Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
202
|
МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ ГОСУДАРСТВЕННОЕ ОБРАЗОВАТЕЛЬНОЕ УЧРЕЖДЕНИЕ ВЫСШЕГО ПРОФЕССИОНАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ «ЧЕРЕПОВЕЦКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ» Институт металлургии и химии Кафедра электропривода и электротехники ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА Часть II. Электроника Для студентов неэлектрических специальностей ЧГУ. ЧЕРЕПОВЕЦ 2005 |
Нохрин А. Н.
Электротехника и электроника. Курс лекций. Часть II. Электроника. Череповец, 2005.
Вторая часть курса лекций “Электротехника и электроника” соответствует утвержденным учебным планам по специальности 190205 – Подъемно-транспортные, строительные, дорожные машины и оборудование. направления подготовки дипломированных специалистов 190200 – Транспортные машины и транспортно-технологические комплексы. Она содержит три темы и 17 лекций в соответствии с учебной программой. Рассмотрены классификация, физические принципы построения и работы, характеристики, параметры и применение полупроводниковых приборов, транзисторных усилителей, а также усилителей, импульсных, логических и цифровых устройств, в основу построения которых положено применение интегральных микросхем. Рассмотрены принципы построения и работы наиболее распространенных функциональных узлов устройств цифровой обработки информации. Пособие может быть полезно студентам старших курсов при разработке курсовых и дипломных проектов.
Лекции рассмотрены и одобрены на заседании кафедры ЭП и ЭТ, протокол № 3 от 24.11.05, одобрены редакционной комиссией ИМиХ, протокол № .
Рецензенты: А. Г. Вэрэш – к.т.н., доцент,зав. кафедрой ЭП и ЭТ ИМиХ ЧГУ;
А. М. Водовозов – к. т. н., доцент, зав. кафедрой управляющих
вычислительных систем ВГТУ;
В, А. Шабалов – к. т. н., профессор кафедры ВТ и СУ ИЭИ ЧГУ.
ВВЕДЕНИЕ
Электроника появилась в результате поиска способов использования электрических явлений для передачи информации. Возможности по реализации теоретических изысканий в этом направлении открылись после изобретения итальянским физиком А. Вольтой электрохимического источника тока (1799 г.). Уже в 1809 г. немецкий врач С. Т. Земмеринг построил первое в мире электронное устройство – телеграф. В основу изобретения было положено применение источника тока. В 1832 г. русский электротехник и ученый П. Л. Шиллинг продемонстрировал действие первого электромагнитного телеграфа.
Опираясь на исследования Фарадея, Дж. Максвелла и опыты Г. Герца, А. С. Попов создал устройство для регистрации электромагнитных волн. Демонстрация первого в мире радиоприемного устройства состоялась 7 мая 1895 г. Радиоимпульсный режим работы стал широко использоваться для передачи информации. Это привело к необходимости создания чувствительных индикаторов электрических колебаний и устройств для их усиления – электронных приборов.
В 1904 г. Д. Э. Флеминг, используя разработки А. Н. Лодыгина и Т. А. Эдисона, изготовил первую электронную лампу – диод, который начали использовать в приемниках для выделения передаваемых сигналов. С этого времени началась история современной электроники – науки, изучающей принципы построения, работы и применения различных электронных приборов. Именно применение электронных приборов позволяет построить устройства, обладающие полезными для практических целей функциями – усиление электрических сигналов, передачу и прием информации, измерение параметров и т.д. Сегодня электроника помогает быстрее считать, лучше планировать, точнее управлять технологическими процессами.
Очень быстро (примерно за 30 лет) было разработано много типов электровакуумных приборов. Обладая достаточно высокими качественными показателями, они имели существенные недостатки: большие габариты, большую потребляемую мощность и малый срок работы. Эти недостатки серьезно мешали изготовлению сложных многофункциональных устройств.
В тридцатых годах прошлого столетия началась интенсивная исследовательская работа по созданию полупроводниковых электронных приборов. Существенные результаты в этом направлении были получены в послевоенные годы. Так, в 1947 г. американские исследователи Дж. Бардин и У. Бреттейн создали и испытали первый германиевый точечный транзистор. В 1949 г. советские ученые А. В. Красилов и С. Г. Мадоян изготовили первые отечественные образцы точечных транзисторов. В 1952 г. У. Шокли выдвинул идею создания полевого транзистора, которую реализовал в 1958 г. польский ученый С. Тешнер. В 1960 г. Д. Кинг и М. Аттала создали МОП-транзистор.
Полупроводниковые приборы имеют малую потребляемую мощность, высокую надежность, малую массу и размеры, поэтому уже к началу 70-х годов они практически полностью вытеснили электровакуумные электронные приборы, позволили создать новое направление электроники – микроэлектронику.
Полупроводниковая электроника интенсивно развивается и в нашей стране. Большой вклад в развитие полупроводниковых электронных приборов внесли советские ученые Лосев, Френкель, Курчатов, Давыдов, Туркевич и многие другие. Выдающихся успехов в этом направлении добился академик Ж. И. Алферов. За исследование гетеропереходов и за организацию производства полупроводниковых приборов на их основе в 2000 г. Ж. И. Алферову присуждена Нобелевская премия.
Предлагаемый курс лекций предназначен для оказания помощи студентам в изучении принципов построения и работы полупроводниковых приборов и различных устройств, в основу построения которых положено применение полупроводниковых приборов.
С точки зрения электропроводности все материалы разделяются на проводники, диэлектрики и полупроводники. В основу построения современных электронных приборов положено применение полупроводниковых материалов: – германия, кремния, арсенида-галия, индия, карбида кремния и др. Почему эти материалы названы полупроводниками? Каковы их свойства и как эти свойства используют для построения электронных приборов? Ответы на эти и другие вопросы составляют содержание данной темы.
ЛЕКЦИЯ 18. ФИЗИЧЕСКИЕ СВОЙСТВА
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ МАТЕРИАЛОВ. ДИОДЫ
1. ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ МЕТАЛЛОВ И ДИЭЛЕКТРИКОВ
В состав всех тел входят одинаковые по своим свойствам элементарные заряженные частицы – носители зарядов. Но различные тела обладают разными электрическими свойствами. Различие свойств обусловлено разным характером движения носителей зарядов в разных телах. В одних телах заряженные частицы под действием внешнего электрического поля могут свободно перемещаться от атома к атому. Такие тела называют проводниками. В других, под действием внешнего поля, происходит лишь небольшое смещение частиц. Эти тела называют диэлектриками.
Долгое время характер движения носителей зарядов объясняли различной степенью связи атомов в проводниках и диэлектриках. В действительности разделение тел на проводники и диэлектрики определяется различной структурой их энергетического спектра, т. е. объясняется законами квантовой механики.
В квантовой механике движение носителей зарядов объясняется принципом Паули. Согласно этому принципу, изолированный атом вещества обладает набором энергетических состояний (уровней). Набор энергетических уровней атома получил название энергетического спектра. Пример графического изображения спектра приведен на рис. 18.1, а. Разрешенный i-й уровень энергии атома обозначают символом εi. Графически ему соответствует горизонтальная линия.
Энергия электронов атома может принимать только те уровни, которые находятся в его наборе. Кроме того, электроны обладают собственным моментом количества движения (спином). Проекция спина на какую-либо ось может иметь только два значения. Это означает, что в каждом энергетическом состоянии может находиться только один электрон с определенной ориентацией спина. Другими словами, любое энергетическое состояние атома может быть свободным или занятым, но если оно занято, то только одним электроном и не более.
При объединении атомов в кристалл образуются «кристаллические решетки». Ядра атомов занимают места в узлах решетки. Электронные оболочки атомов в большей или меньшей степени перекрываются. Теперь они принадлежат не отдельному атому, а всей решетке. Общим становится и энергетический спектр. Из каждого энергетического уровня εi возникает полоса уровней. Такую полосу называют разрешенной зоной.
Расстояние между разрешенными зонами называют запрещенной зоной. Число электронов в разрешенной зоне равно числу однородных атомов в кристалле. Однако и в разрешенной зоне каждый электрон c определенной ориентацией спина занимает свой, отличный от других электронов, уровень. Энергетический спектр кристаллической решетки принимает вид, приведенный на рис. 18.1, б.
Обозначим ширину разрешенной зоны ∆ε, а минимальный интервал между разрешенными энергетическими уровнями в этой зоне – ∆э. Тогда, согласно принципу Паули, максимальное число электронов в одной зоне не может быть больше nε = ∆ε ∕ ∆э.
Чтобы энергия кристалла была минимальной, нужно сначала заполнить самую низкую зону, затем более высокую и т. д., пока не исчерпаются все электроны. При таком размещении электронов возможны два варианта:
– электроны полностью заполнят несколько разрешенных зон, а остальные разрешенные зоны останутся свободными,
– в последней из заполняемых зон останутся незанятые уровни.
Если к кристаллу по первому варианту приложить электрическое поле, то его электроны получат дополнительную энергию и начнут ускоряться. Но перейти на более высокий энергетический уровень в пределах разрешенной зоны они не могут, так как все уровни заняты.
Чтобы перейти в свободную разрешенную зону, электронам необходимо преодолеть запрещенную зону. Если ширина запрещенной зоны большая, электроны преодолеть ее не могут. Это означает, что кристалл не имеет свободных носителей зарядов и является диэлектриком.
Ширина запрещенной зоны диэлектриков очень большая – несколько единиц эВ (больше 4 эВ). Чтобы переход стал возможным, к кристаллу нужно приложить напряжение, способное разрушить его структуру. Такое напряжение называют напряжением электрического пробоя.
Во втором варианте под влиянием электрического поля электроны ускоряются и переходят на свободный, более высокий энергетический уровень в разрешенной зоне. Это означает, что возможно протекание тока при сколь угодно слабом электрическом поле. Кристалл является проводником. Следует отметить, что ширина запрещенной зоны проводников мала, а у металлов она практически отсутствует. Поэтому проводимость металлов обычно высока.
2. ЭЛЕКТРОПРОВОДНОСТЬ ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Мы выяснили, что у металлов запрещенная зона практически отсутствует, а у диэлектриков она очень большая. Существует ряд веществ, атомы которых имеют относительно небольшую ширину запрещенной зоны, существенно больше, чем у проводников, но меньше, чем у диэлектриков. Например, при температуре 300 К у кремния ширина запрещенной зоны э = 1,12 эВ; у германия э = 0,66 эВ. Такие вещества называют полупроводниками. Рассмотрим их свойства.
Германий и кремний имеют по четыре валентных электрона. Схема их идеальной кристаллической решетки приведена на рис. 18.2, а. При температуре абсолютного нуля по Кельвину все электроны полностью заполняют нижнюю разрешенную зону. Эта зона называется валентной. Ближняя разрешенная зона свободна, но отделена запрещенной зоной (рис. 18.2, б).
В слабом электрическом поле или при незначительном (несколько градусов) нагреве кристалла электроны получают дополнительную энергию, но ее недостаточно для преодоления запрещенной зоны. В валентной зоне свободных уровней нет. Поэтому, несмотря на полученное ускорение, электроны (носители заряда) остаются без движения. Кристалл ведет себя как диэлектрик.
С повышением температуры нагрева до определенной величины (Т ≈ 300 К) некоторые электроны получают энергию, достаточную для преодоления запрещенной зоны и перехода в свободную зону (рис. 18. 2, б). Такие электроны назвали электронами проводимости, а зону, в которую они перешли, зоной проводимости. Освободившийся энергетический уровень в валентной зоне называют дыркой. Переход электрона в зону проводимости означает разрыв одной из валентных связей в кристаллической решетке рис. 18.2, а. В зоне проводимости электрон может свободно перемещаться по кристаллу.
Число электронов проводимости зависит от температуры кристалла и определяется выражением
, (18.1)
где n0 – концентрация атомов вещества (см-3), ∆ – ширина запрещенной зоны (эВ).
Пример. Пусть n0 = 1022 см-3, ∆ = 1,0 эВ, Т = 275 К. Подставляя эти значения в (18.1) и учитывая, что эВ = 1,6∙10-19, получим n = 4896. Если температуру повысить до 300 К, то n = 164300.
Приведенный пример показывает, что концентрация электронов зависит от температуры. Число носителей зарядов относительно мало. Это отличает полупроводники от металлов. Другое отличие заключается в том, что, наряду с электронами проводимости, в кристалле появляется еще один тип носителей заряда – дырки. Очевидно, что число дырок p равно числу электронов проводимости n, поэтому принято говорить о паре носителей. Процесс образования в чистом полупроводнике пар электрон-дырка называют генерацией собственных носителей зарядов. Генерация носителей заряда происходит непрерывно.
Одновременно с генерацией в полупроводнике непрерывно происходит и обратный процесс – рекомбинация носителей заряда, т. е. возвращение электронов из зоны проводимости в валентную зону. При этом пара носителей заряда исчезает. Среднее время между моментами генерации и рекомбинации называется временем жизни носителя заряда τр.
Механизмы рекомбинации могут быть различны. Различают межзонную, излучательную, безызлучательную рекомбинации и рекомбинацию с участием рекомбинационных ловушек. Наиболее интенсивно происходит рекомбинация последнего типа. Роль рекомбинационных ловушек могут выполнять атомы или ионы примеси, различные включения в кристалле, незаполненные узлы кристаллической решетки, трещины и другие несовершенства объема или поверхности. Дефекты кристаллической решетки называют центрами рекомбинации.
В состоянии термодинамического равновесия процессы генерации и рекомбинации носителей заряда взаимно уравновешены. При этом в полупроводнике существуют равновесные концентрации электронов п и дырок р, причем,
, (18.2)
где А – константа, Т – температура по Кельвину, ∆ – ширина запрещенной зоны, к = 1,38 10-23 – постоянная Больцмана.
Электрическая проводимость полупроводников, обусловленная собственными носителями зарядов, называется собственной, а ее удельная величина определяется выражением
, (18.3)
где g = 1,6 10-19 K – заряд электрона, n и p – подвижность носителей.
ПОЛУПРОВОДНИКОВ
Примесным называют полупроводник, в кристаллическую решетку которого введены атомы других веществ. В качестве примеси используют атомы элементов соседних к полупроводникам групп таблицы Менделеева – V группы (мышьяк, фосфор или сурьма) или III группы (алюминий, бор или индий). Концентрация примесных атомов считается достаточной, если их число в единице объема составляет тысячные доли процента от числа собственных атомов.
Атомы элементов V группы имеют по пять валентных электронов.
Четыре электрона примесного атома занимают места в валентной зоне атомов, а пятый образует дополнительный (локальный) энергетический уровень за пределами валентной зоны ε1, ε2, ε3 (рис.18. 3, а). Такая примесь называется донорной.
Атомы элементов III группы имеют по три валентных электрона. При введении такой примеси образуются свободные энергетические уровни ε1, ε2, ε3 рядом с валентной зоной (рис. 18. 3, б). Такая примесь называется акцепторной.
Близость локальных уровней к зоне проводимости (рис.18. 3, а) приводит к тому, что даже при небольшом нагреве электроны с этих уровней могут переходить в свободную зону проводимости. Далее электрон может перемещаться от атома к атому в пределах кристаллической решетки. Произошло образование свободного носителя заряда – электрона проводимости без образования дырки. При введении донорной примеси концентрация электронов может быть определена выражением
, (18.4)
где С – концентрация примеси, – интервал энергии между верхним занятым примесным и нижним уровнями свободной зоны.
Обычно . Например, для германия с примесью фосфора , а для кремния – 0,045эВ. Поэтому nn, рассчитанное по (18.4), при концентрации примеси С = 1017∙см3 значительно больше n, определенной по (18.1), и составляет 1,5∙1015. Таким образом, концентрация свободных электронов оказывается значительно больше концентрации дырок, поэтому электропроводность определяется концентрацией электронов. В этом случае электроны называют основными носителями зарядов, а полупроводник – полупроводником n – типа. Для полупроводника n – типа электрическая проводимость называется электронной и определяется выражением
. (18.5)
При введении акцепторной примеси (рис. 18.3, б) рядом с валентной зоной образуются дополнительные энергетические уровни. При температуре абсолютного нуля они свободны. Однако достаточно незначительных температурных возмущений, чтобы электроны из валентной зоны перешли на дополнительные энергетические уровни. Переход электронов сопровождается образованием положительных зарядов основного вещества – дырок. Их концентрация рр может быть определена аналогично (18.4). В этом случае дырки становятся основными носителями зарядов, а полупроводник – полупроводником р-типа. Для полупроводника р-типа электрическая проводимость называется дырочной и определяется выражением
. (18.6)
4. ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫЙ ПЕРЕХОД
И ЕГО СВОЙСТВА
Металлургическая граница между полупроводниками двух типов называется электронно-дырочным, или p-п переходом (Рис. 18.4, а). Это основной рабочий элемент полупроводниковых электронных приборов. Определим его основные свойства.
Концентрация примесей, а значит, и основных носителей в областях р-n перехода обычно не одинакова (Рис. 18.4, б). Различие может составлять несколько порядков. Разность концентраций вызывает диффузию носителей заряда из области с более высокой концентрацией в область с менее высокой концентрацией. Основные носители n области – электроны – диффундируют в р область и наоборот, дырки из р области диффундируют в n область. Диффузионный ток через переход определяется суммой токов электронов и дырок. Но один из них значительно, на несколько порядков, больше другого.
Переход через границу р-n перехода и постоянный приток носителей противоположного знака приводит к появлению объемных зарядов – дырок в n области и электронов в р области. Между объемными зарядами, в непосредственной близости от обеих сторон границы, возникает область, обедненная подвижными носителями, а потому обладающая большим электрическим сопротивлением. Эта область называется запирающим слоем.
Объемные заряды создают внутри запирающего слоя электрическое поле, которое препятствует диффузионному току и называется потенциальным барьером – ∆φ0. График изменения потенциала электрического поля приведен на рис. 18.4, в. Количественно потенциальный барьер оценивают в вольтах, выражением
(18.7)
где – тепловой потенциал, ni – концентрация собственных носителей.
Электрическое поле между объемными зарядами вызывает направленное движение через переход собственных носителей заряда (электронов и дырок). Такое движение направлено навстречу диффузионному току и называется дрейфовым током. Когда диффузионный и дрейфовый токи выравниваются по абсолютной величине Iдиф = Iдр, суммарный ток равен нулю, и р-n переход приходит в равновесное состояние.
Таким образом, металлургическая граница между полупроводниками n и р типа является и границей между двумя объемными зарядами – объемным зарядом электронов в р области, и объемным зарядом дырок в n области. При отсутствии внешнего электрического поля разность потенциалов между объемными зарядами ∆φ0 может иметь значения от 0,6 до 1,2 В. Через р-n переход протекают диффузионные токи Iдиф.n и Iдиф.р, а также дрейфовые токи Iдр.n и Iдр.р.
В состоянии равновесия Iдиф = Iдиф.n + Iдиф.р = – Iдр = – (Iдр.n + Iдр.р), т. е. результирующий ток равен нулю. Так как дрейфовый ток направлен навстречу диффузионному, его называют обратным и обозначают Iо. Величина обратного тока сильно зависит от температуры, поэтому иногда его называют тепловым током, обозначая IT. Сопротивление р-n перехода определяется сопротивлением запирающего слоя.
Наибольший практический интерес представляет случай, когда равновесие p-n перехода нарушается подачей внешнего напряжения.
Если внешнее напряжение приложено минусом к p области и плюсом к n области (рис. 18.5, а), то оно совпадает с контактной разностью потенциалов ∆0. Это приводит к увеличению результирующего поля в запирающем слое, увеличению сопротивления этого слоя и росту потенциального барьера до значения
∆φ1 = ∆0 + Uобр. (18.8)
Диффузия основных носителей через p-n переход уменьшается, а при определенном значении Uобр может полностью прекратиться. Такое напряжение называется обратным. Обратным называют и включение p-n перехода. При обратном включении поле p-n перехода втягивает все подошедшие к нему собственные носители, и через переход протекает только обратный ток Iо. Так как число собственных носителей (дырок в n области и электронов в p области) мало, то величина обратного тока Iо значительно (на несколько порядков) меньше диффузионного и зависит только от температуры.
