блока БУКС и приемопередатчика аппаратуры МИК. На рисунке 10.3 приведен вариант схемы организации связи.
Рисунок 10.3 – Пример схемы организации связи
11 Лекция
Цель: изучить принципы построения спутниковых систем связи, особенностей распространения сигналов, ознакомление со структурой наземных и космических станций.
11.1 Принципы построения и особенности ССС
В состав спутниковой системы связи входят следующие составляющие:
1) космический сегмент – группа спутников ретрансляторов - орбитальная группировка (ОГ);
2) наземный сегмент: Центр управления системой, центр запуска КА, командно-измерительные станции, центр управления связью и шлюзовые станции;
3) пользовательский сегмент осуществляет связь при помощи персональных спутниковых терминалов;
4) наземные сети связи сопрягают шлюзовые станции космической связи.
11.2 Виды орбит
Спутник связи может находиться на круговой или на эллиптической орбите. Соответственно центр Земли совпадает с центром круговой орбиты либо с одним из фокусов эллиптической орбиты. Угол i между плоскостью орбиты и плоскостью экватора называют наклонением. При i = 0 орбита называется экваториальной, при i = 90° — полярной, остальные — наклонными. Круговые орбиты различаются наклонением и высотой над поверхностью Земли. Эллиптические орбиты — наклонением и высотами апогея А и перигея П над поверхностью Земли. Линия, соединяющая апогей и перигей, называется линией апсид. Поля тяготения Луны, Солнца, планет, магнитное поле Земли, несферичность Земли и другие возмущающие факторы вызывают изменение параметров орбиты во времени. Для наклонных эллиптических орбит эти изменения минимальны, если выбрать i=63,4°.
В ССС нашли применение орбиты двух типов: высокая эллиптическая типа “Молния” и геостационарная орбита. Первая получила название от советского спутника связи “Молния”. Ее параметры: высота апогея около 40 тыс. км, высота перигея около 500 км, i63,4°. Апогей орбиты находится над северным полушарием. Период обращения ИСЗ — 12 ч. За сутки ИСЗ совершает два оборота. Поэтому каждые сутки он виден в одних и тех же районах Земли в одно и то же время. Орбита, для которой период обращения
ИСЗ кратен земным суткам, называется субсинхронной. Согласно второму закону Кепплера в районе апогея высокой эллиптической орбиты ИСЗ движется гораздо медленнее, чем у перигея. Сеанс связи проводят, когда ИСЗ движется по части орбиты, прилегающей к апогею. Он может продолжаться около 8 ч. Разместив на орбите три ИСЗ, можно поддерживать связь круглосуточно. Эти спутники перемещаются относительно ЗС, поэтому на последних приходится устанавливать подвижные антенны, следящие за ИСЗ.
Геостационарная орбита (ГО) — это экваториальная круговая орбита, для которой Н3=35786 км. Спутник, движущийся по этой орбите, называют геостационарным. Он вращается с той же угловой скоростью, что и Земля, и поэтому наблюдателю на Земле кажется неподвижным.
Точку на земной поверхности, над которой ИСЗ находится в зените, называют подспутниковой. Для геостационарного спутника траектория подспутниковой точки вырождается в точку на экваторе. Долгота этой точки определяет положение геостационарного ИСЗ. Связь через такой ИСЗ можно поддерживать с помощью неподвижных антенн ЗС. Через некоторое время траектория движения подспутниковой точки за сутки приобретает вид “восьмерки”, вытянутой в направлении север-юг, с центром на экваторе. Через год размах этой восьмерки составит около ±10. Из-за этого приходится периодически корректировать положение спутника на орбите.
Геостационарные спутники позволяют построить более дешевую и удобную в эксплуатации в сравнении с другими ИСЗ систему связи (достаточно одного ИСЗ, нужна неподвижная антенна ЗС и другие причины). Такая орбита у Земли всего одна, и орбитальные позиции для ИСЗ на ней предоставляются по решению Всемирной административной конференции по радио (ВАКР). Если точность поддержания по долготе геостационарного спутника не хуже ±1°, то на ГО можно разместить до 180 ИСЗ. По мере развития спутниковых систем связи требования к точности поддержания по долготе ужесточаются. У существующих ИСЗ она составляет от ±1° до ±0,1°.
Недостатки ГО: невозможно обслуживать высокоширотных абонентов, из-за большой протяженности трассы требуются большие мощности и апертуры антенн, большая задержка радиосигнала, заметно гравитационное влияние Солнца, Луны и планет-гигантов.
Через геостационарный спутник не могут работать ЗС, расположенные в высокоширотных районах, так как они не видны с ИСЗ (см.рисунок 10.1). Для ЗС, расположенных на экваторе, геостационарный спутник находится в зените. Другими словами, угол места (угол между направлениями на горизонт и на ИСЗ) составляет 90°. В этом случае путь сигнала в атмосфере Земли самый короткий. Если же расположить ЗС на широте 81°, то ее антенна должна быть направлена на горизонт, т. е. b =0. С уменьшением (3 путь сигнала в атмосфере становится длиннее. При этом увеличивается ослабление сигнала при распространении в свободном пространстве. Возрастает также ослабление сигнала в атмосферной влаге и шумовая температура антенны за счет шумового излучения атмосферы. Если же b <5°, то резко увеличивается влияние шумового излучения Земли. Поэтому на практике МККР рекомендует обеспечивать углы места не менее 3...50 на частотах до 6 ГГц и 10... 15° на частотах свыше 10 ГГц.
Территория, с которой виден ИСЗ при минимальных углах места, называется зоной видимости. Для геостационарного ИСЗ при Р = 5° она располагается между широтами 760 с. ш и 76° ю. ш, а по долготе занимает примерно третью часть экватора (заштрихованная область на рисунке 11.2). Предположим, что на ИСЗ установлена общая приемопередающая антенна. Если ее максимум излучения ориентирован на центр Земли, т. е. антенна создает прямой луч, а ширина главного лепестка ДН около 173° (под таким углом видна Земля с геостационарного ИСЗ), то все станции, расположенные в зоне видимости, могут поддерживать связь через ИСЗ. Если же на ИСЗ установлена узконаправленная антенна, то она освещает на Земле только часть зоны видимости, так называемую зону покрытия. Теперь связь через спутник может быть установлена только между ЗС, находящимися в зоне покрытия.
Рисунок 11.2- Зона видимости и покрытия
На рисунке 11.2 была рассмотрена КС, у которой зоны видимости и зона покрытия совпадают. Такая КС имеет глобальную зону покрытия и глобальную антенну. Глобальные антенны предпочтительны в случаях, когда надо охватить связью большие территории, например в международных ССС, узконаправленные - при создании национальных ССС. Во втором случае антенна ИСЗ прицелена в определенную точку на земной поверхности, а не на центр Земли, т. е. она дает наклонный луч. Зона покрытия имеет форму, максимально приближенную к границам государства, района и т. п. На современных многофункциональных ИСЗ устанавливают вместе и те, и другие антенны, причем узконаправленные антенны могут иметь несколько лучей, образующих на Земле свои зоны покрытия. Они получили название многолучевых антенн (МЛА). Если зоны покрытия МЛА не перекрываются, то передачу во всех лучах можно вести на одной и той же частоте. Таким образом МЛА допускают многократное применение одной полосы частот и позволяют за счет этого повысить эффективность использования ГО.
Часть зоны покрытия, на которой действительно предусмотрена установка ЗС, называют зоной обслуживания. Наиболее эффективны ССС, в которых зоны покрытия и обслуживания совпадают.
Таблица 11.1-Характеристики ИСЗ на различных орбитах
|
Показатель |
GEO |
MEO |
LEO |
|
Высота орбиты, км |
36 000 |
5 000-20 000 |
600 -1 000 |
|
Количество КА в ОГ |
3 |
8-12 |
48-66 |
|
Зона покрытия одного КА (угол радиовидимости 50), % от поверхности Земли |
34 |
25 ¸ 28 |
3 ¸ 7 |
|
Время пребывания КА в зоне радиовидимости (в сутки) |
24 ч |
1,5 ¸ 2 ч |
10 ¸15 мин |
|
Задержка при передаче речи, мс: Региональная связь Глобальная связь |
500 600 |
80 ¸ 130 250 ¸ 400 |
20 ¸ 70 170 ¸ 300 |
|
Время переключения, мин: с одного спутника на другой с одного луча на другой |
Не требуется 10 ¸ 15 |
50 5 ¸ 6 |
8-10 1,5 ¸ 2,0 |
|
Относительный максимальный доплеровский сдвиг |
10-8 |
6× 10-6 |
(1,8¸2,4)× 10-5 |
|
Угол радиовидимости КА на границе зоны обслуживания, 0 |
5 |
15 ¸ 25 |
10 ¸ 15 |
Низкоорбитальные ССС (LEO) имеют свои достоинства и недостатки.