Если внешнее напряжение приложено плюсом к р области и минусом к n области (рис. 18.6, а), то оно направлено встречно контактной разности потенциалов ∆0, поэтому высота потенциального барьера уменьшается до значения ∆φ2 = ∆φ0 – Uпр (рис. 18.6, б). Такое напряжение называют прямым, а при подаче его на переход говорят, что переход включен (смещен) в прямом направлении.
В результате снижения контактной разности потенциалов в переходе запирающий слой обогащается подвижными носителями, сопротивление его уменьшается. Это приводит к увеличению диффузионного тока, причем, значение тока связано с напряжением на переходе экспоненциальной зависимостью
, (18.9)
где U – напряжение на p-n переходе.
Обратный ток по - прежнему не зависит от приложенного напряжения, определяется только количеством собственных носителей и протекает в противоположном направлении. Результирующий ток называется прямым током p-n перехода и определяется разностью диффузионного и обратного (дрейфового) токов:
. (18.10)
Таким образом, p-n переход обладает резко выраженной односторонней проводимостью, то есть является выпрямляющим. Чем больше прямое напряжение Uпр, прикладываемое к переходу, тем ниже потенциальный барьер, тем меньше сопротивление перехода, тем больше ток основных носителей через переход. Зависимость тока p-n перехода от приложенного напряжения называется вольт - амперной характеристикой. Вольт - амперная характеристика, построенная по (18.10), приведена на рис. 18.7. Так как тепловой потенциал φТ при температуре 300 К равен 25мВ, то уже при U = 0,1В можно считать, что
.
Предельное значение прямого напряжения не превышает контактной разности потенциалов ∆φ0, т. е. измеряется долями вольта. Обратное напряжение ограничивается пробоем p-n перехода. Пробой возникает при достаточно большом (десятки вольт) обратном напряжении Um за счет лавинного размножения собственных носителей и называется лавинным пробоем. Если ток лавинного пробоя не ограничен, то при некотором его значении It пр происходит тепловой пробой. Тепловой пробой разрушает p-n переход.
Вольт – амперная характеристика позволяет определить статическое сопротивление Rст p-n перехода в любой заданной точке. Например, для точки А значение Rст = U1/I1. Дифференциальное сопротивление Rдиф можно определить, воспользовавшись выражением (18.10). Для этого сначала определим дифференциальную проводимость:
,
а затем сопротивление:
(18.11)
Полупроводниковый p-n переход обладает емкостью. Емкость перехода зависит от значения и полярности приложенного напряжения. При обратном напряжении емкость называется барьерной и определяется выражением
, (18.12)
где С(0) – значение емкости при U=0.
При прямом напряжении большее влияние оказывает диффузионная емкость, которая зависит от прямого тока и времени жизни собственных носителей
(18.13)
График зависимости емкости p-n перехода от приложенного напряжения приведен на рис. 18.8.
Наличие емкости приводит к комплексному характеру сопротивления p-n перехода и к зависимости его параметров (в частности, прямого и обратного токов) от частоты.
5. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ И ТИПЫ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДОВ
Полупроводниковым диодом называют прибор с одним p –n переходом и двумя выводами для включения в схему. Условное графическое обозначение диода приведено на рис. 18.9, а. На рис. 18.9, б приведена структурная схема диода. Электрод диода, подключенный к p области называют анодом, а электрод, подключенный к n области, – катодом.
Для правильного выбора и применения диодов используют систему
количественных оценок их свойств – параметров. К числу основных параметров относятся
– максимально допустимый средний прямой ток;
– максимальный обратный ток;
– падение напряжения Uпр на диоде при некотором значении прямого тока;
– импульсное обратное напряжение и др.
Большое разнообразие диодов классифицируют по ряду признаков: по функциональному назначению, по конструкции p –n перехода, по технологии изготовления, по предельно допустимой мощности и частоте.
По функциональному назначению все диоды можно разделить на выпрямительные и специальные. В специальных диодах используются различные свойства p-n переходов: явление пробоя (стабилитроны), управляемую емкость перехода (варикапы и варакторы), фотоэффект (фотодиоды), фотонную рекомбинацию носителей зарядов (светодиоды) и др. Условные графические обозначения специальных диодов приведены на рис. 18.10.
В зависимости от частоты и формы применяемого напряжения диоды разделяют на низкочастотные, высокочастотные и импульсные.
По конструкции p-n перехода различают плоскостные и точечные диоды. У плоскостных диодов линейные размеры p-n перехода, определяяющие его площадь, значительно больше, а у точечных меньше длины свободного пробега носителей заряда. Плоскостные диоды используются для выпрямления больших токов, а точечные – малых. Для увеличения напряжения лавинного пробоя применяют выпрямительные столбы, представляющие ряд последовательно включенных диодов.
По технологии изготовления p –n перехода диоды разделяют на сплавные, диффузионные и эпитаксиальные. Сплавные диоды применяют на низких частотах (до 5 кГц), диффузионные – на частотах до 100 кГц, эпитаксиальные – до нескольких МГц.
Особую группу образуют диоды с переходом металл-полупроводник. В месте контакта металла с полупроводником возникает обедненный носителями заряда слой полупроводника, который называют запорным. При обратной полярности внешнего напряжения обедненный слой расширяется, его сопротивление увеличивается, а ток через переход уменьшается. Следовательно, такой контакт металла с полупроводником обладает явно выраженной односторонней проводимостью, то есть является выпрямляющим. Выпрямляющие контакты металл-полупроводник называют переходами с барьером Шотки.
Важнейшей особенностью диодов с барьером Шотки является отсутствие инжекции собственных носителей. Это значит, что у них отсутствует диффузионная емкость, обусловленная накоплением и рассасыванием собственных носителей. Как следствие, существенно повышается быстродействие перехода при его переключениях с одного направления на другое. Поэтому рабочие частоты диодов с барьером Шотки лежат в пределах 315 ГГц.
18.1. Объясните движение носителей заряда с позиций квантовой механики. В чем заключается суть принципа Паули?
18.2. В чем принципиальное отличие между проводником и диэлектриком с точки зрения квантовой механики?
18.3. Почему вещества четвертой группы таблицы Менделеева называют полупроводниками?
18.4. Назовите отличительные признаки полупроводников и металлов.
18.5. Раскройте суть содержания терминов: генерация, регенерация, время жизни носителей заряда.
18.6. Чем отличаются полупроводники p и n типа?
18.7. Определите, во сколько раз концентрация примесных носителей заряда nn больше концентрации собственных носителей n, если в полупроводник с плотностью атомов n0 = 1022 см-3 и шириной запрещенной зоны ∆ = 1,0 эВ введена примесь с параметрами С = 1015 см-3, ∆′ = 0,16 эВ, а температура полупроводника Т = 275º К.
18.8. В сплавном германиевом p – n переходе плотность атомов германия n0 = 4,4·1022 см-3, концентрация акцепторной примеси pp составляет одну стотысячную долю процента, а концентрация донорной примеси nn в 1000 раз больше. Определите величину потенциального барьера ∆φ0 при температуре Т = 300ºК, если плотность ионизированных атомов ni = 2,5·1013 см-3.
18.9. По условию задачи 18.8 определите величину потенциального барьера ∆φ2, диффузионный и прямой ток, если p – n переход находится под прямым напряжением Uпр = 0,15 В, а обратный ток I0 = 1 мкА.
18.10. Вычислите прямое напряжение на p – n переходе, если прямой ток перехода I = 1 мА, обратный I0 = 1 мкА, а температура Т = 300ºК.
18.11. Почему диоды с барьером Шотки имеют высокие допустимые частоты?
Транзисторы - это полупроводниковые электронные приборы, предназначенные для усиления и преобразования электрических сигналов. Большое разнообразие транзисторов разделяют по ряду признаков. Чаще других применяют деление по принципу работы, по технологии изготовления, по мощности и по частоте.
По принципу работы все транзисторы разделяются на биполярные, униполярные (полевые), IGBT – транзисторы. В работе биполярных транзисторов используются носители обоих знаков. Именно этот факт послужил основой для их названия. Другой особенностью биполярных транзисторов является способ управления током. Ток транзистора управляется током базы.
Ток униполярных (полевых) транзисторов обусловлен одним типом зарядов – только электронов или только дырок. Величина тока определяется значением поля p –n перехода, включенного в обратном направлении.
Биполярные транзисторы с изолированным затвором, или IGBT – транзисторы, представляют собой структурную комбинацию биполярных и полевых транзисторов. Они обладают лучшими свойствами своих составных частей.
Структурная схема биполярного транзистора приведена на рис. 19.1. Переходы делят монокристалл полупроводника на три области, причем, средняя область имеет тип электропроводности, противоположный крайним. Среднюю область называют базой, одну из крайних областей – эмиттером, а другую – коллектором. В зависимости от типа электропроводимости крайних областей существуют транзисторы р-п-р или п-р-п структуры. На рис. 19.2, а приведено схемное обозначение транзистора р-п-р, а на рис. 19.2, б - транзистора п-р-п типа. В качестве исходного материала транзисторов чаще других используют германий или кремний.
При изготовлении транзисторов обязательно должны быть выполнены два условия:
1) толщина базы (расстояние между p -n переходами) должна быть малой по сравнению с длиной свободного пробега носителей заряда;
2) концентрация примеси в эмиттере должна быть значительно больше, чем в базе.
В зависимости от напряжения на р-п переходах транзистор может работать в одном из трех режимов:
– в активном режиме - когда на переходе эмиттер – база напряжение прямое, а на переходе база – коллектор – обратное;
– в режиме отсечки (запирания) - когда на оба перехода поданы обратные напряжения;
– в режиме насыщения - когда на оба перехода поданы прямые напряжения.
Схема включения транзистора в активный режим работы приведена на рис. 19.3. Элементы Еб, Rб и p-n переход база – эмиттер образуют входную, а элементы Ек, Rк и переход база – коллектор – выходную цепь транзистора. При таком включении эмиттер является общей точкой входной и выходной цепей, а схему рис. 19.3 называют схемой с общим эмиттером. ЭДС Еб является управляющей, а Ек – источником питания.
Внешние источники включают так, чтобы напряжение на переходе база – эмиттер было прямое (плюс источника Е подан на базу, минус на эмиттер), а на переходе коллектор – база обратное (плюс источника ЕК подан на коллектор, минус – на эмиттер). Обычно ЕК>> Е, поэтому
. (19.1)
Под воздействием прямого напряжения Uбэ начинается усиленная диффузия электронов из эмиттера в базу, образуя ток эмиттера Iэ. Так как база транзистора выполняется тонкой, основная часть электронов достигает закрытого перехода коллектор – база, не попадая в центры рекомбинации. Эти электроны захватываются ускоряющим полем закрытого перехода с потенциалом и втягиваются в область коллектора.
Ток электронов, попавших из эмиттера в коллектор, замыкается через внешнюю цепь и источник Ек, образуя ток коллектора Iк. Лишь небольшая часть электронов рекомбинирует в базе с дырками. Эта часть уменьшает ток коллектора на величину , т.е.
Iк = Iэ, (19.2)
где = 0,9 0,99 - коэффициент передачи тока эмиттера.
Заряд рекомбинировавших электронов остается в базе. Для компенсации этого заряда из источника Еб в базу поступают дырки. Поэтому ток базы представляет собой ток рекомбинации:
. (19.3)
Ток коллектора, определяемый выражением (19.2), зависит от напряжения Uбэ и называется управляемым. Кроме управляемого тока, через закрытый коллекторный переход протекает обратный ток Iкбо, обусловленный дрейфом собственных носителей заряда. Поэтому
, а .
Выразим ток эмиттера из последнего выражения:
.
Подставляя это значение в выражение для тока коллектора, приходим к выражению
, (19.4)
где - коэффициент передачи тока базы 1, Iкэо – обратный ток транзистора.
Так как Iкэо обычно пренебрежимо мал, справедливо приближенное равенство:
. (19.5)
Выражение (19.5) показывает, что если ток базы изменить на величину Iб, то ток коллектора изменится на величину ·Iб, т.е. в раз большую. В
этом и заключается суть усиления.
К основным параметрам биполярных транзисторов относятся средние и максимально допустимые значения токов коллектора и базы, максимальные значения напряжений Uкэ, Uбэ, Uкб, коэффициент передачи тока базы , максимально допустимые частота и мощность и т.п.
Каждый транзистор по схеме с ОЭ описывается семействами выходных и входных характеристик (рис. 19.4, а и 19.4, б соответственно). Выходной вольтамперной характеристикой транзистора называется зависимость тока коллектора от напряжения Uкэ, т.е. Iк = (Uкэ), снятая при постоянном токе базы Iб = const.
На выходной характеристике можно выделить три характерных участка. Первый участок лежит в области малых значений . При таком напряжении переход коллектор - база оказывается открытым. Транзистор работает в режиме насыщения. Ток коллектора резко изменяется с изменением напряжения . Напряжение, отсекающее крутой участок, лежит в пределах Uкэн = (0,2 – 1) В. Первый участок используется в импульсной технике, при реализации ключевого режима транзистора.
Большую часть характеристики занимает II, пологий участок. На этом участке ток коллектора почти не зависит от напряжения . Его значение практически полностью определяется током базы. Транзистор работает в активном режиме, обеспечивая усиление сигнала. Небольшой наклон пологого участка обусловлен тем, что с ростом увеличивается потенциальный барьер закрытого р-n перехода коллектор - база, расширяется его запирающий слой за счет толщины базы. В более тонкой базе меньше вероятность рекомбинации, поэтому значение , а значит, и увеличивается.
Резкое увеличение тока на участке III характеристики вызывается явлением электрического пробоя.
При воздействии на участок база – эмиттер малых сигналов, к транзистору, как к нелинейному сопротивлению, можно применить метод анализа с помощью линейных схем замещения (рис. 19.5). Примером малого сигнала может быть напряжение
где U0 – напряжение смещения, причем UM << U0,
В этом случае участок база-эмиттер заменяется (как неуправляемое нелинейное сопротивление) последовательно соединенными ЭДС - Uбэ и сопротивлением h11, а участок коллектор-эмиттер – источником тока. Часть схемы, обведенная пунктиром, представляет собой четырехполюсник, для которого справедлива система уравнений:
, (19.6)
где h11, h22, h12, h21 – h – параметры.
Значения h – параметров приводятся в справочниках по транзисторам и определяются экспериментально в режимах холостого хода на входе схемы и короткого замыкания на её выходе, причем, в режиме холостого хода определяют
– коэффициент обратной передачи по напряжению;
– выходную проводимость транзистора;
а в режиме К3 определяют
– входное сопротивление транзистора ;
– коэффициент передачи тока базы .
На практике h - параметры используются для расчета усилительных каскадов при воздействии малых сигналов.
Входной вольтамперной характеристикой транзистора называется зависимость тока базы от напряжения при постоянном напряжении . При оба перехода в транзисторе работают под прямым напряжением. Токи коллектора и эмиттера складываются в базе. Входная характеристика транзистора, в этом случае, представляет собой ВАХ двух p-n переходов, включенных параллельно.
При Uкэ > Uкэн коллекторный переход закрывается. Транзистор переходит в активный режим работы. Ток базы в этом режиме определяется выражением (19.3). Поэтому входная характеристика транзистора строится как прямая ветвь ВАХ одного p-n перехода эмиттер – база.
В заключение необходимо отметить, что токи транзистора сильно за-
висят от температуры окружающей среды. Это общий недостаток полупроводниковых приборов. Причина этого недостатка в том, что с ростом температуры увеличивается концентрация собственных носителей заряда (пары электрон-дырка). Поэтому ток удваивается с увеличением температуры на каждые 8 100С. Кроме того, с увеличением температуры центры рекомбинации (дефекты кристаллической решетки) постепенно заполняются и вероятность рекомбинации носителей в базе падает, а значит, коэффициент передачи тока базы увеличивается. Таким образом, при нагреве на 20 300 С ток может измениться на десятки процентов.
Каждый из двух p-n переходов транзистора обладает емкостью: СЭ - емкость p-n перехода база-эмиттер; СК - емкость p-n перехода база-коллектор. Реактивное сопротивление емкости приводит к частотной зависимости комплексных сопротивлений p-n переходов и, как следствие, к частотной зависимости коэффициента передачи тока базы β. График зависимости коэффициента передачи β от частоты приведен на рис. 19.6.
Аналитическое выражение этой зависимости имеет следующий вид:
где β0 = β – коэффициент передачи тока базы на низкой частоте, ωβ – пре-
дельная частота тока базы, на которой β(ωβ) = 0,7 β0, ωТ – граничная частота коэффициента передачи, на которой .
3. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
Биполярные транзисторы находят широкое применение в электронике, но они имеют существенные недостатки. Недостатки обусловлены двумя факторами. Во-первых, активный режим работы предполагает, что переход эмиттер – база транзистора открыт и его сопротивление мало. Поэтому такой прибор потребляет заметную мощность от источника входного сигнала. Во-вторых, участие в работе транзистора носителей зарядов двух знаков обуславливает высокий уровень внутренних шумов из-за самопроизвольных рекомбинаций в объеме эмиттера и коллектора.
От приведенных недостатков свободны полевые транзисторы. Величина тока этого транзистора управляется электрическим полем закрытого р-n перехода. Поэтому такой прибор практически не потребляет ток из входной цепи. Полевые транзисторы разделяются на два типа: с р-n переходом и МДП-типа (металл – диэлектрик – полупроводник).
Разрез структуры полевого транзистора с р-n переходом и полярность включения источников напряжения приведены на рис. 19.7, а. Слой полупроводника с проводимостью р типа называется проводящим каналом. Он имеет два выхода во внешнюю цепь: И – исток, С – сток. Слои полупроводника с проводимостью n – типа соединены между собой и имеют один вывод во внешнюю цепь. Этот вывод называется затвором З.
На рис. 19.7, б приведено схемное обозначение транзистора с р каналом, а на рис. 12.7в – с n каналом. Когда управляющее напряжение Uзи = 0, по каналу течет ток, значение которого зависит от напряжения . Эта зависимость приведена на рис. 19.7, г. Напряжение равномерно распределено по длине канала. Оно вызывает обратное смещение р-n переходов, причем, наибольшее обратное напряжение приложено к области стока, а в области истока переходы находятся в равновесном состоянии. На рис.19.7 а заштрихованная площадь имитирует область запирающего слоя р-n перехода.
С увеличением напряжения область двойного запирающего слоя увеличивается, сужая проводящий канал и увеличивая его сопротивление. Поэтому зависимость имеет нелинейный характер. При некотором значении границы р-n перехода смыкаются и рост тока Iс, при дальнейшем увеличении , прекращается. Зависимость переходит на пологий участок рис.19.7, г.
Пусть напряжение Uси постоянно и находится в области пологого участка характеристики. В этом случае увеличение положительного напряжения Uзи приводит к расширению запирающего слоя p – n перехода и ток уменьшается. Очевидно, что существует такое значение , при котором ток IC = 0. Это значение называют напряжением отсечки. Таким образом, изменяя напряжение , можно управлять значением тока . При этом через цепь затвора протекает только малый тепловой ток р-n перехода.
Структура полевого транзистора МДП – типа приведена на рис. 19.8, а. Здесь электрод затвора изолирован от полупроводникового канала слоем диэлектрика из двуокиси кремния SiO2. Это стало причиной еще одного названия – полевой транзистор с изолированным затвором (ПТИЗ). Электроды стока и истока имеют непосредственный контакт с полупроводниковым каналом. При такой структуре ток утечки затвора пренебрежимо мал.
Полупроводниковый канал может быть обогащен носителями зарядов или обеднен. Если канал обогащен носителями зарядов, то он называется встроенным. При обедненном канале электрическое поле затвора повышает его проводимость. Поэтому канал называется индуцированным.
Принцип работы ПТИЗ со встроенным каналом аналогичен принципу работы полевого транзистора с p – n переходом. Рассмотрим работу транзистора с индуцированным каналом.
Если на затвор не подано напряжение, то между истоком и стоком расположены два встречно включенных p – n перехода. Сопротивление переходов велико, поэтому ток цепи пренебрежимо мал. При поступлении на затвор положительного напряжения Uз электроны из слоя p дрейфуют к затвору и индуцируют проводящий канал между истоком и стоком. Чем больше напряжение на затворе, тем шире канал и тем больше ток стока при неизменном напряжении Uс.