К преимуществам относятся:
1) Наилучшие энергетические характеристики.
2) Малое время запаздывания сигнала.
К недостаткам относятся:
1) Значительное сопротивление атмосферы, приводящее к потере высоты, повышенному расходу топлива, повышенной частоте маневров, малой продолжительности активного существования.
2) Малое время прямой видимости 8…12 мин, что для обеспечения непрерывной связи одной и той же территории требует большего количества КА.
Системы bigLEO ориентированы на предоставление персональной радиотелефонной и пейджинговой связи в глобальном масштабе. Общей тенденцией развития таких систем является объединение в общую сеть радиотелефонных спутниковых и сотовых сетей различных стандартов (GSM, AMPS, CDMA и др.), а также предоставление максимально возможного набора услуг (передача данных, телексов, коротких факсимильных сообщений, определение местоположения и пр.).
К системам bigLEO относятся сети Iridium, Сигнал и Globalstar.
Диапазон частот. Сигнал в ССС проходит через всю толщу атмосферы.
Антенны ЗС направлены в космос, поэтому их шумовая температура зависит от шумового излучения космоса и атмосферы. Для ССС пригодны те частоты, сигналы которых не испытывают значительного ослабления в атмосфере, и в гидрометеорах. Вместе с тем на этих частотах шумовые излучения космоса и атмосферы должны быть минимальными. Шумовое излучение космических источников максимально, если антенна ЗС смотрит в направлении млечного пути. Частоты 1 ... 10 ГГц наиболее подходят для ССС. Напомним, что ослабление в гидрометеорах на частотах ниже 10 ГГц также мало. По решению ВАКР указанный диапазон частот был первоначально выделен для ССС. Поскольку в этом же диапазоне работают РРЛ и ТРЛ, то полосы частот были поделены между ними и ССС на совмещенной основе. Кроме того, земной шар был поделен на три района, и для каждого из них выделены свои полосы частот для работы на участках Земля — Космос и Космос — Земля. Некоторые из этих полос выделены на всемирной основе, т. е. для всех районов. Широко распространены ССС, работающие в диапазоне 6/4 ГГц, т. е. 6 ГГц на участке Земля — Космос и 4 ГГц на участке Космос — Земля. Работа ССС и РРЛ в общих полосах частот на совмещенной основе возможна при соблюдении условий ЭМС. Они налагают определенные ограничения на технические параметры и расположение станций.
С развитием ССС емкость диапазона 1 ... 10 ГГц стала недостаточной. Поэтому для ССС были выделены полосы частот в более высокочастотных диапазонах 14/11 ГГц, 30/20 ГГц и других, хотя потери при распространении сигналов в атмосфере на этих частотах уже не столь малы.
11.3 Эффект Доплера
Проявляется в том, что частота колебаний, принимаемых на движущемся ретрансляторе, отличается от частоты колебаний, передаваемых с ЗС. Предположим, что ЗС начинает передавать импульс длительностью to. В момент to, соответствующий началу приема, ИСЗ находится в положении 1 (см.рисунок 11.3), а за время to он перемещается из положения 1 в положение 2. Из-за этого увеличивается путь сигнала до ИСЗ на величину ∆ l=v t 0, где v — составляющая скорости движения ИСЗ в направлении распространения радиоволн. Сигнал “догоняет” спутник и затрачивает на это время. Поэтому концу импульса на ИСЗ (см.рисунок 11.3,б) соответствует время , следовательно, длительность импульса на КС . Будем теперь считать, что t 0— период передаваемых СВЧ колебаний, частота которых. Тогда частота принимаемых на ИСЗ колебаний . Для реальных спутников связи v<c, поэтому . В общем случае
, (11.1)
где знак “минус” соответствует рассмотренному выше случаю, когда ИСЗ удаляется от ЗС;
знак “плюс” — случаю приближающегося ИСЗ.