Так как проводимость канала может быть электронной или дырочной, то возможны четыре типа ПТИЗ. Условные обозначения ПТИЗ этих типов приведены на рис. 19.8 б, в, г, д.
К основным параметрам ПТИЗ относятся крутизна входной характеристики S = (dIc/dUз) при Uc = const, дифференциальное сопротивление стока на участке насыщения rc, допустимый ток стока Iс макс, допустимое напряжение Uс макс, допустимая мощность Рс макс. Высокое входное сопротивление и большое (до сотен МГц) значение допустимой рабочей частоты составляют основное преимущество ПТИЗ.
Упрощенная схема замещения биполярного транзистора с изолированным затвором (БТИЗ) приведена на рис. 19. 9, а. В состав схемы входят биполярный транзистор и ПТИЗ, причем, ПТИЗ включен параллельно p-n переходу база – эмиттер биполярного транзистора.
При поступлении на затвор З положительного относительно точки Э напряжения ПТИЗ открывается. Ток стока ПТИЗ является управляющим током биполярного транзистора, поэтому, одновременно с ПТИЗ открывается биполярный транзистор. Рабочий ток БТИЗ в β раз больше тока ПТИЗ и протекает от точки К к точке Э.
На рис. 19.9, б приведено условное обозначение БТИЗ и пример его включения для прерывания тока в активном сопротивлении.
Основные достоинства БТИЗ: очень большое входное сопротивление,
большие допустимые токи (до 1800 А) и напряжения (до 4,5 кВ), достаточно большие допустимые частоты (до n10 кГц).
Недостатком транзистора является большая емкость затвора (до 1 мкФ). Это усложняет процесс переключения транзистора.
Интегральные микросхемы (ИМС) – это изделия, выполняющие определенную функцию преобразования и обработки сигнала, имеющие высокую плотность упаковки элементов (транзисторов, диодов, резисторов, конденсаторов), изготовленные по единому технологическому процессу, в одном корпусе. Применение ИМС обеспечивает высокую надежность, малые массу и габариты аппаратуры, снижает ее стоимость и упрощает организацию производства. Перечисленные достоинства стали основой широкого применения
ИМС в аппаратуре различного назначения.
Совокупность ИМС, которые могут выполнять различные функции, но имеют единое конструктивно – технологическое исполнение и предназначены для совместного применения, называют серией ИМС.
В настоящее время промышленностью налажен выпуск ИМС, различающихся по выполняемым функциям, по технологии производства и по плотности упаковки элементов (степени интеграции). В зависимости от выполняемых функций все ИМС делятся на аналоговые и цифровые. По технологии производства ИМС разделяются на полупроводниковые, гибридные и пленочные. По степени интеграции различают ИМС малой интеграции (до 100 элементов в одном корпусе), средней интеграции (от 100 до 1000 элементов), большой интеграции (от 1000 до 100000 элементов).
В последние годы все более широкое применение находит еще один класс ИМС – программируемые ИМС.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
19.1. Приведите классификацию транзисторов и назовите отличительные особенности каждого класса.
19.2. Какие особые требования предъявляются к базе и эмиттеру биполярных транзисторов?
19.3. Известно, что в активном режиме работы биполярного транзистора переход коллектор – база находится под обратным напряжением. Почему через него протекает ток коллектора?
19.4. Какой из параметров биполярного транзистора определяет его усилительные свойства?
19.5. Выходные ВАХ биполярного транзистора имеют крутой и пологий участки. Приведите соотношение между значениями Uкэ и Uбэ на каждом из этих участков. В каких режимах работает транзистор на каждом из участков?
19.6. Почему на пологом участке выходных ВАХ биполярного транзистора наблюдается незначительное увеличение тока коллектора с ростом напряжения Uкэ?
19.7. Почему на пологом участке выходных ВАХ биполярного транзистора ток коллектора пропорционален току базы?
19.8. Какие физические величины определяют h – параметры транзистора? Для чего они приводятся в справочной литературе?
19.9. Какой физический процесс обусловливает температурную зависимость параметров транзистора?
19.10. Почему коэффициент передачи тока базы зависит от частоты?
19.11. Транзистор типа n – p – n включен по схеме с общим эмиттером. Определите, в каком режиме работает транзистор, если
а) напряжение Uбэ = 0,3 В, а напряжение Uкэ = 0,2 В;
б) напряжение Uбэ = 0,3 В, а напряжение Uкэ = 10 В;
в) напряжение Uбэ = - 0,3 В, а напряжение Uкэ = 10 В.
19.12. Транзистор типа n – p –n включен по схеме с общим эмиттером. Определите напряжение коллектор – база Uкб, если напряжение коллектор – эмиттер Uкэ = 10 В, а напряжение база – эмиттер Uбэ = 0,4 В.
19.13. Транзистор с параметрами β = 100, Iк = 1 мА и Iкбо = 5 мкА включен по схеме с общим эмиттером. Определите
а) коэффициент передачи тока эмиттера α;
б) ток эмиттера Iэ; в) ток базы Iб;
г) обратный ток транзистора Iкэо.
19.14. Выводы электродов транзистора обозначены А, В. С. При работе транзистора в активном режиме токи электродов имеют значения: IА = 1 мА, IВ = 20 мкА, IС = 1,02 мА. Полагая, что обратный ток перехода коллектор – база Iкбо = 0, определите: а) с какими электродами соединены выводы; б) чему равен коэффициент передачи тока базы β.
К силовым приборам относятся управляемые полупроводниковые приборы, используемые в электроприводе, источниках питания, мощных преобразовательных установках и в других силовых установках. Для снижения потерь силовые приборы в основном работают в ключевом режиме. К ним предъявляются следующие общие требования:
– малые потери при коммутации;
– большая скорость перехода из одного состояния в другое;
– малое потребление мощности по цепи управления;
– большой коммутируемый ток и высокое рабочее напряжение.
В настоящее время разработаны и выпускаются приборы на рабочее напряжение свыше 6 кВ и на токи до 1000 А. Допустимые рабочие частоты доходят до 1 МГц.
В качестве силовых приборов используются мощные биполярные и униполярные транзисторы, БТИЗ и транзисторы со статической индукцией (СИТ и БСИТ). Специально для целей силовой электроники разработаны мощные четырехслойные приборы – тиристоры и симисторы. Тиристоры
делятся на две группы: диодные тиристоры (динисторы) и триодные (тиристоры). Рассмотрим эти приборы более подробно.
Динистор – это прибор с тремя p – n переходами и двумя выводами для включения в схему. Под действием приложенного напряжения он способен переходить из закрытого в открытое состояние. Благодаря этому свойству динисторы применяются в цепях коммутации высоких мощностей и импульсных схемах информационной электроники.
Структура динистора состоит из четырех областей полупроводника с чередующимся типом электропроводности, например, n-p-n-p или p-n-p-n (рис. 20.1, а). В такой структуре есть три выпрямляющих p-n перехода и два вывода. Вывод от крайней области полупроводника p – типа называется анодом и обозначается индексом А. Другой вывод называется катодом и обозначается индексом К. Крайние p – n переходы и крайние области полупроводника называются эмиттерными. Средний p – n переход и соседние с ним области называются базовыми. Схемное обозначение динистора показано на рис. 20.1, б.
Рассмотрим процессы, происходящие в динисторе, при прямом включении (плюс – к аноду, минус – к катоду). При таком включении крайние p-n переходы П1 и П3 открыты, а средний П2 (базовый) – закрыт. Поэтому напряжение внешнего источника, в основном падает на базовом переходе, а динистор представляет собой диод при обратном включении. Поэтому и первый участок ВАХ динистора (рис.20.1, в) похож на обратную ветвь ВАХ диода.
Под действием приложенного напряжения дырки из р области эмиттера инжектируются в n базу и втягиваются полем базового перехода в р базу. Дальнейшему продвижению дырок препятствует небольшой потенциальный барьер коллекторного р-n перехода (на рис. 20.1, а не показан). Поэтому часть дырок задерживается и, скапливаясь, образует избыточный положительный заряд. Этот заряд понижает высоту потенциальных барьеров базового П2 и эмиттерного П3 переходов, а также способствует увеличению инжекции электронов из n - области коллектора в р - область базы.
Поле потенциального барьера закрытого р-n перехода базы П2 втягивает электроны в n –область базы. Скапливаясь, они также образуют избыточный заряд, снижающий потенциальные барьеры эмиттерного П1 и базового П2 р-n переходов.
Величина избыточных зарядов в базовых областях тем больше, а высота потенциального барьера на базовом переходе П2 тем меньше, чем больше напряжение . При некотором значении Uа = Uвкл высота потенциального барьера базового перехода уменьшается до значения, соответствующего прямому включению. Сопротивление базового перехода и падение напряжения на нем резко уменьшаются (участок II ВАХ), а ток скачком увеличивается.
Таким образом, при подаче на динистор прямого напряжения он может находиться в одном из двух устойчивых состояний: закрытом или открытом. Закрытому состоянию динистора соответствует участок I ВАХ между нулевой точкой и точкой переключения А.
Токи, протекающие через последовательно соединенные переходы динистора, должны быть одинаковы, т. е.
. (20.1)
Обозначим коэффициенты передачи токов эмиттерных переходов α1 и α3. Учтем, что через закрытый переход П2 протекает обратный ток Iо. Тогда
можем записать:
. (20.2)
Учитывая (20.1), перепишем (20.2) в виде
(20.3)
Значение коэффициентов передачи токов эмиттерных переходов α1 и α3 увеличивается с увеличением прямого напряжения. При достижении α1 + α3 =1 ток Iэ устремится в бесконечность. Происходит переключение динистора из закрытого состояния в открытое.
После включения динистора его ток ограничивается только сопротивлением внешней цепи. Падение напряжения на открытом приборе меньше 2 В, что примерно равно падению напряжения на обычном диоде.
Выключить динистор можно размыканием цепи питания, шунтированием прибора, снижением тока до значения Iвыкл или подачей обратного напряжения.
К основным параметрам динисторов относится:
– допустимое обратное напряжение;
– напряжение включения ;
– максимально допустимый прямой ток;
– минимальный прямой ток через прибор в открытом состоянии;
– максимально допустимая мощность и др.
Переводить динистор в открытое состояние повышением прямого напряжения неудобно, а иногда и недопустимо. От этого недостатка свободны тиристоры. Они имеют третий вывод (в дальнейшем – управляющий электрод), подключенный к одной из баз. За счет тока базы (в дальнейшем – тока управления) соответствующий коэффициент передачи тока эмиттера α1 или α3 увеличивается, и происходит включение тиристора при меньшем напряжении Uа.
В зависимости от расположения управляющего электрода (УЭ) тиристоры делятся на тиристоры с катодным управлением и тиристоры с анодным
управлением (рис.20.2, а и 20.2, б). ВАХ тиристора (рис. 20.2, в) представляет семейство кривых, снятых при различном токе управления.
Запишем баланс токов тиристора с учетом того, что через переход П3
проходит сумма токов основного и управляющего (рис. 20.2 а):
(20.4)
Решая (20.4) относительно Iэ, получим
(20.5)
Из (20.5) очевидно, что ток эмиттера зависит от значений α1 и α3 и от управляющего тока Iу. Для закрытого состояния α1 + α3 < 1. Условие переключения тиристора в открытое состояние можно получить дифференцированием (20.5) по напряжению. После преобразований получим
(20.6)
С ростом тока Iу увеличивается α3. Поэтому переключение тиристора происходит при меньшем значении Uа, а ВАХ располагаются внутри предшествующих, вплоть до полного исчезновения участка с отрицательным сопротивлением.
Схема включения тиристора и график нарастания его тока приведены на рис. 20.3. Весь процесс включения разделяют на три характерных интервала: интервал задержки tз, интервал нарастания tн и интервал установления tуст.
Интервал задержки расположен от момента подачи управляющего импульса до момента увеличения тока тиристора до значения 0,1·Iуст. При достаточно большом токе управления время задержки достигает долей микросекунды. На интервале нарастания ток тиристора изменяется от 0,1·Iуст до 0,9·Iуст. В сумме интервалы задержки и нарастания могут составлять несколько микросекунд. По окончании интервала нарастания тиристор практически включен, однако его ток продолжает увеличиваться до Iуст
еще некоторое время. Это время составляет интервал установления и может иметь значение 10÷500 мкс.
График изменения падения напряжения на тиристоре при его включении аналогичен графику тока, но имеет противоположные знаки приращений. Мгновенная мощность потерь, возникающих при включении тиристора, определяется известным выражением:
.
Для уменьшения мощности потерь стремятся снижать скорость нарастания анодного тока. Этого можно достигнуть, включив последовательно с тиристором индуктивность.
После включения тиристора УЭ теряет управляющие свойства. Поэтому способы выключения тиристора такие же, как и для динистора.
Основные параметры тиристоров аналогичны параметрам динисторов, но их перечень расширяется за счет параметров цепи управления. К ним относятся
– допустимый ток управления Iу доп;
– допустимое управляющее напряжение отпирания Uу доп;
– допустимое сопротивление цепи управления Rу доп;
– допустимая скорость нарастания тока тиристора.
3. СИМИСТОРЫ
Симистор – это симметричный тиристор. Структура симистора содержит пять слоев полупроводников с чередующимся типом проводимости (рис. 20.4, а). На рис. 20.4, б приведено условное обозначение симистора, а на рис. 20.4, в его ВАХ.
Как следует из ВАХ, симистор включается в любом направлении при подаче на УЭ положительного импульса управления. Это позволяет применять симисторы для управления в цепях переменного тока. Требования к импульсу управления такие же, как и для тиристора. Основные параметры симистора аналогичны параметрам тиристора. Симистор можно заменить двумя встречно включенными тиристорами с общим электродом управления.
4. СТАТИЧЕСКИЙ ИНДУКЦИОННЫЙ ТРАНЗИСТОР
Статический индукционный транзистор (СИТ) представляет собой полевой транзистор с управляемым p – n переходом, который может работать как при обратном смещении затвора (режим полевого транзистора), так и при прямом смещении затвора (режим биполярного транзистора).
В таком приборе при нулевом напряжении на затворе цепь сток – исток находится в проводящем состоянии. В закрытое состояние цепь переводится отрицательным напряжением Uзи. Достоинством СИТ является малое сопротивление проводящего канала сток – исток при прямом смещении. Для снижения потерь на сопротивлении Rзи транзистор вводят в режим насыщения. Этот прием приводит к накоплению избыточного заряда неосновных носителей. На этапе выключения возникает задержка (от 20 нс до 50 мкс), обусловленная рассасыванием избыточного заряда.
Разновидностью СИТ являются биполярные СИТ (БСИТ). Технологическими приемами напряжение отсечки БСИТ сведено к нулю. Благодаря этому транзисторы закрыты при отсутствии управляющего сигнала, а потери на Rзи существенно уменьшаются.
Схемное изображение и условное обозначение СИТ и БСИТ такие же, как и у полевых транзисторов с управляющим p – n переходом. Отличают их по номеру разработки.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
20.1. Приведите условное схемное обозначение динистора, воспроизведите его структуру.
20.2. Изобразите ВАХ динистора. Почему отпирание динистора возможно только при Uа = Uвкл и протекает лавинообразно?
20.3. Почему включение динистора без ограничительного сопротивления считается опасным и недопустимым?
20.4. Как можно выключить динистор?
20.5. Приведите условное схемное обозначение тиристора. Чем и почему оно отличается от обозначения динистора?
20.6. Какую роль в работе тиристора играет зависимость коэффициента передачи α3 от тока Iу?
20.7. Отличаются ли процессы включения тиристора и динистора? Если отличаются, то чем?
29.8. Приведите график включения тиристора и проведите его анализ.
20.9. Как можно уменьшить мощность потерь, возникающую при включении тиристора?
20.10. Можно ли выключить тиристор уменьшением величины управляющего тока Iу?
20.11. Приведите условное схемное обозначение симистора. В чем состоит отличие и единство структур тиристора и симистора?
20.12. Чем отличаются биполярные статические индукционные транзисторы от СИТ?
ЛЕКЦИЯ 21. РЕЗИСТИВНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
СИГНАЛОВ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Усилителями называются устройства, в которых сравнительно маломощный входной сигнал управляет передачей значительно большей мощности из источника питания в нагрузку. Все многообразие усилителей разделяют по ряду признаков.
1.По типу применяемого активного элемента выделяют
– усилители на электронных лампах;
– усилители на транзисторах;
– магнитные усилители;
– параметрические усилители;
– молекулярные усилители.
Усилители на электронных лампах в последние годы применяются ограниченно из – за больших габаритов, большой потребляемой мощности, малого срока службы. Магнитные усилители чаще используются в устройствах автоматики, параметрические и молекулярные – в технике СВЧ. Наиболее широкое применение в промышленной электронике нашли транзисторные усилители и усилители на ИМС.
2. В зависимости от полосы усиливаемых частот различают
– усилители постоянного тока (УПТ);
– усилители низкой частоты (УНЧ);
– избирательные усилители.
УПТ усиливают постоянную составляющую сигналов и колебания до некоторой, обычно не очень высокой, верхней частоты (рис. 21.1, а).
УНЧ предназначены для усиления сигналов в диапазоне от fн до fв (рис 21.1, б)
Избирательные усилители обеспечивают усиление сигналов со спектром, достаточно узким относительно средней частоты f0. Для них справедливо условие (рис 21.1, в).
3. По назначению усилители делятся на
– усилители тока;
– усилители напряжения;
– усилители мощности.
Усилители тока предназначены для усиления до заданного значения протекающего через нагрузку тока.
В усилителе напряжения режим работы выбирается так, чтобы напряжение сигнала на его выходе было больше входного. При этом величина мощности сигнала на выходе усилителя не имеет существенного значения.
В усилителе мощности основной задачей является выделение заданной мощности сигнала на полезной нагрузке. При этом выходное напряжение может быть меньше, чем на входе.
4. По виду нагрузки активного усилительного элемента различают
– резистивные усилители;
– трансформаторные;
– резонансные.
5. В зависимости от способа включения усилительного элемента различают схемы:
– с общим эмиттером (истоком);
– с общей базой (затвором);
– с общим коллектором (стоком).
Для полной характеристики усилителя необходимо использование всех признаков. Например, резистивный усилитель низкой частоты на полевом транзисторе по схеме с общим истоком.
ПО СХЕМЕ С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
Простейший усилительный каскад по схеме с общим эмиттером приведен на рис. 21.2, а. В качестве усилительного элемента в схеме используется биполярный транзистор n – p – n типа. Источник питания Ек связан с коллектором транзистора через сопротивление нагрузки Rк. Входной сигнал подается на базу транзистора. Его параметры определяют напряжение Uбэ и ток iб. Выходной сигнал снимается с участка коллектор – эмиттер транзистора и определяется напряжением Uкэ. Для анализа принципа работы каскада построим его передаточную характеристику (рис. 21.2, б).
С увеличением входного сигнала (Uбэ) растет ток базы Iб, а значит, и ток коллектора, причем,
.
Ток коллектора создает падение напряжения на резисторе :
,
а также на дифференциальном сопротивлении участка коллектор-эмиттер транзистора - , причем, всегда
.
Рост тока коллектора означает уменьшение Rкэ, а значит, и Uкэ. При этом на постоянном сопротивлении резистора падение напряжения увеличивается. Так как дифференциальное сопротивление Rкэ вычислять сложно, падение напряжения на участке коллектор-эмиттер транзистора находят как разность
.
Итак, с увеличением тока коллектора Iк увеличивается падение напряжения на резисторе Rк и уменьшается напряжение Uкэ, т.е. выходное напряжение каскада (рис. 21.2, б).
Когда ток коллектора достигает насыщения (т.е. максимального значения), напряжение на участке коллектор-эмиттер транзистора достигает наименьшего значения. Это значение называют напряжением насыщения - Uкэн, причем,
.
Как правило, напряжение Uкэн пренебрежимо мало в сравнении с Ек, поэтому иногда им пренебрегают, полагая . Дальнейшее увеличение
Uбэ не может вызвать изменений тока транзистора Iк и напряжения Uкэ.