Положим, что ЗС передает сигнал, модулированный гармоническим колебанием с частотой f с малым уровнем. Для определенности будем считать, что ИСЗ приближается к ЗС. Тогда на КС будут приняты составляющие с частотами, . Из сопоставления рисунка 11.4,а и б видно, что спектр принимаемого сигнала расширился так, что при демодуляции будет выделен гармонический сигнал частотой f(l+v/c). Таким образом, эффект Доплера вызывает, во-первых, сдвиг частоты всех спектральных составляющих на величину , называемый доплеровским сдвигом, и, во-вторых, изменение частоты модулирующих колебаний, называемое деформацией спектра. Доплеровский сдвиг можно компенсировать, если в приемнике выбрать достаточно широкой полосу пропускания и применить АПЧ.
Рисунок 11.3- Эффект Доплера
Рисунок 11.4-Спектры сигналов
Деформацию спектра компенсировать в приемнике практически невозможно. Известно, что для ряда систем передачи с ЧРК допустима нестабильность частот генераторного оборудования не более чем 2 Гц. Это условие ограничивает число каналов, которое может быть организовано с помощью таких систем передачи в ССС, поскольку для них условие нормального приема принимает вид .
Последствия эффекта Доплера, связанные с суточным движением геостационарного ИСЗ, незначительны. Практически их можно не учитывать.
Запаздывание сигналов и эхосигналы. В СЛС радиосигнал проходит гораздо большее расстояние, чем в РРЛ и ТРЛ. Длина пути радиосигнала LC> 2HЗ. Время распространения сигнала между двумя ЗС τ=LC/c. На линии связи с геостационарным ИСЗ 240 мс. При передаче
телевизионных программ, ИГП и т. п. такое запаздывание практически не имеет значения. Однако при дуплексной связи абоненту приходится ожидать ответ в течение времени τ1=2τ , т. е. 500 ... 600 мс. Из-за этого при разговоре по телефону через ИСЗ возникают вынужденные паузы, нарушается естественность речи. Абонентов обычно предупреждают о большом запаздывании сигналов. Напомним, что двухпроводные абонентские линии соединяют с четырехпроводными линиями связи посредством дифференциальных систем. Через реальные ДС часть принятого сигнала попадает в тракт передачи и возвращается к “говорящему” абоненту, последний слышит свой же разговор, запаздывающий на время τЭ =2τ.
При τЭ < 60 мс эхосигнал сливается с основным и не мешает разговору С ростом τЭ мешающее влияние эхосигнала все заметнее. Приходится дополнительно ослаблять эхосигнал примерно на 50 дБ при τЭ =100мс и на 60 дБ при τЭ = 500 мс. Ослабляют эхосигнал с по мощью эхозаградителей, устанавливаемых в каждом канале.
12 Лекция
Цель: изучить принципы построения многостанционного доступа, схем и работу КС и ЗС.
12.1 Многостанционный доступ
Многостанционный доступ (МД) позволяет реализовать одну из особенностей спутниковой связи — возможность работы всех ЗС, расположенных в зоне обслуживания, через один ИСЗ. В литературе эту особенность ССС часто называют уникальной. Причем КС может иметь одну приемопередающую антенну для работы со всеми ЗС. Существуют системы многостанционного доступа с частотным разделением (МДЧР) и временным разделением (МДВР).
При МДЧР полосу частот ретранслятора П разделяют между всеми ЗС (см.рисунок 12.1). Полосы 1- 6, выделенные для соответствующих ЗС, отделены друг от друга защитными частотными интервалами (ЗЧИ). Последние необходимы, чтобы уменьшить переходные помехи между сигналами соседних ЗС, возникающие при одновременном прохождении сигналов через нелинейные устройства. Так что не вся полоса частот ретранслятора занята передаваемыми сигналами.