Анализ передаточной характеристики позволяет выделить три характерных участка (они обозначены римскими цифрами). На участке I через транзистор протекает только неуправляемый обратный ток коллекторного перехода. Сопротивление . Практически все напряжение источника Ек падает на сопротивление Rкэ, т.е. .
На участке II напряжение на коллекторе транзистора можно изменять в пределах , а ток – в пределах . Эти изменения являются результатом регулировки параметров Uбэ, и Iб маломощного источника сигнала. Например, , а . Отношение обозначают КU и называют коэффициентом усиления по напряжению. В нашем примере КU=50. Кроме того, увеличение напряжения Uбэ приводит к пропорциональному уменьшению напряжения Uкэ, т.е. знаки приращений входного и выходного сигналов противоположны. Такие усилители называют инвертирующими.
На участке III . Транзистор теряет свойства усилительного элемента.
Передаточная характеристика позволяет рассмотреть различные режимы работы усилительного каскада (классы усиления). При работе в классе «В» напряжение (см. график пунктирной линией на рис. 21.2, б). На выход передается сигнал только одной полярности. При подаче на вход двухполярного сигнала часть информации будет потеряна.
При работе в классе «А» напряжение (см. график сплошной линией на рис. 21.2, б). Здесь Uсм – напряжение смещения, постоянная величина, не зависящая от Uвх. Когда Uвх = 0, Uбэ = Uсм. Такой режим называют режимом покоя, а токи Iб, Iк и напряжения Uбэ и Uкэ называют токами и напряжениями покоя и обозначают Iбп; Iкп; Uбэп; Uкэп. Напряжение смещения Uсм выбирают так, чтобы рабочая точка транзистора Т находилась в середине линейного участка II. В этом случае любое приращение входного напряжения вызовет пропорциональное инверсное приращение выходного напряжения , где КU – коэффициент усиления каскада по напряжению.
При работе в классе D на вход каскада подается большой сигнал (см. график штрих пунктирной линией на рис. 21.2, б). Передаваемый сигнал ограничивается сверху и снизу. Такой режим широко применяется в импульсной технике.
2.1 Схемы смещения и температурной стабилизации
Чтобы обеспечить усиление каскада в классе А, на базу транзистора необходимо подать напряжение смещения Uсм. Это обеспечивают специальные схемы, которые называют схемами смещения. Рассмотрим наиболее часто применяемые схемы.
Схема смещения с фиксацией тока базы (рис. 21.3, а). Фиксация тока базы Iб достигается, когда в цепь базы включается резистор Rб с большим сопротивлением.
Для цепи базы справедливо равенство . Следовательно,
. (21.1)
В (21.1) , и им можно пренебречь. Следовательно, ток покоя базы определяется величиной внешнего сопротивления Rб , не зависит от параметров транзистора и является фиксированной величиной.
Схема смещения с фиксацией напряжения базы приведена на (рис. 21.3, б). Для цепи базы в этой схеме справедливо равенство:
.
Из равенства очевидно, что
, (21.2)
где - ток делителя.
Чтобы напряжение смещения Uбэ не зависело от параметров входной цепи транзистора, ток делителя Iд необходимо выбирать значительно больше тока базы Iб. Обычно . Тогда
(21.3)
и не зависит от тока базы. Большое значение тока делителя приводит к необходимости дополнительных затрат энергии источника питания. Это недостаток схемы. Общим недостатком рассмотренных схем является зависимость режима работы транзистора от температуры окружающей среды (температурные изменения токов базы и коллектора, коэффициента передачи тока базы β).
Для устранения температурной зависимости в цепь смещения можно включить элементы коррекции, сопротивление которых зависит от температуры, например, терморезистор или диод. Значительно чаще применяют схемы стабилизации с отрицательной обратной связью (ООС). Рассмотрим наиболее широко применяемую схему температурной стабилизации с ООС по току в цепи эмиттера (рис. 21.3, в).
В качестве элемента ООС в схеме используется резистор . Сопротивление участка база - эмиттер транзистора Rбэ, резисторы и образуют замкнутый контур. Для этого контура справедлив второй закон Кирхгофа, согласно которому . Отсюда
. (21.4)
Выражение (21.4) раскрывает физику стабилизирующего действия ООС. Так, если под воздействием дестабилизирующего фактора ток базы Iб начнет возрастать, то увеличится и ток эмиттера , а значит, и . Но это приведет к уменьшению напряжения Uбэ настолько, чтобы ток базы принял прежнее значение. Таким образом, ООС всегда препятствует любому изменению тока эмиттера, а значит, и тока базы тем эффективнее, чем больше значение Rэ. Но это значит, что ООС будет препятствовать и приращению тока коллектора под воздействием входного сигнала, резко уменьшая коэффициент усиления каскада.
Чтобы не допустить возможного уменьшения коэффициента усиления каскада с ООС, параллельно Rэ включают емкость Сэ. Значение емкости выбирают из условия на минимальной частоте сигнала. В этом случае переменная составляющая (сигнал) будет замыкаться по Сэ, а медленно изменяющиеся составляющие температурной нестабильности - по Rэ. Каскад сохраняет высокий коэффициент усиления и стабильность свойств в широком диапазоне температуры окружающей среды.
2.2. Схема замещения и основные показатели каскада с ОЭ.
Усилительные каскады оцениваются по ряду параметров и характеристик. К ним относятся коэффициенты усиления КU, КI, КP; входные и выходные сопротивления; полоса пропускания; АЧХ и ФЧХ; амплитудная характеристика и т.п. Определяются эти параметры и характеристики в процессе анализа схем усилителей. Основными методами анализа являются графоаналитический метод или метод линеаризации схем замещения. Первый из названных методов полезен, когда амплитуда приращений соизмерима с напряжением смещения, второй – когда ∆U<<U0. Графоаналитический метод анализа основан на использовании ВАХ транзисторов и позволяет получить более точные результаты. Этот метод будет рассмотрен на практических занятиях.
Когда входной сигнал мал (∆U<<U0), полезен метод линеаризации схем замещения. Оценка параметров выполняется по переменной составляющей. При этом напряжение источника питания, напряжение смещения не учитываются, так как для переменной составляющей внутреннее сопротивление названных источников равно нулю. Их зажимы можно считать замкнутыми накоротко. Для схемы рис. 21.3, в RЭ по переменной составляющей также равно нулю, так как оно зашунтировано емкостью СЭ. Обычно R1>>R2, и его влияние можно не учитывать. С учетом оговоренных условий схема замещения усилительного каскада с ОЭ (рис. 21.3, в) приведена на рис. 21.4.
В этой схеме h11=Rбэ; . Значение Сэкв определяется емкостью монтажа, емкостью p-n перехода коллектор-база транзистора и емкостью нагрузки. Наличие в схеме реактивных элементов обуславливает зависимость её параметров от частоты. Для количественной оценки такой зависимости введены понятия частотная характеристика и полоса пропускания усилительного каскада.
Частотная характеристика определяет зависимость модуля коэффициента усиления каскада от частоты – АЧХ (рис. 21.5, а) и зависимость от частоты разности фаз реакции и воздействия – ФЧХ (рис. 21.5, б).
Полоса пропускания усилителя - это полоса частот от ωн до ωв, в пределах которой модуль коэффициента усиления изменяется в допустимых пределах.
Основные показатели усилительного каскада оцениваются в области средних частот. Для средних частот сопротивлением СР и проводимостью Сэкв можно пренебречь, т.к. . С учетом этого схема замещения усилителя в области средних частот приходит к виду рис. 21.6.
Для схемы рис. 21.6
.
Обычно Rкэ ≈ 104 Ом >> Rк, и его влиянием на значение выходного сопротивления пренебрегаем. Тогда можно записать, что
.
Подставляя вместо , а вместо Rвых – его значение, легко получить выражение для оценки коэффициента усиления каскада по напряжению в области средних частот
, (21.5)
где – коэффициент усиления каскада в режиме холостого хода, – коэффициент потерь сигнала в выходной цепи.
Последнее выражение показывает, что в области средних частот коэффициент усиления каскада по схеме с ОЭ зависит от параметров нагрузки, но не зависит от частоты.
В области верхних частот пренебрегаем сопротивлением СР , но сопротивление емкости Сэкв необходимо учитывать. Тогда
.
(21.6)
(21.7)
Очевидно, что с ростом частоты ω модуль коэффициента усиления |КВ(jω)| уменьшается.
В области нижних частот существенное влияние оказывает сопротивление емкости конденсатора CP. Влиянием Сэкв пренебрегают. Выражение для коэффициента усиления принимает вид:
, (21.8)
где
Таким образом, в области нижних частот, с уменьшением частоты коэффициент усиления падает. Сопротивление емкости конденсатора СР вместе с Rвых образует делитель напряжения. С уменьшением частоты сопротивление XCp увеличивается. Увеличивается и падение напряжения на нем. Напряжение на RВЫХ падает.
Усилитель по схеме с общим коллектором (ОК) (рис. 21.7, а) обладает большим значением Rвх и малым Rвых. Этим он выгодно отличается от каскада с общим эмиттером. Однако коэффициент усиления по напряжению КU 1, поэтому каскад с ОК нашел применение как буферный. Он включается между маломощным источником сигнала и каскадом с ОЭ либо между каскадом с ОЭ и низкоомной нагрузкой.
В схеме каскада с ОК резистор Rб образует цепь смещения с фиксацией тока покоя базы. Коллектор транзистора подключен к источнику питания Ек. В эмиттерную цепь введен резистор Rэ. Он обеспечивает стабилизацию режима работы транзистора за счет ООС по току. Нагрузка RH подключается к эмиттерной цепи через разделительный конденсатор СР. Последний исключает попадание постоянной составляющей тока эмиттера в нагрузку. При таком включении приращение входного и выходного сигналов совпадают по знаку. Значит, усилитель по схеме с общим коллектором неинвертирующий.
Входная цепь по переменной составляющей включает участок база-эмиттер с сопротивлением Rбэ, резистор Rэ и параллельно соединенный с ним резистор RH. Поэтому
.
Обозначим
.
Тогда
.
Теперь легко определить входное сопротивление каскада:
. (21.13)
Например, пусть в схеме рис. 21.7, а известны величины: Rбэ = 103Ом; = 50; Rэ = RН = 400Ом.
Тогда по (21.13) Rвх = 11200 Ом.
Определим коэффициент усиления по напряжению:
. (21.14)
Для приведенного примера КU = 0,91.
Чтобы обеспечить наилучшие условия передачи мощности сигнала в нагрузку, значение Rэ, как правило, принимают равным RH.
В заключение отметим, что сигнал на выходе каскада с ОК повторяет форму входного сигнала (КU близок к единице, инверсия отсутствует). Именно поэтому за каскадом закрепилось название эмиттерный повторитель.
4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Рассмотренный усилитель по схеме с общим эмиттером широко распространен, но имеет ряд недостатков: малое входное и большое выходное сопротивления, зависимость коэффициента усиления от параметров нагрузки. Эти недостатки частично или полностью исключены в дифференциальном усилителе.
Простейшая схема дифференциального каскада приведена на рис.21.7, б. Транзисторы Т1 и Т2, а также резисторы Rк1 и Rк2 образуют мост. В диагональ 1 - 1' моста включены источники питания + Ек и -Ек, а также Rэ. В диагональ 2 - 2' включена нагрузка - RH. Для нормальной работы каскада мост должен быть строго сбалансирован, т.е. Rк1 = Rк2, а транзисторы должны иметь одинаковые параметры, т.е. должны быть изготовлены по одной технологии, на одном кристалле. Поэтому дифференциальные каскады изготовляют в заводских условиях в виде микросхем.
Пусть . Токи транзисторов Т1 и Т2 создают на сопротивлении Rэ падение напряжения URэ, причем,
. (21.9)
Это напряжение является напряжением смещения для обоих транзисторов. Так как параметры транзисторов одинаковы, то и токи транзисторов одинаковы, т.е. , , . Равные коллекторные токи создают на равных сопротивлениях Rк1 и Rк2 равные падения напряжений Uк1=Uк2. Поэтому
.
Резистор Rэ образует цепь ООС по току, обеспечивает температурную стабилизацию и устраняет дрейф нуля (отклонение Uвых от нуля за счет нестабильности Ек).
Источник сигнала может подключаться к входу одного из транзисторов (при этом вход другого транзистора заземляется) либо между базами двух транзисторов. Рассмотрим первый вариант включения. Пусть источник сигнала е(t) включен к входу транзистора Т1, т.е. Uвх1 = е. Вход транзистора Т2 заземлен. Пусть также е 0. Под воздействием входного сигнала увеличиваются ток базы ; ток коллектора и ток эмиттера первого транзистора. Приращение тока эмиттера Iэ1 вызывает приращение падения напряжения URэ (см.8.5), т.е. напряжения ООС на участке база-эмиттер транзистора Т2. Это приводит к уменьшению тока Iэ2 так, что
.
Следовательно,
; ; .
Таким образом, благодаря ООС по току воздействие сигнала на вход одного из транзисторов вызывает равные по величине и противоположные по знаку изменения токов и напряжений в обоих транзисторах.
Отметим, что при подаче сигнала на вход транзистора Т2 физические процессы каскада не изменятся. Однако полярность выходного сигнала будет противоположной входному, всвязи с этим, вход транзистора Т1 называют прямым, а вход транзистора Т2 – инверсным. Кроме того, к входам транзисторов можно подключать независимые источники сигналов Uвх1 и Uвх2. В этом случае выходной сигнал (в классе А) может быть найден методом суперпозиции от воздействия каждого из сигналов.
Оценим основные параметры каскада. Для этого учтем, что за счет ООС всегда , а приращения тока базы протекают через входные цепи (участки база - эмиттер) двух транзисторов. Значит
. (21.10)
Тогда
.
Если RH= , то
. (21.11)
Из (21.11) следует, что ООС не влияет на коэффициент усиления каскада. Следовательно, Rэ может быть достаточно большим.
Входное сопротивление каскада определим с учетом (21.10)
. (21.12)
Аналогично найдем, что и .
Таким образом, дифференциальный каскад при его сравнении с усилителем по схеме с общим эмиттером имеет в два раза большие сопротивления Rвх и Rвых, а его коэффициент усиления не зависит от значения Rэ.
5. УНЧ НА ИМС
Современные разработчики электронной аппаратуры стремятся использовать готовые функциональные узлы в виде ИМС. Схемные решения ИМС тщательно проработаны и обеспечивают высокое качество аппаратуры. Предприятия, выпускающие микросхемы, заинтересованы в их сбыте. Поэтому они стремятся разработать универсальные микросхемы, которые можно применять в качестве различных функциональных узлов. Это повышает их спрос. Одной из таких ИМС является операционный усилитель (ОУ).
ОУ имеет чрезвычайно высокий коэффициент усиления по напряжению (десятки и даже сотни тысяч), большое входное сопротивление (сотни кОм), малое выходное сопротивление (десятки - сотни Ом). Он усиливает широкий спектр частот, вплоть до постоянной составляющей.
Схемное обозначение ОУ приведено на рис. 21.8, а. В обозначении треугольник символизирует усиление и показывает направление со входа на выход. У ОУ пять основных выводов: два для подключения питания, два для подачи входных сигналов и один для снятия выходного сигнала. Один из входов называют неинвертирующим. При подаче сигнала на этот вход выходной сигнал имеет ту же фазу, что и входной. Второй вход ОУ инвертирующий. Полярность выходного сигнала противоположна полярности сигнала, поданного на этот вход. Инвертирующий вход обозначается кружком или знаком «-». Входная цепь, обеспечивающая независимую подачу двух входных сигналов, называется дифференциальной. Дифференциальным называется и ОУ с двумя независимыми входами.
В последние годы часто применяют схемное обозначение ОУ аналогично символам элементов цифровой техники (см. рис. 21.8, б). Знак обозначает усиление, а – достаточно большое значение коэффициента усиления. Выводы ±Е предназначены для подключения симметричного источника питания, выводы FC – для подсоединения элементов частотной коррекции, а выводы NC – элементов балансировки усилителя.
На рис. 21.8, в приведена упрощенная структурная схема ОУ. Схема включает симметричный дифференциальный каскад (по схеме рис.21.7, а), несимметричный дифференциальный каскад (у него сигнал снимается с коллектора Т2) и эмиттерный повторитель. Первый каскад обеспечивает высокое входное сопротивление ОУ. Для этого он переводится в режим малых токов. Коэффициент усиления этого каскада обычно не превышает десяти единиц. Второй каскад предназначен для перехода к несимметричному выходу и обеспечивает основное усиление (КU ≈ 100). Оконечный каскад представляет собой усилитель мощности. Его коэффициент усиления лежит в пределах нескольких единиц, но этот каскад обеспечивает малое выходное сопротивление ОУ и высокую нагрузочную способность. Общий коэффициент усиления ОУ определяется произведением коэффициентов усиления отдельных каскадов, а потому достигает больших величин.
Схема включения дифференциального ОУ для усиления сигналов приведена на рис. 21.9, а. Для этой схемы выходное напряжение ОУ определяется по формуле
(21.15)
где КU – коэффициент усиления ОУ.
Если один из входов ОУ соединить с общим выводом (заземлить), то можно реализовать два варианта усилителей с одним входом, один из которых будет инвертирующим (рис. 21.9, б), а второй – неинвертирующим (рис. 21.9, в). Для инвертирующего ОУ выходное напряжение равно а для неинвертирующего
Если оба входа ОУ соединить вместе, то получим схему с синфазным входом. Сигнал, поступающий на вход такой схемы, также называют синфазным. Для синфазного сигнала в соответствии с (21.15) выходное напряжение должно быть равно нулю. В реальных ОУ выходное напряжение отлично от нуля, хотя имеет малое значение, поэтому ОУ снабжаются схемами балансировки.
Динамические свойства ОУ определяются двумя параметрами: частотой единичного усиления f1 и максимальной скоростью нарастания выходного напряжения vUвых макс.
В предыдущей лекции было показано, что с ростом частоты модуль коэффициента передачи тока базы транзистора |β| уменьшается и появляется запаздывающий фазовый сдвиг. Это приводит к зависимости КU ОУ от частоты, а именно: с ростом частоты КU также уменьшается. Частота, на которой коэффициент усиления ОУ уменьшается до единицы, называется частотой единичного усиления f1. Значение f1 определяет частотную полосу ОУ. У большинства ОУ f1 лежит в диапазоне от десятых долей мегагерца до нескольких десятков мегагерц.
Максимальная скорость нарастания выходного напряжения vUвых макс – это отношение изменения Uвых от 10 до 90% номинального значения ко времени, за которое произошло это изменение, если на вход подан идеальный скачок напряжения
vUвых макс = dUвых/dt [В/мкС].
Ограниченное значение vUвых макс может приводить к искажению сигнала на выходе ОУ, если его частота больше максимально допустимой fмакс, причем,
, (21.16)
где νн – номинальное значение скорости нарастания выходного напряжения, Um вых – максимальное значение выходного сигнала.
Недостатки операционного усилителя:
1. Коэффициент усиления ОУ КU меняется от экземпляра к экземпляру
в очень широких пределах. Например, для ОУ серии К153УД1 КU = 20000 ÷ 80000.
2. Коэффициент усиления КU сильно зависит от температуры окружающей среды. Это обусловлено зависимостью от температуры коэффициента передачи тока базы транзисторов -.
3. Большое значение КU ограничивает линейный участок передаточной характеристики ОУ очень малыми напряжениями по входу.
Приведенные недостатки сильно затрудняют применение ОУ непосредственно в качестве усилителя. Рассмотрим влияние третьего пункта
более подробно.
График передаточной характеристики приведен на рис. 21.10, а. За счет симметричного питания передаточная характеристика ОУ симметрична. В области линейного участка напряжение на выходе пропорционально входному и может изменяться от – Uвых макс до + Uвых макс. Коэффициентом пропорциональности является КU. Величина Uвых макс = (0,9 ÷ 0,95)·Еп. Напряжение на входе Uвх = (Uвх1-Uвх2).
Если напряжение питания Еп и КU известны, то легко определить границы линейного участка по входу ± ∆Uгр. Например, если КU =20000, а максимальное напряжение на выходе ОУ - ± 10 В, то ∆Uгр = ± 0,5 мВ. При увеличении входного напряжения за эти границы напряжение на выходе будет оставаться неизменным и равным Uвых макс. Появляются нелинейные искажения сигнала. Таким образом, малый диапазон изменений амплитуды входного сигнала не позволяет применять ОУ для усиления сигналов в большом числе практических случаев.