Введение ЗЧИ уменьшает пропускную способность ретранслятора, т. е. снижает эффективность использования его полосы.
Модулированные сигналы большого числа несущих, объединяемые в ретрансляторе, образуют суммарный случайный сигнал, подобно тому,
как отдельные ТФ сигналы образуют МТС. Для этого суммарного сигнала, так же как и для МТС, можно определить пик-фактор и пиковую мощность. Режим УМ на КС приходится выбирать так, чтобы точка, соответствующая пиковой мощности входного сигнала при МДЧР, лежала на линейном участке АХ. Такой режим позволяет получить малые нелинейные искажения, но снижает эффективность использования мощности ретранслятора. Последняя используется полностью только при передаче пиковых уровней, т. е. в течение около 1% времени работы. Кроме того, часть выходной мощности ретранслятора затрачивается на передачу продуктов нелинейных преобразований, возникающих при АФК.
Рисунок 12.1- Системы многостанционного доступа
Снижение эффективности использования полосы и мощности ретранслятора КС -существенный недостаток систем с МДЧР. Еще один недостаток этих систем - необходимость поддержания одинаковых уровней мощности всех принимаемых сигналов на КС с точностью не хуже 0,5 дБ. Дело в том, что когда сигналы с разными уровнями одновременно проходят через нелинейные устройства ретранслятора, то происходит подавление слабого сигнала сильным. Сигналы разных ЗС приходят по разным путям. Условия распространения для них изменяются независимо. Поэтому на каждой ЗС приходится устанавливать устройство, измеряющее ослабление сигнала на участке Земля — спутник и автоматически регулирующее выходную мощность передатчика ЗС.
Ко времени появления первых ССС диапазон частот 1 ... 10 ГГц был хорошо освоен применительно к АРРС. Поэтому в ССС использованы многие технические решения, принятые в АРРС. В связи с чем получили широкое распространение ЧМ и МДЧР. В первых ССС применяли способ ЧРК-ЧМ-МДЧР. При таком способе на каждую ЗС поступает МТС от системы передачи с ЧРК, он модулирует несущую данной ЗС, модулированные сигналы объединяют в ретрансляторе по принципу МДЧР. В других системах МД из нескольких ТФ сигналов формируют ЦГС, который используется для манипуляции несущей, например ОФМ. Другими словами, в них реализуют способ ИКМ-ОФМ-МДЧР. Например, отечественная аппаратура многостанционного доступа “Группа” позволяет организовать 24 несущих с разносом между ними 1,35 МГц. На каждой несущей можно передать стандартную 12-ка-нальную группу методом ЧРК-ЧМ либо восемь ТФ каналов (512 кбит/с) методом ИКМ-ОФМ.
С ростом числа несущих передача МТС на каждой из них становится нецелесообразной, так как при этом резко падает пропускная способность ретранслятора. В стволе с полосой 36 МГц на одной несущей можно передать 900 ТФ каналов. Однако, когда этот же ретранслятор работает по способу ЧРК-ЧМ-МДЧР, то с учетом необходимых ЗЧИ на каждой из четырех несущих можно передать по 114 каналов, т. е. пропускная способность его уменьшилась вдвое. При числе несущих более 50 пропускная способность ретранслятора уменьшается в 10 раз. В таком случае выгоднее каждому телефонному каналу предоставить свою несущую. Такой принцип передачи получил название ОКН — один канал на несущую. Для повышения пропускной способности в системах с ОКН уменьшают загрузку ретранслятора подавлением излучения несущей в передатчике ЗС во время молчания абонента, пауз между словами, предложениями и т. п. Поскольку ТФ канал активен не более 30% времени, то средняя загрузка ствола падает примерно на 5 дБ. Следовательно, уменьшается и мощность переходных помех между соседними каналами. Это в свою очередь позволяет уменьшить ЗЧИ и увеличить емкость ствола. Модуляция в системах ОКН может быть цифровая, например ИКМ-ОФМ, либо аналоговая ЧМ.