Значительно уменьшить недостатки ОУ позволяет применение ОС. Схема ОУ с ОС приведена на рис. 21.10, б. Входной сигнал подается на прямой вход ИМС. С выхода ОУ напряжение ОС через делитель R1R2 поступает на инвертирующий вход ОУ
, (21.17)
где
Выходное напряжение ОУ определяется разностью Uвх - UОС. Такая ОС называется отрицательной (ООС). Учитывая это, запишем ряд последовательных преобразований:
Теперь очевидно, что
. (21.18)
Видим, что КUoc определяется лишь отношением сопротивлений (R1 + R2)/R1 и не зависит от КU, т.е. все дестабилизирующие факторы ликвидированы. В практических схемах значения сопротивлений следует выбирать в пределах 103 106 Ом. Например, при R1 = 2103 Ом и R2 = 2105 Ом. КUос = 101. Теперь передаточная характеристика ОУ с ОС будет иметь достаточно большую область линейного участка. Для наших примеров диапазон входного сигнала расширяется до значения 0,1В (пунктир на рис. 21.10, а).
Схема инвертирующего ОУ с ООС приведена на рис. 21.10, в. В схеме входной сигнал и сигнал ООС поступают на инвертирующий вход ОУ. При этом происходит сложение токов Iвх и Ioc. Коэффициент усиления схемы определяется отношением
. (21.19)
Знак минус указывает, что фазы входного и выходного сигналов противоположны.
Таким образом, введение ООС в схему ОУ позволяет повысить стабильность коэффициента усиления и расширить линейный участок передаточной характеристики.
Полоса пропускания ОУ с ОС лежит в диапазоне от 0 до fмакс, причем,
. (21.20)
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
21.1. На какие классы разделяют усилители сигналов по их частотным свойствам?
21.2. В чем заключается отличие УПТ от УНЧ и можно ли считать их взаимозаменяемыми?
21.3. Чем отличаются резистивные усилители от резонансных?
21.4. Будет ли изменяться передаточная характеристика усилительного каскада по схеме с общим эмиттером, если изменять коэффициент передачи тока базы?
21.5. Используя графики рис. 21.2 проверьте, как изменяется коэффициент усиления каскада при изменении Ек и Rк.
21.6. Определите сопротивление Rб в схеме смещения с фиксацией тока базы, если Ек = 10 В, ток коллектора в режиме покоя Iк = 5,0 мА, коэффициент передачи тока базы β = 100, а обратный ток коллектора Iкэо = 50 мкА.
21.7. Определите значение сопротивлений делителя в схеме смещения с фиксацией напряжения базы Uб, если Ек = 10 В, Iбп = 49,5 мкА, а Uбп = 0,13 В.
21.8. В усилителе по схеме рис. 21.3, б известны Ек = 10 В, Rк = 1000 Ом, Rн = 200 Ом, Iбп = 49,5 мкА, Uбп = 0,13 В. Определите Rвх, Rвых и КU, полагая β = 100. (Обратным током коллектора пренебречь).
21.9. В усилителе по схеме с общим коллектором (рис. 21.7, а) известны Rн = Rэ = 200
Ом, Uбп = 0,13 В, Iбп = 49,5 мкА, Iкэо 50 мкА, а Iкп = 5 мА. Определите Rвх и КU.
21.10. Определите КU усилителя по условию задачи 21.8, если между выходом усилителя и нагрузкой включен каскад по условию задачи 21.9.
21.11. Каким фактором определяется название дифференциального усилителя?
21.12. Почему в схеме дифференциального усилителя Rэ не влияет на КU?
21.13. Усилитель по схеме рис. 21.10,б имеет КU = 100. Определите верхнюю граничную частоту АЧХ усилителя, если Um.вых = 10 В, частота единичного усиления ОУ f1 = 2 МГц, а νн = 1 В/мкС.
ЛЕКЦИЯ 22. ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Согласно определению классификации, избирательные усилители обеспечивают усиление сигналов со спектром достаточно узким относительно средней частоты f0. Для них справедливо условие . Это условие определяет требования к АЧХ избирательного усилителя – она должна выделять достаточно узкую полосу частот (рис 21.1, в). По приведенному признаку избирательные усилители часто называются полосовыми.
Для построения усилителей с полосовой АЧХ необходимо учитывать частотные свойства применяемых в схеме активных элементов, а также использовать цепи с явно выраженными частотными свойствами – фильтры. Поэтому в лекции предварительно рассматриваются частотные свойства ОУ, принципы построения фильтров, а затем схемы и основные свойства избирательных усилителей.
В предыдущей лекции было отмечено, что коэффициент усиления ОУ
зависит от частоты. Рассмотрим этот вопрос более подробно. Частотная зависимость коэффициента усиления ОУ обусловлена зависимостью от частоты коэффициента передачи тока базы транзисторов, входящих в его схему. Известно, что
,
причем,
,
,
где ωβ-предельная частота, на которой коэффициент передачи тока базы .
Структурная схема ОУ содержит несколько каскадов (обычно два – три). Каждый каскад вносит свой вклад в формирование общей частотной характеристики ОУ. Допустим, что на некоторой частоте f коэффициент усиления i-го каскада КUi падает в Mi раз и появляется запаздывающий фазовый сдвиг-i. Общий коэффициент усиления трёхфазного ОУ становится равным
,
где Koi-модуль коэффициента усиления i-го каскада в области низких и
средних частот.
Фазовый сдвиг также накапливается от каскада к каскаду:
= 1 + 2 + 3.
Типичные АЧХ и ФЧХ ОУ приведены на риc. 22.1. На частотных характеристиках можно выделить две области. Первая область расположена на оси частот в пределах от 0 до fв. В этой области частот Ku ≥ 0,707·Ko, а фазовый сдвиг отсутствует (эта область определяет полосу пропускания усилителя). Во второй области Ku падает с ростом частоты, а фазовый сдвиг нарастает.
Чтобы выяснить, как влияют частотные свойства ОУ на процесс усиления сигналов, обратимся к схеме на рис.21.10, б. В области высоких частот коэффициент усиления этой схемы приобретает комплексный характер:
. (22.1)
На частоте fπ (рис. 22.1, б) фазовый сдвиг в каскадах ОУ ОУ = 1800. Этот фазовый сдвиг складывается с фазовым сдвигом цепи отрицательной ОС φОС = 1800, поэтому сигналы на выходе ОУ и на его инвертирующем входе синфазные. Отрицательная ОС на частоте fπ становится положительной.
Для получения количественной оценки учтем, что коэффициент
усиления на частоте fπ является действительной, но отрицательной величиной, т.е. . Тогда выражение (22.1) приходит к виду
.
Когда произведение стремится к единице, коэффициент усиления усилителя стремится к бесконечности Кoc→∞. Это означает, что в схеме появляются автоколебания с частотой fπ. Такое явление получило название "самовозбуждение усилителя" и недопустимо при его работе.
Сформулируем условия самовозбуждения:
1. ОУ+ОС=2π. Суммарный фазовый сдвиг, вносимый ОУ и отрицательной ОС должен быть равен 2π. Такая ОС становиться ПОС. Условие называют "баланс фаз".
2. Это условие называют "баланс амплитуд".
Для достижения устойчивости ОУ применяют частотную коррекцию их схем. Суть частотной коррекции заключается в уменьшении усиления на частотах, близких к fπ до значений, нарушающих условие баланса амплитуд. Выполняется частотная коррекция посредством RC – цепочек, которые подключаются параллельно какому – либо участку внутренней схемы ОУ. С ростом частоты сопротивление емкости ХС = 1/ω·C уменьшается и все большая часть тока ответвляется через RC – цепочку. Коэффициент усиления схемы уменьшается. Вид АЧХ ОУ после его коррекции показан на рис. 22.1, а пунктирной линией. Для подключения внешних цепей коррекции схема ОУ имеет специальные выводы FC. Ряд ОУ выпускаются с внутренней частотной коррекцией.
Электрические фильтры – это частотно-избирательные устройства, которые пропускают или задерживают сигналы в определенной полосе частот. Фильтры применяются в составе усилителей, модуляторов, демодуляторов, генераторов сигналов, вторичных источников питания и т.д.
До 60 годов прошлого столетия фильтры собирались на L, С и R элементах. С разработкой ОУ появилось новое направление проектирования активных фильтров на базе ОУ. В них отсутствуют индуктивности. В настоящее время пассивные фильтры применяются только за пределами частотного диапазона ОУ (более 1МГц).
Альтернативой активных фильтров являются цифровые, но они пока не могут заменить аналоговые фильтры во всех ситуациях, поэтому потребность в активных фильтрах остаётся высокой. Рассмотрим основные принципы построения таких фильтров.
Фильтры классифицируют по частотным свойствам. Фильтры нижних частот (ФНЧ) имеют полосу пропускания от f=0 до f=fв (рис. 22.2, а). Фильтры верхних частот (ФВЧ) имеют полосу пропускания от f=fн до f=∞ (рис. 22.2, б). Полосовой фильтр (ПФ) имеет полосу пропускания от f=fн до f=fв (рис. 22.2, в); полосно-подавляющий или режекторный фильтр (ППФ) имеет полосу подавления сигнала от f=fн до f=fв (рис. 22.2, г).
С помощью активных RC фильтров нельзя получить идеальные формы АЧХ. Проектирование активного фильтра представляет поиск компромисса между формой АЧХ и сложностью её реализации.
Кроме деления фильтров по полосе пропускания частот возможно деление по назначению (сглаживающие фильтры источников питания, фильтры помех, фильтры селективных усилителей); по типу усилительных элементов (на транзисторах, на ОУ); по числу полюсов на частотной характеристике (фильтры первого порядка, второго и более высоких порядков).
Обобщенная схема активного фильтра на ОУ приведена на рис. 22.3. Она содержит два пассивных четырёхполюсника А и В и инвертирующий ОУ с ОС. При анализе схем будем считать ОУ идеальным.
Передаточную функцию фильтра можно получить, используя уравнения четырёхполюсников А и В в У параметрах:
, здесь полагаем, что Y12a = Y21a,
где - входная проводимость ЧП при КЗ на вых.;
- обратная проводимость ЧП при КЗ на вх.;
- проходная проводимость ЧП при КЗ на вых.;
- выходная проводимость ЧП при КЗ на вх.
Для идеального ОУ Rвх→∞, поэтому Iвх= 0; Uвх= 0. Соответственно U2a= U1b= 0; I2a= -I1b= 0, и уравнения ЧП приводятся к виду:
.
Учитывая, что I2a= -I1b, можем записать:
Y11a·U1a= -Y21b·U2b или Y12a·U1a= -Y12b·U2b.
Последние равенства и позволяют определить коэффициент передачи фильтра по напряжению:
(22.2)
Таким образом, коэффициент передачи фильтра определяется отношением обратных или проходных проводимостей четырёхполюсников А и В. Обычно четырёхполюсники А и В представляют собой пассивные RC цепи.
Фильтр предназначен для выделения сигналов, частота которых ниже fн (в дальнейшем – частоты среза fc=fн). Он должен без ослабления пропускать сигналы с частотой от нуля до fc и ослаблять сигналы, частота которых больше fc.
Схема ФНЧ первого порядка показана на рис. 22.4, а. В этом фильтре четырёхполюсник А выполнен на одном сопротивлении Ra, а четырёхполюсник В представляет параллельно соединенные сопротивление Rb и емкость Cb. Проходная проводимость ЧП А имеет значение
Y21a=-Ga,
а ЧП В - значение
Y21b=-(Gb+jω·Cb).
Коэффициент передачи фильтра
.
Введём обозначения:
K0=Ga / Gb – коэффициент передачи фильтра на постоянном напряжении;
ωс=Gb / Cb – частота среза фильтра.
С учетом введенных обозначений запишем:
.
Тогда модуль коэффициента передачи ФНЧ определится выражением
. (22.3)
График АЧХ фильтра приведен на рис. 22.4, б. На частоте среза ФНЧ вносит затухание, равное 0,707·К0 (или 3дБ).
2.2.Фильтр верхних частот
Фильтр предназначен для выделения сигналов, частота которых выше некоторой заданной частоты (частоты среза). Схема ФВЧ первого порядка приведена на рис. 22.5, а. В этой схеме изменён только ЧП А, в котором сопротивление Rа заменено ёмкостью Ca. Проходные проводимости ЧП имеют значения:
Y21a=-jω·Ca; Y21b=-(Gb+jω·Cb).
Коэффициент передачи фильтра определяется выражением:
,
где .
Модуль коэффициента передачи
. (22.4)
2.3 Полосовой фильтр
Фильтр предназначен для выделения сигналов, частота которых лежит в пределах некоторой полосы ω01<ω<ω02. Такой фильтр должен без ослабления пропускать сигналы, частоты которых лежат в этой полосе и ослаблять все остальные.
Комплексная АЧХ ПФ второго порядка определяется выражением:
,
где – резонансная частота, причём, ωC1, ωC2 – частоты среза, Q = – добротность фильтра.
Модуль АЧХ определяется выражением:
. (22.5)
График АЧХ ПФ для двух значений добротности приведён на рис. 22.6, а. С увеличением добротности фильтра его полоса пропускания уменьшается, а максимальное усиление остаётся постоянным.
Схема полосового фильтра приведена на рис. 22.6, б. В качестве ЧП А и В в ней используются пассивные RC - цепи.
Для схемы рис. 22.6, б максимальное усиление в полосе пропускания определяется выражением:
,
а частота максимального усиления (резонансная частота) формулой:
ω0=.
Избирательные (полосовые, селективные, резонансные) усилители имеют максимальный коэффициент передачи в пределах полосы пропускания и подавляет сигналы вне этой полосы. Это позволяет применять их для выделения полезного сигнала в различных устройствах промышленной электроники и радиотехники.
Широкое распространение получили полосовые усилители на ОУ. Схемы таких усилителей включают в свой состав инвертирующий ОУ и цепь ПОС с активным или пассивным полосовым фильтром. Рассмотрим схему полосового усилителя с мостом Вина в цепи ПОС (рис. 22.7, а). В этой схеме ОУ, резисторы R1 и R2 образуют инвертирующий ОУ с коэффициентом усиления
.
Элементы C΄, R΄, C˝, R˝, образует мост Вина. Обычно , а , поэтому в расчетных соотношениях будем применять к ним общее обозначение R и С. Рассмотрим свойства моста Вина более подробно.
Схема моста включает два звена. Первое звено состоит из последовательно соединенных R и C элементов и имеет сопротивление Z1, причем,
.
Второе звено состоит их параллельно соединенных таких же R и C
элементов. Это звено имеет сопротивление Z2 ,причем,
(22.6)
После подстановки в (22.6) значений Z1 и Z2 и последующих преобразований получим
Если выполнить условие
1 - ω²·C²·R² = 0, (22.7)
то фазовый сдвиг будет равен нулю, а |B| = 1/3 (см. сплошные линии рис. 22.7, б). Следовательно, частота, на которой выполняется условие (22.7) определяется выражением
. (22.8)
Таким образом, мост Вина представляет собой пассивный полосовой фильтр. Для сигналов низкой частоты ёмкость C΄ представляет собой большое сопротивление. Сигналы высоких частот беспрепятственно проходят через элементы C΄R΄, а далее – через C˝ на корпус. Значит, на низких и высоких частотах коэффициент передачи моста Вина мал. На частоте f0 коэффициент передачи моста максимален и равен Вm=0,33.
Рассмотрим работу схемы в целом. На частотах, отличных от f0, коэффициент передачи моста Вина мал и можно считать, что сигнал на прямом входе ОУ Uпос0. В этом случае схема работает как инвертирующий усилитель с коэффициентом усиления, определяемым по (21.19). Для полосовых усилителей он выбирается достаточно малым, т.е. КU ≤ 2.
На частоте f0 через мост Вина на прямой вход ОУ поступает сигнал ПОС, который совпадает по фазе с сигналом на его выходе и увеличивает коэффициент усиления схемы до К∆f >> КU. Чем выше значение КU, тем ýже полоса пропускания усилителя (пунктирная линия рис. 22.4, б).
Рассматриваемая схема может использоваться и как генератор гармонических сигналов. Дело в том, что на частоте f0 выполняется баланс фаз φус.+ φос.=2π. Так как на резонансной частоте цепь обратной связи не вносит фазовых сдвигов, то сигнал на прямом входе ОУ совпадает по фазе с усиливаемым сигналом и складывается с ним синфазно. Выполняется условие баланса фаз.
Баланс амплитуд выполняется при значении R2 /
R1 ≥ 2. Поэтому при соблюдении последнего условия схема рис.22.7, а становится генератором синусоидального напряжения. Цепь источника входного напряжения может быть исключена.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
22.1. В чем состоит суть явления самовозбуждения усилителя?
22.2. Сформулируйте условия самовозбуждения.
22.3. Как обеспечить устойчивую работу усилителя на частотах, близких к fπ?
22.4. Приведите признаки классификации фильтров.
22.5. Почему в диапазоне ОУ пассивные фильтры вытеснены активными?
22.6. Какие частотно зависимые цепи используются для построения фильтров?
22.7. Определите значение ωс и коэффициент передачи ФНЧ КФ0 и КФ(ωс), если в его схеме (рис. 22.4, а) Rа = 1 кОм, Rв = 1,4 кОм, а Св = 0,055·10-6 Ф.
22.8. Определите Са и Св ФВЧ по рис. 22.5 с частотой среза 300 Гц и КФ0 = 1, если Rв = 1,4 кОм.
22.9. Можно ли построить полосовой фильтр первого порядка?
22.10. Определите f0 и КФ0 фильтра Вина с параметрами R = 1 кОм и С = 0,159·10-6 Ф.
ЛЕКЦИЯ 23. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
В процессе анализа схем УНЧ основное внимание уделялось таким параметрам, как Кu; Rвх; Rвх; АЧХ и т.п. Мощность, которую передавали такие усилители в нагрузку, не оценивалась, так как в качестве нагрузки предполагалось использовать либо последующие каскады усиления, либо устройства, не потребляющие заметной мощности. Например, ОУ 140 УД7 имеет на выходе напряжение до 11,5 В. Минимальное сопротивление нагрузки – 2 кОм, при этом максимальная мощность, передаваемая в нагрузку, составляет .
Когда в качестве нагрузки усилительного каскада используются оконечные устройства (исполнительные механизмы, динамики, маломощные двигатели и т.п.), энергетические показатели каскада становятся первостепенными. К таким показателям относятся значения передаваемой мощности и КПД. Исходя из этих показателей осуществляют выбор усилительного элемента, способа его включения и режим работы.
В настоящее время схемы усилителей мощности строятся, как правило, на транзисторах, с ОЭ. Режим работы транзистора линейный – А. Для создания лучших условий передачи мощности сигнала в нагрузку часто в выходную цепь каскада включают трансформатор. В некоторых случаях, когда требуется обеспечить большое значение КПД, применяют двухтактные схемы. В таких схемах транзисторы работают в режиме с отсечкой тока.
Типовая схема усилительного каскада мощности приведена на рис. 23.1, а. От резистивного УНЧ на биполярном транзисторе эта схема отличается только тем, что в цепь коллектора вместо резистора включена первичная обмотка трансформатора. Нагрузка каскада включена в цепь вторичной обмотки трансформатора. Это несколько изменяет подход к расчету усилительного каскада, обеспечению линейного режима усиления и, как следствие, к определению нагрузочной характеристики каскада (рис.23.1, б).
Порядок построения нагрузочной характеристики следующий:
1. Определяем напряжение UКЭП в режиме покоя. Учтем, что сопротивление первичной обмотки трансформатора по постоянному току равно активному сопротивлению провода. Обычно оно составляет несколько Ом. Пренебрегая столь малым сопротивлением, получаем, что в режиме покоя UKЭП=ЕК. (Точка на оси напряжений рис. 23.1, б).
2. Определяем ток коллектора IКП в режиме покоя. Для этого через точку UКЭП на оси абсцисс рис. 23.1, б проводим вертикальную прямую – линию нагрузки по постоянному току. На линии отмечаем рабочую точку Т по требуемому значению IКП.