В системах с МДВР применяют цифровые методы модуляции. При МДВР период одного цикла передачи ТЦ распределяется между всеми (см. рисунок 10.4,б) ЗС. В начале цикла выделяют время τ 0 для передачи сигналов общесистемной синхронизации, так называемого синхропакета С. Интервалы времени τ , обозначенные цифрами 1—6 отведены для передачи сигналов с соответствующих ЗС. Их называют информационными пакетами станций. Пакеты отделены друг от друга защитными временными интервалами τ 3. Последние необходимы, чтобы не допустить перекрытия пакетов при неидеальной системе синхронизации. Период цикла передачи выбирают в соответствии с теоремой Котельникова, при передаче ТФ сигнала Тц=125 мкс. Синхропакет генерирует одна из ЗС (ведущая) и через КС передает на все остальные (ведомые) ЗС. Последняя, получив синхропакет, должна определить время вступления в связь, так чтобы передаваемые ею сигналы поступали на ретранслятор КС точно в отведенное для этой ЗС время τ. При этом с высокой точностью должно быть учтено время, затрачиваемое на прохождение синхропакета от КС, и время распространения информационного пакета до КС. Значения этих составляющих времени непрерывно изменяются, поскольку любой реальный ИСЗ перемещается на орбите. Последнее обстоятельство и диктует необходимую точность системы синхронизации. Сейчас она составляет десятки пикосекунд.
В информационном пакете ЗС - вводная часть В и информационные символы, адресованные разным ЗС, С2—Сб. Вводная часть включает сигнал опознавания передающей ЗС, сигналы служебной связи между ЗС, сигналы восстановления несущей на приеме и тактовой (внутрицикловой) синхронизации и др. С ростом числа ЗС время, отводимое для работы с каждой из них, сокращается, а требования к точности общесистемной синхронизации возрастают. Сложность системы синхронизации — основной недостаток ССС с МДВР. В то же время они не требуют регулировки мощности передатчика ЗС в отличие от ССС МДЧР. При МДВР сигналы ЗС проходят через ретранслятор поочередно. Поэтому УМ на КС может работать в нелинейном режиме, что позволяет эффективно использовать выходную мощность. По мере развития цифровой техники системы МДВР получают все более широкое распространение. Среди них наиболее перспективными считают системы МДВР с коммутацией на борту (МДВР-КБ).
Представим себе, что на КС установлены две шестилучевые антенны - передающая и приемная и высокоскоростной бортовой коммутатор, с помощью которого происходит автоматический выбор рабочих лучей антенн, например по заданной программе. Можно представить, что коммутатор как бы соединяет лучи приемной и передающей антенн. Для простоты будем считать, что в нем же происходит вся необходимая обработка сигнала: усиление, сдвиг по «частоте» и т. п. Каждая ЗС связана с антеннами КС отдельным лучом. Положим, что номера лучей МЛА совпадают с номерами ЗС. Во время передачи информационного пакета от ЗС1 бортовой коммутатор соединяет луч 1приемной антенны поочередно с лучами 2—6 передающей антенны в соответствии с построением информационного пакета ЗС1. На каждую из ЗС приходят только адресованные ей информационные сигналы. Затем коммутатор переключается на прием сигнала от ЗС2 и т. д. Система МДВР-КБ объединяет достоинства МДВР и МЛА
12.2 Космические станции
Космическая станция содержит ретранслятор и системы обеспечения: источники энергоснабжения, системы ориентации антенн (на Землю) и солнечных батарей (на Солнце), системы коррекции положения ИСЗ на орбите и др.
Аппаратура КС должна иметь минимальную массу и габариты, высокую надежность и потреблять малую мощность. Ретрансляторы КС, как правило, многоствольные. Они состоят из приемопередающей аппаратуры и антенн. Структурные схемы стволов ретранслятора подобны применяемым на ПРС РРЛ. В зависимости от схемы ствола различают ретрансляторы гетеродинного типа, ретрансляторы с одним преобразованием частоты и ретрансляторы с обработкой сигнала на борту. Кроме демодуляции и модуляции, на КС применяют и другие многообразные способы обработки сигнала. Например, при МДВР после демодуляции на КС может быть предусмотрено разделение каналов с последующим объединением их на новой основе. При этом сообщения, адресованные станции i всеми другими ЗС, объединяют и передают по линии, “вниз” в одном пучке. В системах МДВР-КБ на борту происходит коммутация сигналов.
Рисунок12.2- Ретранслятор гетеродинного типа
В мощном ретрансляторе гетеродинного типа (см.рисунок 12.2) частота входного сигнала понижается в смесителе UZ1, а затем после усиления в УПЧ А2 вновь повышается в смесителе UZ2. Гетеродинные тракты ГТ1 и ГТ2 выполнены по аналогичным схемам. Для усиления СВЧ сигнала служат предварительный A3 и выходной А4 усилители мощности. Выходная мощность достигает 200...300 Вт. Подобную схему имеет ретранслятор на спутнике “Экран”. В нем А4 выполнен на пролетном клистроне. В схеме принято “холодное” резервирование всех блоков. Переключатели К1 — КЗ по команде с Земли выбирают рабочий комплект. Одновременно на него начинает поступать питающее напряжение.
Современные многоствольные ретрансляторы выполняют так, чтобы получить максимальную пропускную способность. В полосе 500 МГц, отводимой на один ИСЗ, можно разместить спектры сигналов 12 стволов. Обычно полоса ствола — 36 МГц, а ЗЧИ между стволами — 4 МГц. Чтобы увеличить вдвое емкость ретрансляторов, вдвое уменьшают разнос между несущими соседних стволов, а необходимую развязку между перекрывающимися по спектру сигналами получают за счет поляризации. Для всех нечетных стволов берут, например, вертикальную поляризацию (ВП), а для четных — горизонтальную (ГП). Напомним, что применение линейной поляризации возможно в ИСЗ с жесткой стабилизацией на орбите.
Первые ИСЗ с полностью полупроводниковой электронной аппаратурой появились в начале 80-х годов. Применение транзисторных УМ позволяет существенно улучшить электрические характеристики и надежность передающего тракта ствола, уменьшить массу и энергопотребление. Напомним, что во многих существующих ретрансляторах с выходной мощностью до нескольких десятков ватт УМ выполнены на ЛБВ, а число стволов в таких ретрансляторах составляет 6—12.
За 20 лет срок службы спутников, связи вырос с 1,5 лет до 3, 5, а затем и 7 лет. Для ретрансляторов в твердотельном исполнении он достигает 10 лет и ограничен в первую очередь износом систем корректировки орбиты, а также солнечных батарей и аккумуляторов.
12.3 Земные станции
Приемопередающую аппаратуру ЗС выполняют примерно по таким же схемам, что и аппаратуру РРЛ. Антенны ЗС имеют очень узкую диаграмму направленности. Луч антенны должен быть точно наведен на ИСЗ и перемещаться при движении спутника. Поэтому антенны ЗС имеют поворотные устройства. При работе с геостационарным ИСЗ луч антенны можно перемещать путем качания облучателя. В этом случае приходится вращать всю антенну посредством опорно-поворотного устройства. Слежение за спутником ведет система автосопровождения, входящая в состав ЗС.
Земные станции подразделяют на передающие, приемные систем спутникового вещания, а также приемопередающие, предназначенные для организации дуплексной телефонной связи и для работы в сети обмена ТВ программами. Приемопередающие ЗС обычно являются многоствольными.
Типовая приемопередающая ЗС, (см.рисунок 12.3) содержит антенну WA1, УС, приемные и передающие устройства стволов, аппаратуру “Градиент-Н” и др. В схеме установлены приемные устройства типа “Орбита-2”. Их комплектуют широкополосными ПФ Z1, волноводными переключателями К1 и К2, МШУ А1 и А4, стойками типа В (Ст В1 и Ст В2), стойками типа П (Ст П) и стойками типа PC (Ст PC). ФильтрZ1 пропускает сигналы всех рабочих стволов и служит для защиты широкополосных МШУ от возможных внеполосных помех. Разделение сигналов стволов выполняют ПФ Z2 и Z3, установленные на входе стоек типа В и настроенные на центральную частоту СВЧ сигнала своего ствола. Здесь стойки В1 предназначены для преобразования СВЧ сигналов ТВ ствола с центральной частотой f1 в сигнал ПЧ. Стойки В2 — для подобного преобразования СВЧ сигналов ТФ ствола с центральной частотой f2.