3. Определяем сопротивление первичной обмотки трансформатора по переменному току , где - коэффициент трансформации, , – число витков вторичной и первичной обмоток.
4. Через точку Т под углом α = arctg к оси токов проводим линию нагрузки AB по переменному току.
Работа каскада заключается в следующем. При положительном приращении входного сигнала ΔIб ток коллектора также увеличивается до ΔIК = β·ΔIб, увеличивается падение напряжения на первичной обмотке трансформатора, а напряжение UКЭ снижается (отрезок ТА, рис. 23.1, б). При отрицательном приращении тока базы ток коллектора уменьшается, напряжение UКЭ увеличивается. В этом случае к транзистору прикладывается Э.Д.С. источника ЕК и противо - Э.Д.С. трансформатора. При достаточно большом входном сигнале величина UКЭ может достигать значения 2ЕК. Это необходимо учитывать при выборе транзистора.
Оценим основные энергетические характеристики каскада. При синусоидальном входном сигнале мощность в нагрузке определяется известным выражением
Учтём, что Um.вых – это приращение напряжения вторичной обмотки трансформатора – ΔU2, причем
ΔU2=n21·ΔU1= n21·ΔUКЭ.
Введём обозначение ξ= ΔUКЭ / ЕК. Тогда
. (23.1)
В пределе, при ξ=1
. (23.2)
Мощность, потребляемая каскадом в режиме покоя Р0, определяется произведением P0=ЕК∙IКП. Для получения максимальной амплитуды Um.вых ток покоя следует выбирать из отношения IКП ≈ ЕК / . Коэффициент полезного действия η оценивается отношением мощностей Pн и P0 и равен
. (23.3)
Следовательно, максимально достижимый КПД каскада в классе А при синусоидальном сигнале не может быть больше 0,5. Реальный КПД составляет 20÷30%.
2. ДВУХТАКТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ
Схема двухтактного усилителя мощности приведена на рис. 23.2, а. Схема содержит два транзистора, два трансформатора с выводами от средней точки одной из обмоток, источник питания EK и схему смещения с фиксацией напряжения на базе – R1, R2.Транзисторы должны иметь одинаковый тип проводимости и равные параметры.
Величина напряжения смещения выбирается такой, чтобы оба транзистора работали с углом отсечки ≈ 90° (см. рис. 23.2, б). При отсутствии сигнала через оба транзистора должны протекать равные токи коллектора. Это обеспечивается подбором транзисторов.
Принцип работы каскада заключается в следующем. Входной трансформатор Тр1 обеспечивает противофазное управление транзисторами. Когда один транзистор открывается, другой закрывается. Выходной трансформатор Тр2 обеспечивает сложение токов двух транзисторов в первичной обмотке. Вторичная обмотка этого трансформатора нагружена на сопротивление нагрузки.
В состоянии покоя Uвх = 0 через первичную обмотку Тр2 протекают равные по величине, но противоположные по направлению токи. Результирующий ток обмотки равен нулю. Когда на первичную обмотку Тр1 подаётся сигнал, на базы транзисторов действуют равные по величине, но противоположные по знаку управляющие напряжения. При этом один транзистор открывается, а другой закрывается. При смене полярности входного сигнала режимы работы транзисторов меняются на противоположные.
Если входной сигнал синусоидальный , то ток транзисторов будет представлять полуволны синусоиды, причём, у одного из транзисторов положительной полярности, а другого - отрицательной. При достаточно большом уровне входного сигнала значение тока каждого транзистора может изменяться от нуля до максимального значения – Iк.m.
В первичной обмотке трансформатора Тр2 токи складываются так, что результирующий ток близок к синусоидальному. В целях упрощения анализа мы не учитываем наличие в составе токов коллекторов гармоник, отличие угла отсечки θ от 90°, а также не симметрию схемы.
Оценим энергетические характеристики каскада, полагая, что входной сигнал синусоидален, а его величина позволяет получать Iк = Iк.m. Тогда энергетические характеристики определяются следующими выражениями:
мощность сигнала, развиваемая в нагрузке
;
мощность, потребляемая каскадом
.
Так как для синусоидального тока
,
то
.
Коэффициент полезного действия
.
Это предельное значение КПД. Несмотря на сложность схемы (два трансформатора с выводами от средней точки обмотки, два транзистора), необходимость строгой симметрии, наличие искажений сигнала двухтактные усилители мощности находят широкое применение в практике.
Другой вариант схемы двухтактного усилителя мощности приведён на рис. 23.3. Особенности схемы: исключены трансформаторы, транзисторы Т1 и Т2 включены по схеме с ОК и должны иметь разный тип проводимости (Т1 – p-n-p; Т2 – n-p-n). Режим работы транзисторов (режим В) задаётся схемой смещения с фиксацией тока базы.
При положительном полупериоде входного сигнала транзистор Т1 закрывается, а транзистор Т2 – открывается. Ток через нагрузку протекает снизу вверх. Этим током конденсатор С3 заряжается до ЕК.
Во время отрицательного полупериода транзистор Т2 закрывается. Роль источника питания для транзистора Т1 играет конденсатор С3. Ток через нагрузку протекает сверху вниз. Емкость С3 должна быть достаточно большой, чтобы постоянная разряда значительно превосходила период сигнала.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
23.1. Почему схемы усилителей мощности, как правило, строятся на биполярных транзисторах с ОЭ?
23.2. Что дает включение трансформаторов в выходную цепь усилителя мощности?
23.3. С какой целью транзисторы усилителей мощности переводят в режим работы с отсечкой?
23.4. Приведите последовательность построения нагрузочной характеристики усилителя мощности в классе А.
23.5. Докажите, что КПД усилителя в классе А при синусоидальном сигнале не может быть больше 0,5.
23.6. Определите мощность в нагрузке Рн и КПД усилителя мощности η по схеме рис. 23.1, а, если Ек = 10 В, = 200, = 50, Rн = 50 Ом, а ξ = 0,75.
23.7. Как изменится работа двухтактного усилителя мощности, если напряжение смещения выбрано так, что
а) угол отсечки больше 90º,
б) угол отсечки меньше 90º?
23.8. Для чего вторичная обмотка входного трансформатора в схеме рис. 23.2, а имеет вывод от средней точки?
23.9. Что произойдет, если симметрия средней точки первичной обмотки выходного трансформатора в схеме рис. 23.2, а будет нарушена?
23.10. В схеме рис. 23.2, а Rн = 50 Ом, Ек = 10 В, число витков первичной обмотки выходного трансформатора ω1 = 200, а ω2 = 50. Определить Рн и η.
23.11. Сформулируйте достоинства и недостатки усилителя мощности по схеме рис. 23.3.
ЛЕКЦИЯ 24. ГЕНЕРАТОРЫ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ СИГНАЛОВ
1. НАЗНАЧЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ ГЕНЕРАТОРОВ
Электронным генератором сигналов называют устройство, посредством
которого энергия внешних источников питания преобразуется в электрические колебания требуемой частоты, формы и мощности. Электронные генераторы входят в состав структурных схем многих электронных приборов. Они используются в универсальных измерительных приборах, осциллографах, микропроцессорных системах, телевизорах, радиоприемниках и т.д.
Классификация генераторов выполняется по ряду признаков: форме колебаний, их частоте, выходной мощности, назначению, типу используемого активного элемента, виду частотно-избирательной цепи обратной связи.
По назначению генераторы делятся на технологические, измерительные, медицинские, связные.
По форме колебаний их делят на генераторы гармонических и негармонических сигналов.
По выходной мощности генераторы делят на маломощные (менее 1 Вт), средней мощности (от 1 до 100 Вт) и мощные (более 100 Вт).
По частоте генераторы делят на инфранизкочастотные (менее 10 Гц), низкочастотные (от 10 Гц до 100 кГц), высокочастотные (от 100 кГц до 100 МГц), СВЧ (выше 100 МГц).
По используемым активным элементам генераторы делят на ламповые, транзисторные, на ОУ, на тунельных диодах, динисторах.
По типу частотно-избирательных цепей ОС различают генераторы LC, RC и RL типа.
2. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ ГЕНЕРАТОРОВ
Обобщенная структурная схема генератора электрических сигналов должна содержать источник питания и преобразователь энергии источника в электрические колебания. Схема преобразователя приведена на рис. 24.1, а. Она содержит усилитель, частотно-избирательную цепь положительной обратной связи (ПОС), а также цепь ООС.
Обозначим модуль коэффициента усиления усилителя – К, модуль коэффициента передачи цепи ПОС – В, а модуль коэффициента передачи цепи ООС – М. По своему составу структурная схема генератора во многом соответствует схеме избирательного усилителя. Отличие схем заключается в количественных соотношениях для значений коэффициентов К, В и М, а также в требованиях к ФЧХ цепи ПОС.
Определим требования к этим параметрам генератора. Для этого функционирование генератора разделим на два этапа: этап возбуждения и этап стационарного режима. На этапе возбуждения в генераторе возникают колебания, и амплитуда их постепенно нарастает (рис. 24.1, б). На втором этапе амплитуда колебаний стабилизируется, и генератор переходит в стационарный режим.
На этапе возбуждения колебаний основную роль играет цепь ПОС. Эта цепь определяет условия возбуждения колебаний, их частоту и скорость нарастания амплитуды. После возникновения колебаний их амплитуда нарастает до тех пор, пока действие ООС не ограничит значение К. На этапе возбуждения цепь ООС не работает.
Цепь ПОС, как правило, выполняется на пассивных R, L, C элементах, поэтому она имеет потери. Эти потери компенсируются усилителем.
Рассмотрим процессы возникновения и установления колебаний на выходе генератора. При включении питания в схеме возникнут колебания, обусловленные переходными процессами в транзисторах или ОУ, зарядом емкостей или индуктивностей. Эти колебания поступают на вход усилителя в виде сигнала На выходе усилителя формируется сигнал
Сигнал поступает в цепь ПОС и ослабляется в раз. На выходе цепи ПОС он имеет значение
и вновь поступает на вход усилителя, т.е.
(24.1)
Из (24.1) следует, что если амплитуда колебаний на выходе усилителя будет нарастать. При колебания затухают. Когда
, (24.1) принимает вид:
(24.2)
При соблюдении условия (24.2) схема генератора переходит в ста-ционарный режим. Условие (24.2) распадается на два условия, которые называются условиями баланса амплитуд и фаз:
(24.3)
Условие баланса амплитуд показывает, что в режиме возбуждения колебаний коэффициент усиления усилителя должен быть больше коэффициента затухания цепи ПОС, т.е.
Для перехода к стационарному режиму в схему включается цепь с ООС. Она изменяет значение до точного соблюдения баланса амплитуд.
Условие баланса фаз означает, что полный фазовый сдвиг в замкнутом контуре генератора должен быть равен 2nπ, где n – любое целое число (как правило, n=1). Условие баланса фаз позволяет определять частоту генерируемых колебаний. Если баланс фаз выполняется только на одной частоте, то генерируются гармоническое колебание. Если условие баланса фаз выполняется для ряда частот, то колебания будут негармоническими.
3. ГЕНЕРАТОРЫ ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
Одна из возможных схем генератора гармонических колебаний была рассмотрена в лекции 23. В этом вопросе основное внимание уделим анализу физических процессов в нескольких практически применяемых схемах генераторов на транзисторах. В качестве частотно-избирательных цепей такие схемы используют колебательный контур, включаемый в цепь коллектора. Цепь ОС может быть реализована трансформаторной связью (рис. 24.2, а).
В схеме рисунка 24.2, а транзистор Т, Lк, Cк и Rб образуют резонансный усилитель по схеме с ОЭ. В такой схеме сдвиг фаз между Uвх и Uвых – φк равен π. Элементы Lдр и Cф образуют фильтр в цепи питания. Фильтр не пропускает переменную составляющую в цепь источника питания. Элемент Rб образует схему смещения с фиксацией тока базы. Индуктивность Lб, включена в цепь базы и образует ПОС. Связь между Lб и Lк трансформаторная. Для выполнения баланса фаз включение катушек встречное, т.е. φβ = π.
Рассмотрим физические процессы более подробно. Пусть в момент времени t = 0 включено питание. Бросок тока коллектора вызовет в контуре Lк, Cк
колебания с частотой ω0, причем,
uк(t) = Um0·exp(-δ·t)·cosω0t,
где Um0- начальная амплитуда свободных колебаний, = (Gвых + β·Gвх)/2·Cк, Gвых,Gвх – выходная и входная проводимости резонансного усилителя, β – коэффициент передачи тока базы транзистора.
Учтем затухание В, вносимое элементами ПОС. Тогда
= (Gвых + β Gвх·B)/2·Cк.
Для самовозбуждения генератора необходимо, чтобы потери δ были отрицательными. Это возможно, если
(Gвых + β Gвх·B)<0. (24.4)
Разделим (24.4) на Gвых и учтем, что K0 = (-β Rвых)/Rвх. Тогда от (24.4) приходим к выражению баланса амплитуд в режиме возбуждения:
1-KB<0.
На практике для надежного возбуждения обеспечивают KB=(2÷4). Баланс фаз обеспечивается включением колебательного контура в цепь коллектора и встречным включением катушек индуктивности Lб и Lк.
Чтобы завершить анализ работы генератора, обратимся к проходной характеристике транзистора (рис. 24.2, б).
На характеристике показана рабочая точка Т, сигнал в цепи ПОС – uб(t) и сигнал в цепи коллектора iк(t). Рабочая точка Т размещена в середине линейного участка характеристики. При соблюдении условия (24.4) в схеме возникают колебания и их амплитуда в границах линейного участка непрерывно растет. Когда амплитуда сигнала превышает размеры линейного участка характеристики, ее рост прекращается. Форма колебаний в цепи коллектора искажается, но контуром выделяется только одна гармоника – на частоте ω0.
ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
Схемы генераторов, в которых часть выходного сигнала передается в цепь базы через индуктивный или емкостной делитель, называются трехточечными. Обобщенная схема трехточечного генератора приведена на рис. 24.3, а. В ней комплексные сопротивления Z1, Z2, Z3 представляют элементы колебательного контура. Они соединены с тремя выводами тран-
зистора. Выясним, каким условиям должны удовлетворять эти сопротивле-
ния, чтобы ОС была положительной.
Известно, что комплексный коэффициент передачи цепи ОС определяется отношением:
где
Тогда
.
Теперь очевидно, что = π + φZ2 - φZ3 (здесь π в левой части обусловлено сдвигом фазы в цепи коллектора). Но нам уже известно, что для выполнения условия баланса фаз необходимо, чтобы φβ = π, т. е.
Z2 - Z3 = .
Значит,
φZ2 = φZ3. (24.5)
Выражение (24.5) показывает, что знаки реактивностей в цепях коллектор-эмиттер и база-эмиттер должны быть одинаковыми, т.е. это должны
быть либо индуктивности (рис. 24.3, б), либо емкости (рис. 24.3, в).
На резонансной частоте сопротивление колебательного контура активно, а сумма реактивных сопротивлений Х1 + Х2 +Х3 = 0. Но знаки Х2 и Х3 должны совпадать. Значит, знак реактивности в цепи коллектор-база –Х1 должен быть противоположным.
Реальная схема индуктивной трехточки приведена на рис. 24.4, а. В этой схеме делитель R1,R2 образует схему смещения с фиксацией напряжения на базе. Резистор Rэ предназначен для обеспечения термостабилизации. Вывод от катушки индуктивности делит ее на две части L1 и L2 и соединен с эмиттером транзистора через разделительный конденсатор Cр1 большой емкости. В результате индуктивность L1 по переменной составляющей включена между базой и эмиттером (посредством Cф1 и Cф2), а L2 – между коллектором и эмиттером. Между электродами коллектор-база включена емкость контура C1. Так реализована трехточка. Выходное напряжение снимается с резистора Rэ через Ср2. Оно равно напряжению обратной связи Uб, снимаемому с катушки L1.
На рис. 24.4, б представлена схема генератора с емкостной ОС (емкостная трехточка).
Благодаря делителю С1 С2 контур тремя точками (э, к, б) соединен по
переменной составляющей с транзистором. Напряжение ОС снимается с конденсатора С2. Необходимые фазовые соотношения обеспечиваются подключением эмиттера к средней точке делителя. При этом Z1=jωL1, Z2=1/jωC2, Z3=1/jωC1.
Частота генерации определяется выражением
а коэффициент обратной связи
Генераторы гармонических колебаний с LC контурами широко применяются на ВЧ. Их применение на НЧ осложняется низким качеством и большими габаритами катушек индуктивности. В связи с этим в цепях ПОС НЧ генераторов обычно используют RC-цепи. Такие цепи имеют квазирезонансные характеристики и обеспечивают сдвиг фаз между входным и выходным напряжениями, равным 180º или нулю. Две такие цепи приведены на рис. 24.5.
Первая цепь (рис. 24.5, а) состоит из трех фазосдвигающих звеньев. Каждое звено на частоте ω0 обеспечивает сдвиг фазы на 60º. В результате фаза выходного напряжения будет сдвинута относительно фазы входного на 180º. Для построения генератора с такой цепью необходимо применить инвентирующий усилитель. Фазовый сдвиг (-π) обеспечивается только на частоте ω0 = При этом модуль коэффициента передачи на частоте ω0 равен Для построения генератора с такой цепью необходимо применить инвертирующий усилитель.
Вторая цепь (рис. 24.5, б) называется мостом Вина. Напомним, что на резонансной частоте мост Вина обеспечивает сдвиг по фазе, равный нулю. Для построения генератора на основе моста Вина необходимо применять неинвертирующий усилитель.
Схему генератора на основе моста Вина в цепи ПОС легко реализовать на ОУ (рис. 24.6, а). Такая схема полностью совпадает со схемой резонансного усилителя по рис. 22.7, а. Схема генератора на основе RC-цепи рис. 24.5, а приведена на рис. 24.6, б.
При реализации схем необходимо учитывать низкое значение коэффициента передачи RC звеньев – 1/3 для моста Вина и 1/29 для лестничной схемы. Это эквивалентно низкочастотной избирательности. А так как ОУ в схеме рис. 24.6, а и транзистор в схеме рис. 24.6, б после возбуждения переходят в нелинейный режим, то колебания на выходе RC генератора по форме будут существенно отличаться от гармонических.
Чтобы исключить искажения формы колебаний, активные элементы RC генераторов должны работать в линейном режиме. Поэтому обязательным элементом схемы становится цепь ООС с нелинейным сопротивлением.
Процесс самовозбуждения и ограничения амплитуды колебаний в схеме рис. 24.6, б происходит следующим образом. С помощью R1, R2 и Rэ рабочая точка транзистора выбирается на середине линейного участка проходной характеристики. При включении питания возникают броски тока, как и в любой схеме. Бросок тока порождает бесконечный спектр гармоник.
Условия баланса фаз выполняются только на частоте ω0 = Амплитуда колебаний на этой частоте начинает увеличиваться. Но по мере увеличения амплитуды сопротивление Rэ в цепи ООС по току также увеличивается, уменьшая коэффициент усиления каскада. Процесс увеличения амплитуды замедляется.
Амплитуда примет постоянное значение, когда из-за роста Rэ выполняется баланс амплитуд. Значение Rэ выбирают так, чтобы баланс амплитуд выполнялся в пределах линейного участка проходной характеристики.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
24.1. Перечислите признаки классификации генераторов электрических сигналов.
24.2. Приведите деление генераторов по частоте.
24.3. Как делятся генераторы по типу частотно - избирательных цепей?
24.4. В чем заключаются отличия структурных схем генератора и избирательного усилителя?
24.5. Какую роль в схеме генератора выполняет цепь ООС?
24.6. В чем состоит отличие генератора гармонических колебаний от генератора негармонических колебаний?
24.7. Назовите основной признак трехточечных схем генераторов гармонических колебаний.
24.8. Чем отличаются схемы емкостной и индуктивной трехточки?
24.9. Обоснуйте необходимость применения RC генераторов.
24.10. В чем заключается недостаток RC генераторов и как он может быть устранен?
ЛЕКЦИЯ 25. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛАХ
Кроме напряжения синусоидальной формы в практике электротехники и электроники применяются напряжения других форм. Наиболее широко применяется импульсное напряжение. Импульсным называется прерывистое во времени напряжение (сигнал) любой формы. Под формой сигнала понимается закон изменения во времени напряжения или тока.