В каждом стволе установлены рабочая и резервная стойки типа В. Кроме ПФ в составе стойки В показаны преобразователь частоты U1 и ПУПЧ А2. Стойка П содержит основной УПЧ A3 и демодулятор сигнала UR, на выходе которого получают ГС ТВ ствола. Разделение этого сигнала выполняет стойка PC. На выходе приемной части стойки PC получают ПТВС и СЗС.
Выбор рабочего комплекта МШУ выполняет К1, а рабочей стойки В—К.2. Переключение с одного комплекта на другой происходит автоматически при получении АС от стойки контроля приемника (на схеме не показана).
Сигналы в ТФ стволе передаются методом ОКН-ЧМ-МДЧР. Центральная частота этого сигнала на выходе стойки В fПР=70 МГц. В приемной части аппаратуры “Градиент-Н” происходит усиление сигнала ПЧ, разделение 200 ЧМ сигналов, каждый из которых передается на своей несущей, и их демодуляция. На выходе приемного устройства “Градиент-Н” получают ТФ сигналы.
Рисунок 12.3 - Типовая приемопередающая ЗС
Телефонные сигналы поступают на вход передающей части аппаратуры “Градиент-Н”, в которой формируется сигнал ОКН-ЧМ-МДЧР в полосе частот 70±17 МГц. Этот сигнал поступает на передатчик ТФ ствола ЗС. В составе передатчика делитель мощности ПЧ А8, волноводные переключатели КЗ и К4, два блока преобразователя частоты и два блока УМ. Вторые блоки — резервные. Блок преобразователя частоты содержит МУПЧ А7, преобразователь частоты U2 и предварительный УМ А6. Блок УМ содержит выходной УМ А5 и фильтр гармоник Z4. Работой переключателей КЗ и К4 управляют АС, поступающие от блока контроля передатчика (на рис. не показан). Таким образом, между входом передающей части- аппаратуры “Градиент-Н” на передающей ЗС и выходом приемной части аппаратуры “Градиент-Н” приемной ЗС организован канал ТЧ.
Групповой сигнал ТВ ствола формирует передающая аппаратура стойки PC. Передатчик ТВ ствола содержит модулятор UB. В остальном схемы передатчиков ТВ и ТФ стволов аналогичны. Для подачи передаваемых СВЧ сигналов нескольких стволов в общий АФТ служит блок РФ. На ЗС работают передающие устройства типа “Градиент”, “Геликон”, “Грунт”.
Список литература
1. Немировский А.С., Рыжков Е.В.Системы связи и радиорелейные линии. -М.: Связь, 1980.-432 с.
2. Справочник по радиорелейной связи/ Н. Н. Каменский, А. М. Модель, Б. С. Надененко и др.; Под ред. С. В. Бородича. – М.: Радио и связь, 1981.-416 с.
3. Тимищенко М. Г. Радиорелейные системы передачи прямой видимости: Учебное пособие для техникумов. – М.: Радио и связь, 1982.-208 с.
4. Радиорелейные и спутниковые системы передачи: Учебник для вузов/ А. С. Немировский, О. С. Данилович, Ю. И. Маримонт и др. Под ред. А. С. Немировского. – М.: Радио и связь, 1986. – 360 с.
5. Мордухович Л. Г., Степанов А. П. Системы радиосвязи. Курсовое проектирование: Учебное пособие для вузов. – М.: Радио и связь, 1987. – 192с.
Сводный план 2012г., поз. 337
Толганай Аскаровна Абишева
СПУТНИКОВЫЕ И РАДИОРЕЛЕЙНЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
Конспект
5В071900 – Радиотехника, электроника и телекоммуникации
для студентов всех форм обучения специальности
Редактор Т.С. Курманбаева
Специалист по стандартизации Н.К. Молдабекова
Подписано в печать_______ Формат 60x84 1/16.
Тираж 150 экз. Бумага типографская №1.
Объем 1,2 уч.-изд.л. Заказ № Цена тенге.
Копировально-множительное бюро
Некоммерческого акционерного общества
«Алматинского университета энергетики и связи»
050013, Алматы, Байтурсынова, 126