Широкое применение импульсных сигналов обусловлено рядом причин. Сочетанием импульсов и пауз легко передавать дискретную информацию. Импульсный сигнал оказался единственно приемлемой формой при создании радиолокации, он необходим для работы систем синхронизации, удобен для управления многими производственными процессами.
Импульсы применяются и для передачи непрерывной информации. В этом случае передаваемая информация может содержаться в значениях амплитуды, длительности или временного положения импульсов. Наличие пауз между импульсами позволяет уменьшить мощность, потребляемую от источника питания. Кроме того, во время паузы можно передавать информацию от других корреспондентов.
Наиболее широко применяются импульсы прямоугольной, пилообразной экспоненциальной и колокольной формы (рис. 25.1, а). Импульсы характеризуются
– амплитудой Um,
– длительностью τи,
– длительностью паузы τп,
– периодом повторения Т = τи + τn,
– частотой повторения F = 1/T,
– скважностью Qu = T/τu.
В реальных устройствах прямоугольные импульсы характеризуются также длительностью фронта τфр и среза τср. Фронт и срез определяют в течение нарастания или спада напряжения от 0,1 Um до 0,9Um.
2. ЭЛЕКТРОННЫЕ КЛЮЧИ
Устройства, выполняющие обработку импульсных сигналов, называются импульсными устройствами. Среди различных импульсных устройств видное место занимают электронные ключи. Через идеальный разомкнутый ключ ток не протекает. Напряжение на идеальном замкнутом ключе равно нулю. Смена состояния ключа происходит под действием сигналов, подаваемых на один или нескольких входов.
Наиболее широкое применение в качестве электронных ключей нашел транзисторный каскад по схеме с ОЭ в классе усиления D (т.е. в ключевом режиме). Схема такого каскада приведена на рис. 25.1, б.
Рассмотрим работу схемы. В ключевом режиме транзистор может
находиться в одном из двух состояний – в состоянии отсечки или в состоянии насыщения.
В состоянии отсечки ключ разомкнут. Через транзистор протекает только малый обратный ток Iкэ0. Напряжение на участке коллектор-эмиттер . Мощность, теряемая в транзисторе в режиме отсечки определяется произведением Ротс = Iкэ0·Uк и мала, так как пренебрежимо мал ток Iкэ0.
Чтобы транзисторный ключ находился в разомкнутом состоянии, необходимо подать на базу отрицательное напряжение смещения, т.е. . Для этого часто применяют дополнительный источник смещения – Есм и резистор R2 (эти элементы показаны на рис. пунктиром). При таком включении напряжение смещения создается двумя источниками Есм и источником тока Iкэ0, т.е.
. (25.1)
Полагая Uб < 0, получаем:
,
откуда
. (25.2)
Когда транзистор находится в состоянии насыщения, электронный ключ замкнут. Через транзистор протекает ток насыщения, значение которого ограничивается резистором Rк. Пренебрегая малым напряжением насыщения, можем записать:
. (25.3)
Режим насыщения достигается при токе базы:
. (25.4)
Как и в режиме отсечки, мощность, теряемая в транзисторе в режиме насыщения, мала, потому что мало напряжение насыщения Uн.
Ток базы в режиме насыщения создается источниками напряжения UВХ и ЕСМ. При этом участок база - эмиттер транзистора можно считать закороченным. Поэтому
.
Условие насыщения (13.4) принимает вид
. (25.5)
Выражения(25.2), (25.3) и (25.5) позволяют выполнить расчет электронного ключа.
В настоящее время электронные ключи выпускаются в микросхемном исполнении. Например, микросхема К564КТ3 содержит четыре двунаправленных ключа, предназначеных для коммутации аналоговых и цифровых сигналов с током до 10 мА.
3. КОМПАРАТОРЫ
Компаратор – это устройство сравнения двух напряжений. Такие возможности приобретают ОУ в нелинейном режиме работы. Для анализа процесса сравнения обратимся еще раз к передаточной характеристике ОУ (рис. 25.2, а). Мы знаем, что ОУ работает в линейном режиме, если разность . Когда разность , выходное напряжение ограничено значением ±Um.ВЫХ. Это означает, что транзисторы выходных каскадов ОУ работают в ключевом режиме. Значение Um.ВЫХ лишь немного меньше Э.Д.С. источника питания En, поэтому на передаточной характеристике выделяют область положительного и отрицательного насыщения.
Для реальных ОУ значение ∆Uгр не более нескольких мВ. При достаточно больших входных сигналах им можно пренебречь, полагая ∆Uгр≈0. Тогда при выходное напряжение . Наоборот, при выходное напряжение. Другими словами можно сказать, что выходное напряжение ОУ в нелинейном режиме зависит от того, какое из входных напряжений больше. Значит, ОУ в нелинейном режиме является схемой сравнения (компаратором).
Возможности применения ОУ как компаратора иллюстрируются графиками рис. 25.2, б.
Как следует из графиков, на прямой вход ОУ подано синусоидальное напряжение uвх1(t), а на инвертирующий вход – постоянное положительное напряжение Uвх2. Компаратор переключается в момент равенства u.вх1(t) = Uвх2. Выходное напряжение имеет прямоугольную форму. Значит, компаратор можно применять для преобразования синусоидального напряжения в напряжение прямоугольной формы, т. е. в импульсное напряжение.
По графикам легко увидеть, что длительность прямоугольных импульсов зависит от величины Uвх2. Изменяя величину Uвх2 от –Um.вх1 до Um.вх1, можно изменять длительность импульсов от 0 до Т, где Т – длительность периода uвх1(t). Значит, компаратор можно применять в качестве преобразователя амплитуда – длительность.
Широкое практическое применение находит схема компаратора с положительной обратной связью (ПОС). Она приведена на рис. 25.3, а. Другое название схемы – триггер Шмитта. Входной сигнал поступает на инвертирующий вход, а напряжение обратной связи – на прямой.
На рис. 25.3, б приведена передаточная характеристика компаратора. При большом отрицательном напряжении на инвертирующем входе ОУ Uвх << 0, напряжение на выходе максимальное положительное –Uвых = Uвых. m.
Напряжение на прямом входе ОУ Uпр формируется двумя источниками – U0 и . Определим его методом суперпозиции, учитывая, что для
обоих напряжений цепочка R1, R2 выполняет роль делителя:
. (25.6)
Предположим, что напряжение на входе увеличивается. Компаратор будет находиться в режиме положительного насыщения Uвых = Um.вых до тех пор, пока UВХ < Uпр. Значение Uпр выполняет роль порога срабатывания, поэтому его называют пороговым и обозначают UП1.
Когда входное напряжение UВХ приближается по величине к напряжению UП1 настолько, что , ОУ переходит в линейный режим. Напряжение на выходе уменьшается, т. е. получает отрицательное приращение -∆Uвых. Через делитель R1, R2 приращение поступает на прямой вход ОУ, уменьшая значение Uпр на величину:
. (25.7)
ОУ усилит это приращение, в результате чего напряжение на его выходе уменьшится еще больше, т. е. возникнет отрицательное приращение . Последнее, в свою очередь, еще больше уменьшит Uпр. Процесс развивается лавинообразно и завершается переходом ОУ в область отрицательного насыщения, когда . Таким образом, ПОС ускоряет процесс переключения компаратора. Такое ускоренное переключение получило название регенеративного процесса.
Так как UВЫХ после переключения изменило свой знак, то изменилось и значение Uпр, т. е. значение порога – UП2, причем,
. (25.8)
Новое переключение компаратора произойдет только тогда, когда Uвх ≈ UП2. Передаточная характеристика компаратора имеет вид петли гистерезиса. Ширина петли гистерезиса определяется отношением R2 / R1, а ее положение на оси абсцисс (оси Uвх) величиной U0.
4. ФОРМИРУЮЩИЕ ЦЕПИ
При генерации импульсных сигналов различной формы необходимо формирование интервалов времени, задающих длительность импульсов и пауз, частоту повторения импульсов и т.п. Эта задача решается с помощью формирующих цепей, содержащих реактивные элементы. Наиболее простыми и надежными являются RC-цепи. Они разделяются на прямые и обращенные. Прямые RС-цепи применяются в качестве передаточных и дифференцирующих, а обращенные – в качестве интегрирующих цепей.
Схема прямой RC-цепи приведена на рис. 25.4, а. Рассмотрим работу цепи по графикам напряжений на ее входе и выходе (рис 25.4, б). При анализе процесса формирования напряжения на выходе RC-цепи будем полагать, что внутреннее сопротивление источника входного напряжения равно нулю, а сопротивление нагрузки – бесконечно большое.
Пусть в момент t=0 на вход цепи (зажимы 1 -1') поступает прямоугольный импульс амплитудой Um и длительностью u. В начальный момент времени конденсатор С разряжен и ток в RC-цепи определяется только амплитудой импульса Um и сопротивлением R. Поэтому на зажимах 2 - 2' создается напряжение, равное максимальному . По мере заряда конденсатора С ток в цепи, а значит, и напряжение на выходе будут экспоненциально убывать:
, (25.9)
где ц = RC [С] – постоянная цепи.
К моменту окончания импульса (когда t = u) выходное напряжение уменьшается до Uвых(u), причем,
. (25.10)
После окончания импульса напряжение на входе цепи Uвх= 0. Поэтому конденсатор С начинает разряжаться через источник Uвх и резистор R. Ток разряда создает на выходе цепи отрицательный перепад напряжения, причем,
где
. (25.11)
Передаточная цепь должна передавать импульс от входа к выходу цепи с возможно меньшими искажениями его формы. Искажение формы оценивают максимальным относительным снижением вершины выходного импульса.
.
Из выражения (25.11) следует, что U тем меньше, чем больше Uвых(τu), а Uвых(и) тем больше, чем меньше отношение u / ц. Если требуется, чтобы максимальное относительное снижение вершины импульса не превышало 1%, то постоянная времени цепи ц должна превышать длительность импульса u не менее чем в 100 раз. Таким образом, чтобы цепь, приведенная на рис. 25.4, а стала передаточной, необходимо выполнить условие
(25.12)
Так как емкость С рассматриваемой цепи не пропускает на выход постоянную составляющую источника питания, то за цепью закрепилось еще одно название – разделительная цепь.
Дифференцирующая цепь предназначена для деления импульсов или для выделения их фронта и среза. Эта задача обратная ранее рассмотренной. Она решается тем лучше, чем больше отношение u / ц. Реально u / ц ≈ (10 ÷ 100). Выходное напряжение представляет два биполярных импульса, совпадающих во времени с фронтом и срезом входного сигнала (рис. 25.4, б). Амплитуда биполярных импульсов затухает экспоненциально в соответствии с (25.9). Длительность этих импульсов оценивается на уровне 0,05 Um произведением вых 3 ц. Подбором ц ее можно сделать сколь угодно малой.
Схема обращенной RC - цепи приведена на рис. 25.5, а. Работа этой цепи иллюстрируется графиками напряжений на рис. 25.5, б. При поступлении на вход такой цепи (зажимы 1 - 1') прямоугольного импульса выходной сигнал нарастает по экспоненциальному закону,
. (25.13)
Время, необходимое для нарастания выходного сигнала до уровня 0,9Um, составляет 2,3 ц, а до уровня 0,99 Um – 4,6 ц.
По окончании входного сигнала напряжение на выходе обращенной цепи убывает также по экспоненциальному закону:
,
где
.
На начальном участке выходное напряжение изменяется по закону, близкому к линейному. Этот участок часто используется для линейного накопления напряжения сигнала, поэтому рассматриваемая цепь получила название интегрирующей. Чтобы цепь работала как интегрирующая, отношение u/ц должно быть значительно меньше единицы.
Триггер – это устройство, имеющее два устойчивых состояния, спо-
собное под воздействием управляющего сигнала скачком переходить из одного состояния в другое и хранить это состояние сколь угодно долго. Такие свойства позволяют использовать триггеры в качестве элементов памяти, для деления частоты следования управляющего сигнала, для счета импульсов, для формирования прямоугольных импульсов из напряжения произвольной формы, для сравнения напряжений и т. д.
Для построения триггеров могут использоваться туннельные диоды, тиристоры, транзисторы и логические элементы. В лекции рассмотрим триггеры на биполярных транзисторах.
Условные обозначения триггеров на транзисторах приведены на рис. 25.6. Они имеют один или несколько входов и два выхода. Один из выходов называется прямым и обозначается . Другой выход называется инверсным и обозначается . Когда на прямом выходе устанавливается высокий уровень напряжения (близкий к напряжению источника питания), на инверсном выходе устанавливается низкий уровень(близкий к нулю). Условно высокий уровень напряжения обозначают “1”, а низкий – “0”.
Различаются триггеры способом управления (запуска). Триггер с раздельным запуском (рис.25.6, а) имеет два входа – S и R. Управляющие сигналы (импульсы тока или напряжения) поступают на эти входы от раздельных источников. При поступлении управляющего сигнала на вход S (set – установка единицы) триггер устанавливается в состояние “1”, при котором = 1, а = 0. При поступлении управляющего сигнала на вход R триггер устанавливается в состояние “0”, при котором = 0, а = 1.
Если к моменту поступления управляющего сигнала на вход S, триггер уже находился в состоянии “1”, то его состояние не изменится. При раздельном запуске триггер срабатывает от каждого управляющего сигнала только тогда, когда они поступают на входы S и R поочередно. Сокращенное название триггера – RS – триггер.
Триггер с общим запуском (рис. 25.6, б) имеет один вход – Т. Управляющие сигналы поступают на этот вход, а триггер срабатывает от каждого сигнала, изменяя свое состояние на противоположное. Сокращенное название триггера – Т – триггер.
Триггер с комбинированным запуском (рис. 25.6, в) имеет три входа S, R и Т. Триггер допускает как раздельный, так и общий запуск. Сокращенное название – RSТ – триггер.
Схема триггера с раздельным запуском на биполярных транзисторах p - n – p типа приведена на рис. 25.7. Схема состоит из двух транзисторных ключей. Выход ключа на транзисторе Т1 соединен со входом ключа на транзисторе Т2. Выход ключа на транзисторе Т2 соединен со входом ключа на транзисторе Т1.Так замыкается петля ПОС.
Рассмотрим работу схемы, используя графики токов и напряжений рис. 25.8.
На временном интервале от 0 до t1 схема находится в исходном состоянии. Предположим, что в исходном состоянии = 0, = 1. При этом транзистор Т1 открыт и насыщен, напряжение Uкэ1 = Uкн ≈ 0. Транзистор Т2 закрыт и Uкэ2 ≈ -Ек. Высокий отрицательный потенциал - Uкэ2 через делитель R1, Rб1 приложен к базе транзистора Т1 и поддерживает его в открытом состоянии. В цепи базы протекает ток Iб1 = Iбн. В базе транзистора накоплен большой избыточный заряд носителей.
На базу транзистора Т2 действует незначительный отрицательный потенциал - Uкэ1 и положительный потенциал Еб. Так как |Еб| > |Uкэ1|, то транзистор Т2 поддерживается в закрытом состоянии. Таким образом, состояние транзистора Т1 поддерживает состояние транзистора Т2 и наоборот. Схема находится в устойчивом состоянии до воздействия управляющего сигнала.
Пусть в момент t1 в базу транзистора Т1 подан управляющий сигнал – импульс тока Iвх. Если выполняется условие |Iвх| > |Iб1|, то ток базы Т1 меняет знак, но транзистор остается открытым до момента времени t2. На интервале времени t2 – t1 происходит рассасывание избыточного заряда базы Т1. Если управляющий сигнал достаточно сильный, то интервал рассасывания τр определяется выражением
где S = β·Iб / Iкн – коэффициент насыщения транзистора, τ = 1 / 2π·f – время
пролета неосновных носителей заряда через базу.
С момента t2 начинает убывать коллекторный ток транзистора Т1, а |Uкэ1| увеличивается. Транзистор работает в активном режиме. Отрицательное приращение напряжения - ∆Uкэ1 через делитель R2, Rб2 передается на базу транзистора Т2. Это приводит к уменьшению напряжения Uб2. В момент времени t3 напряжение Uб2 достигает уровня отпирания транзистора Т2 – Uб0. Интервал времени t3 – t2 называется интервалом подготовки к отпиранию tп. Его длительность определяется выражением
С момента t3 оба транзистора работают в активном режиме. В схеме возникает лавинообразный (регенеративный) процесс опрокидывания, когда запирается транзистор Т1 и отпирается Т2. Увеличение |- Uкэ1| приводит к росту |- Uб2| и к уменьшению Uкэ2. Это вызывает увеличение напряжения Uб1 и более глубокое запирание транзистора Т1. Длительность регенеративного процесса tрег имеет порядок τ. Он завершается в момент t4, когда Т1 закрыт, а Т2 открыт. Управляющий сигнал больше не нужен. Будем полагать , что его срез соответствует моменту времени t4. Окончание управляющего сигнала приводит к скачку тока базы Iб1 до Iк0.
После завершения лавинообразного процесса начинается установление нового состояния триггера. Длительность этапа установления определяется скоростью перезаряда конденсаторов С1 и С2. До запуска схемы конденсатор С1 был заряжен до напряжения, близкого к Ек. Теперь он разряжается через резистор R1 и по цепи Rб1, Еб, эмиттер – коллектор Т2. Конденсатор С2 до запуска схемы был разряжен. На этапе установления он заряжается. Ток заряда протекает от + Ек, через корпус, переход эмиттер – база Т2, С2, Rк1, к -Ек. Скорость перезаряда определяется значением постоянной цепей перезаряда. Этап установления завершается в момент времени t5 и обозначается tу.
После окончания этапа tу схема готова к приему следующего управляющего сигнала. Сумма
Tмин = τр + tп + tрег + tу
определяет минимальный временной интервал между управляющими сигналами, при котором обеспечивается надежное срабатывание триггера.
Схема триггера, приведенная на рис. 25.9, отличается от рассмотренной ранее типом транзисторов, связями между их базами и коллекторами и числом входов. Это обусловливает существенные отличия в принципе работы триггера.
При замыкании ключа К положительный потенциал источника питания + Ек через резистор Rк1 подается на базу транзистора Т2 и открывает его. Транзистор Т1 закрыт. Если напряжение на входе отсутствует Uвх = 0, то это состояние (назовем его исходным) может сохраняться как угодно долго.
Триггер изменяет свое состояние под воздействием положительного управляющего сигнала на базу транзистора Т1. В новом состоянии транзистор Т1 открыт и насыщен, а транзистор Т2 закрыт. Чтобы вернуть триггер в исходное состояние, нужно выключить и вновь включить источник питания. Схема может быть полезной для управления временем начала (момент включения Ек) и прекращения какого - либо процесса по управляющему сигналу.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
25.1. Приведите примеры применения импульсных сигналов для решения практических задач.
25.2. Перечислите основные параметры импульсных сигналов, приведите известные соотношения для их оценки.
25.3. Докажите, что мощность, потребляемая электронными ключами, пренебрежимо мала.
25.4. Рассчитайте элементы R1, R2 и Rк для схемы рис. 25.1, б, если известно, что Ек = 10 В, ЕСМ = 1,5 В, Uвх = 2, 5 В, β = 40 – 100, Iкэо = 50 мкА, Iкн = 9,5 мА.
25.5. В схеме триггера Шмитта по рис. 25. 3, а определите U0, при котором |Uп1| = |Uп2|.
25.6. На вход прямой RC цепи поступает прямоугольный импульс τи = 10-3 С. Определите значение С, при котором цепь будет передавать импульс с минимальными искажениями, если R = 10 кОм.
25.7. Определите значение С, при котором прямая RC цепь будет дифференцировать импульс, если R = 10 кОм.
25.8. Приведите условные схемные обозначения триггеров. Определите назначение их входов и выходов.
25.9. Определите требования к амплитуде и длительности управляющего сигнала триггера по схеме рис. 25.7.
25.10. Триггер по схеме рис. 25.9 имеет один вход. Почему его относят к классу RS триггеров?
ЛЕКЦИЯ 26. ГЕНЕРАТОРЫ ИМПУЛЬСНЫХ
СИГНАЛОВ
Мультивибратором называется генератор периодически повторяющихся прямоугольных импульсов. Мультивибраторы могут работать в ждущем режиме, в режиме автоколебаний или в режиме синхронизации.
В ждущем режиме мультивибратор генерирует только один прямоугольный импульс заданной длительности при воздействии на вход управляющего сигнала. В автоколебательном режиме мультивибратор генерирует импульсы, амплитуда, частота и длительность которых определяются только параметрами схемы. В режиме синхронизации осуществляется принудительная генерация импульсов с частотой внешнего источника.
Схема мультивибратора может быть построена на транзисторах, ОУ или на логических элементах. Рассмотрим схему мультивибратора на ОУ, работающего в автоколебательном режиме (рис.26.1, а). Графики напряжений, поясняющие работу схемы, приведены на рис. 26.1, б.
В схеме рис. 26.1, а ОУ и цепь R3 R4 образуют компаратор с ПОС. При переключениях компаратора на его выходе формируются напряжения Uвых.m (оно открывает диод D1) или -Uвых.m (оно открывает диод D2).
Конденсатор С и резисторы R1, R2 образуют две интегрирующие цепи. Цепь заряда конденсатора R1C включена, когда открыт диод D1. Цепь разряда конденсатора R2C включена, когда открыт диод D2. Источником напряжения заряда и разряда конденсатора является выход ОУ. Нагрузкой интегрирующих цепей является инвертирующий вход ОУ.
Включим питание ОУ в момент времени t1. Выходное напряжение ОУ Uвых может отклониться как в положительном, так и в отрицательном направлениях. Допустим, что Uвых получило положительное приращение . Через цепь ПОС R3, R4 это приращение подается на прямой вход ОУ, усиливается им и, в свою очередь, вызывает приращение .. Процесс развивается лавинообразно. В результате в момент t1 на выходе ОУ напряжение скачком принимает значение .
Положительное напряжение ОУ открывает диод D1. Начинается заряд конденсатора С через резистор R1. Скорость заряда определяется постоянной цепи . Нарастающее по экспоненте напряжение конденсатора UC подается на инвертирующий вход ОУ.
На прямой вход ОУ, через цепь ПОС R3, R4 подается напряжение UOC, причем,
.
В момент времени t2 напряжение на конденсаторе UC достигает значения U0С. Происходит переключение компаратора. Он скачком переходит в область отрицательного насыщения, когда . Одновременно (в момент времени t2) скачком изменяется напряжение обратной связи до величины
.
Отрицательным напряжением на выходе ОУ диод D1 закрывается, а диод D2 открывается. Начинается перезаряд конденсатора С через резистор R2 до напряжения . Скорость перезаряда определяется постоянной времени . Когда напряжение на конденсаторе UC достигает значения – UOC (момент времени t3), происходит регенеративное переключение компаратора. Далее процессы периодически повторяются.
В установившемся режиме (от момента t2 и далее) напряжение конденсатора изменяется от UОС до - UОС и обратно. На графиках рис. 26.1, б интервал времени t2 – t3 определяет длительность паузы, а интервал t3 – t4 – длительность импульса. Аналитические выражения, определяющие временные параметры генерируемых импульсов, имеют вид:
– для длительности импульса
, (26.1)
– для длительности паузы
(26.2)
– для периода повторения
, (26.3)
– для скважности
(26.4)
Выражения (26.1) ÷ (26.4) позволяют выполнить расчет параметров мультивибратора. Кроме того, они позволяют определить способы регулировки частоты и скважности. Так, при регулировке частоты скважность не должна изменяться. Следовательно, величину сопротивлений R1, R2 целесообразно оставлять неизменной. Частоту целесообразно регулировать изменением R3 или R4.
При регулировке скважности частота должна оставаться неизменной. Это значит, что R3 и R4, а также (R1 + R2) должны быть постоянными величинами. Отсюда следует, что для регулировки скважности R1 и R2 следует выполнять как составляющие одного потенциометра. Крайние точки такого потенциометра подключаются к диодам D1 и D2, а средняя – к инвертирующему входу ОУ.
Схема ждущего мультивибратора приведена на рис. 26.2, а. Работу схемы поясняют графики рис. 26.2, б.
В схеме рис. 26.2, а ОУ и цепь R3, R4 образуют компаратор с ПОС, конденсатор С1 и резистор R – интегрирующую цепь. Источником питания этой цепи служит выходное напряжение компаратора, нагрузкой – инвертирующий вход ОУ. Диод D1 служит для фиксации начального напряжения на конденсаторе С – UC (0). Конденсатор С2 и резистор R5 образуют дифференцирующую цепь. Диод D2 пропускает на прямой вход ОУ только положительные импульсы. Эти импульсы служат для запуска ждущего мультивибратора.
В исходном состоянии . Компаратор находится в отрицательном насыщении, т. е. . Отрицательным напряжением диод D1 открыт и поддерживает на конденсаторе С1 напряжение UC (0)= 0. Напряжение обратной связи отрицательное, причем,
.
Так как – (0), то исходное состояние устойчиво, мультивибратор может находиться в нем как угодно долго.
Пусть в момент времени t1 с выхода дифференцирующей цепочки на прямой вход ОУ поступает короткий положительный импульс, амплитуда которого больше амплитуды . Напряжение на прямом входе становится положительным, и компаратор регенеративно переключается в область положительного насыщения, когда . Этим напряжением диод D1 закрывается, а конденсатор С1 начинает заряжаться через резистор R. На прямой вход ОУ подается положительное напряжение обратной связи:
Теперь UОC > UC(0), и этим напряжением ОУ поддерживается в состоянии положительного насыщения. Значит, входной импульс необходим только для срабатывания компаратора и может быть очень коротким.
Скорость заряда конденсатора С1 определяется постоянной времени RC1, которая и задает длительность формируемого импульса - . Этап формирования импульса завершается в момент времени t2, когда напряжение на конденсаторе достигает значения . В этот момент компаратор регенеративно переключается в область отрицательного насыщения. Длительность формируемого импульса определяется выражением:
(26.5)
После переключения компаратора в область отрицательного насыщения напряжение на конденсаторе скачком не изменяется. Под воздействием UC диод D1 остается закрытым. Поэтому после момента времени t2 начинается этап восстановления исходного состояния, когда конденсатор С1 разряжается через резистор R от источника - . Скорость разряда определяется постоянной времени RC1. В момент времени t3 напряжение на конденсаторе . В этот момент открывается диод D1, который препятствует дальнейшему уменьшению напряжения на конденсаторе С1. Исходное состояние восстановлено. Схема готова к поступлению нового входного импульса. Длительность этапа восстановления определяется выражением:
(26.6)
Следовательно, максимально допустимая частота входных импульсов для ждущего мультивибратора равна:
(26.7)
2. ГЕНЕРАТОРЫ ЛИНЕЙНО ИЗМЕНЯЮЩЕГОСЯ НАПРЯЖЕНИЯ
Генераторы линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН) формируют напряжение пилообразной формы (рис. 26.3, а). Напряжение пилообразной формы используется для создания разверток на экранах осциллографов, телевизоров и др. индикаторов, для преобразователей аналоговых величин в цифровые, преобразователей амплитуда - время и для др. целей. Рассмотрим принцип формирования такого напряжения.
Для формирования линейно изменяющегося напряжения чаще всего используют заряд или разряд конденсатора постоянным током. Простейшая схема ГЛИН приведена на рис. 26.3, б. Она включает в свой состав идеальный источник тока I. При разомкнутом ключе К конденсатор С заряжается от источника тока I и напряжение на нем нарастает по линейному закону:
(26.8)
В момент времени t = t1 ключ К замыкается и конденсатор разряжается через резистор R и ключ К по экспоненциальному закону.
Разработано много схем ГЛИН. Большими преимуществами обладают схемы на ОУ. В них в качестве источника постоянного тока применяются интеграторы на ОУ, а в качестве ключа – компараторы.
Схема интегратора на ОУ приведена на рис. 26.3, в. Очевидно, что ; . Так как , то , причем,
.
Мы уже установили, что для ОУ напряжение между входами . Поэтому Uвых = UC, причем,
.
,
причем знак приращения обратный знаку входного напряжения.
Схема ГЛИН с внешним управлением приведена на рис. 26.4, а. На рис. 26.4, б приведены диаграммы напряжений, поясняющие его работу.
Схема состоит из компаратора и интегратора. Допустим, что в исходном состоянии напряжение на входе отсутствует: Uвх = 0. Под воздействием напряжения Е0 компаратор находится в состоянии отрицательного насыщения – Uвых.m. Это напряжение поступает на вход интегратора и вызывает заряд конденсатора С до напряжения .
Пусть в момент времени t1 на прямой вход поступает прямоугольный импульс, амплитуда которого Um > E0. Компаратор переходит в положительное насыщение, т. е. напряжение на его выходе . Это напряжение является входным для интегратора. Открывается диод D1, начинается перезаряд конденсатора С до . Напряжение UГЛИН убывает по линейному закону в соответствии с выражением:
По окончании импульса компаратор регенеративно переходит в отрицательное насыщение (под воздействием Е0). Диод D1 закрывается. Открывается диод D2. Начинается перезаряд конденсатора С до напряжения . Напряжение UГЛИН возрастает по линейному закону
Максимального значения оно достигает за время t = R2C. Если пауза , то ГЛИН переходит в устойчивое состояние () до поступления следующего импульса управления.
Кроме рассмотренной схемы, часто применяются ГЛИН в автоколебательном режиме. Чтобы получить такой ГЛИН, достаточно в схему рис. 26.4, а ввести ОС – R3, R4 на прямой вход компаратора с выходов компаратора и интегратора (пунктирная линия на рис. 26.4, а). Напряжение обратной связи UОС будет определяться напряжением на выходе компаратора и напряжением на выходе интегратора UГЛИН. На рис. 26.4, в приведены графики напряжений, поясняющие работу генератора.
Пусть в момент времени t1 = 0 компаратор перешел в состояние отрицательного насыщения. Его . Открывается диод D2, и на интеграторе начинается формирование линейно нарастающего напряжения UГЛИН. Напряжение обратной связи UОС найдем методом суперпозиции:
(26.9)
где - линейно нарастающее напряжение UГЛИН.
Видим, что UОС также линейно нарастает. В момент времени t2 наступает равенство UOC = Е0. Компаратор переключается, напряжение его на выходе скачком изменяется до . Напряжение интегратора скачком измениться не может. Поэтому напряжение обратной связи скачком увеличивается до UOCm, причем
(26.10)
Напряжением открывается диод D1. На интеграторе начинается формирование линейно падающего напряжения. Напряжение UOC также
Компаратор вновь переключается, и далее процесс периодически повторяется.
Рассмотрим пример.
Пусть в схеме компаратора R3 = 10 кОм; R4 = 50 кОм; Е0 = 1 В; = ±10 В.
Определим UГЛИН и UОС в моменты времени t1; t2; t3.
Конденсатор С до включения питания был разряжен. Напряжение UC = 0 и скачком измениться не может. Значит, , и, в соответствии с (16.13),
.
Отсюда определим UГЛИН
.
Найдем значение сразу после переключения, когда значение , а UГЛИН еще не изменилось:
.
Напряжение на выходе компаратора . Напряжение обратной связи UOC определяется выражением:
.
Здесь UГЛИН (t3) – минимальное. Определим это значение :
.
Определим величину напряжения UОС (t3) сразу после переключения, когда значение , а UГЛИН (t3) = - 0,79 В.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
26.1. Перечислите возможные режимы работы мультивибраторов. Назовите их отличительные признаки.
26.2. Приведите схему мультивибратора на ОУ в автоколебательном режиме. Назовите функциональные узлы, которые входят в состав схемы.
26.3. В схеме рис. 26.1, а R1 = R4 = 1 кОм, R2 = R3 = 2 кОм, С = 0,1·10-6 Ф. Определите τи, τп, Т, Q, F.
26.4. Определите R4, при котором мультивибратор, по условию задачи 26.3, будет генерировать импульсы с частотой F = 2 кГц.
26.5. Измените схему рис. 26.1, а так, чтобы она позволяла регулировать скважность импульсов при неизменной частоте.
26.6. Какое значение имеет длительность входного импульса для схемы рис. 26.2,а?
26.7. Чем определяется устойчивость исходного состояния мультивибратора по схеме рис. 26.2, а?
26.8. Можно ли для запуска ждущего мультивибратора по схеме рис. 26.2, а использовать отрицательные импульсы?
26.9. Какой из резисторов цепи обратной связи в схеме рис. 26.2, а больше влияет на длительность этапа восстановления?
26.10. Как влияет на отношение τи / τп увеличение R4?
26.11. Какой из параметров ОУ позволяет построить на его основе интегратор?
26.12. Как изменится график выходного напряжения ГЛИН в ждущем режиме, если Е0 изменит знак?
26.13. Как необходимо изменить значения R3 и R4 в схеме рис. 26.4, а для увеличения UГЛИН?
ЛЕКЦИЯ 27. ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ ЭЛЕКТРОННЫХ
УСТРОЙСТВ
Основным источником электрической энергии в настоящее время являются электрические сети. Значительно реже применяются химические, термоэлектрические, фотоэлектрические и др. источники. Все названные источники электрической энергии принято называть первичными. Общей особенностью первичных источников является низкое качество напряжения, невозможность его регулирования. Например, промышленная сеть выдает напряжение переменного тока частотой 50 Гц с номинальными значениями 220, 380 В. В зависимости от нагрузки сети величина напряжения может изменяться в некоторых пределах.
Одной из особенностей электронных схем является требование к высокому качеству напряжения питания. Как правило, это должно быть напряжение высокой стабильности, с несколькими, значительно отличающимися между собой, номинальными значениями. В силу такой особенности каждое электронное устройство снабжается собственным источником питания, который принято называть вторичным (ВИП). В лекции рассматриваются основные параметры, классификация и принципы построения ВИП.
ИСТОЧНИКОВ ПИТАНИЯ
Большое многообразие ВИП классифицируют по ряду признаков.
– инверторные ВИП;
– конверторные ВИП.
Инверторные ВИП предназначены для преобразования напряжения переменного тока в напряжение постоянного тока или наоборот. Обычно это выпрямитель, значительно реже – генератор.
Конверторные ВИП изменяют величину входного напряжения. К ним относятся трансформаторы, стабилизаторы напряжения др. подобные устройства.
– трансформаторные ВИП:
– бестрансформаторные ВИП.
– одноканальные ВИП;
– многоканальные.
– микромощные (до 1 Вт);
– маломощные (от 1 до 100 Вт);
– средней мощности (от 100Вт до 10 кВт);
– мощные (более 10 кВт).
Для качественной и количественной оценки ВИП определены их входные, выходные и эксплуатационные характеристики. Раскроем каждую из названных групп.
Входные характеристики:
– значение и вид напряжения первичного источника питания;
– допустимая нестабильность питающего напряжения δUс = ∆Uс / Uс;
– частота питающего напряжения;
– количество фаз первичного источника питания;
– допустимый коэффициент гармоник питающего напряжения.
Выходные характеристики:
– значения выходных напряжений;
– допустимая нестабильность выходных напряжений δUвых = ∆Uвых / Uвых;
– ток нагрузки и выходную мощность.
Эксплуатационные характеристики:
– диапазон рабочих температур;
– допустимая относительная влажность;
– диапазон допустимых давлений окружающей атмосферы;
– допустимые механические нагрузки др.
В общем случае структура ВИП может содержать силовой трансформатор, вентильный блок, сглаживающий фильтр и стабилизатор напряжения. В таком составе схему часто называют выпрямителем источника питания. Кратко определим назначение функциональных узлов выпрямителя.
Трансформатор (понижающий или повышающий) преобразует напряжение сети и обеспечивает гальваническую развязку между нагрузкой и силовой сетью.
Вентильный блок предназначен для преобразования переменного тока в ток одного направления. В качестве вентилей, как правило, используются диоды, тиристоры или транзисторы. Если в состав вентильного блока входят только диоды, то выпрямитель неуправляемый. Применение тиристоров или транзисторов позволяет создавать управляемые выпрямители. В этом случае в состав схемы выпрямителя должно входить устройство управления.
Сглаживающий фильтр предназначен для уменьшения пульсаций выпрямленного тока (напряжения). Как правило, это ФНЧ, выполненный на R, L и С элементах.
Стабилизатор напряжения предназначен для устранения оставшихся после сглаживающего фильтра пульсаций, для уменьшения влияния дестабилизирующих факторов (случайные колебания напряжения сети, изменения нагрузки, температуры окружающей среды и др.).
Обязательным функциональным узлом выпрямителей является вентильный блок. Остальные функциональные узлы входят в состав схемы в зависимости от назначения и от требований к параметрам выпрямителя. Кроме рассмотренных функциональных узлов, схема может дополняться вспомогательными элементами и узлами контроля, автоматики, защиты и т. п.
Большое разнообразие выпрямителей разделяют по ряду признаков.
1. По числу фаз силовой сети различают:
– однофазные выпрямители;
– многофазные выпрямители.
2. По количеству выпрямленных полуволн напряжения выпрямители делятся на
– однополупериодные;
– двухполупериодные.
3. По схеме вентильного блока различают выпрямители:
– однотактные;
– двухтактные (мостовые).
Ток вторичной обмотки однотактных выпрямителей протекает в одном направлении. В двухтактных выпрямителях ток вторичной обмотки трансформатора протекает в двух направлениях.
2. ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ТОКА
2.1 Однофазные выпрямители
Схема простейшего однополупериодного выпрямителя приведена на рис. 27.1, а. На рис. 27.1, б приведены соответствующие этой схеме временные диаграммы напряжения и тока.
В состав схемы входят: источник (вторичная обмотка трансформатора) синусоидального напряжения , выпрямительный диод D и нагрузка . При анализе работы схемы будем полагать, что сопротивление диода в прямом направлении равно нулю, а в обратном – бесконечности. При таких допущениях через нагрузку протекает несинусоидальный периодический ток, в виде полуволн синусоиды:
Этот ток создает на сопротивлении падение напряжения в виде периодических пульсаций. С учетом принятых допущений амплитудное значение пульсаций Um.п равно амплитудному значению входного напряжения Um (рис. 27.1, в). Во время отрицательного полупериода входного напряжения все напряжение источника падает на бесконечно большом сопротивлении диода. Такое падение напряжения называют обратным напряжением диода Um.обр.
Рис. 27.1, в наглядно показывает, что период пульсаций выпрямленного напряжения Тп равен периоду входного напряжения. Значит, и частота пульсаций равна частоте входного напряжения f, а кратность пульсаций
. (27.1)
Определим интегральные параметры выпрямителя. Средние и действующие значения тока и напряжения определим известными по лекции 2 выражениями:
, (27.2)
, (27.3)
, (27.4)
. (27.5)
Для оценки качества выпрямленного напряжения применяют специальный параметр – коэффициент пульсаций Кп. Он определяется отношением амплитудного значения первой гармоники выпрямленного напряжения (пульсаций) – к среднему значению выпрямленного напряжения – , т.е.
. (27.6)
Разложение в ряд Фурье функции, представленной рис.27.1, в имеет вид:
.
В этом разложении постоянная составляющая - среднее значение выпрямленного напряжения, а амплитуда первой гармоники
.
Следовательно,
. (27.7)
Достоинство схемы – простота. Недостатки – малые значения среднего и действующего токов и напряжений, большое значение пульсаций - Кп = 1,57.
Значительно лучшими параметрами обладает однофазная нулевая схема выпрямления, разработанная в 1901 г. академиком Миткевичем (рис. 27.2, а). Схема включает источник синусоидального напряжения, трансформатор с выводом от средней точки вторичной обмотки, два диода и сопротивление нагрузки - RH . Сопротивление нагрузки включено между катодами диодов и средней точкой вторичной обмотки трансформатора.
Пусть на интервале времени от 0 до Т/2 (рис.27.2, б) полярность напряжения на вторичной обмотке трансформатора uвх(t) такая, как показано на рис.27.2, а. В этом случае к диоду D1 приложено прямое напряжение, а к диоду D2 - обратное. В цепи вторичной обмотки потечет ток i1 от точки 1, через диод D1, сопротивление RH к средней точке вторичной обмотки. Этот ток создаст падение напряжения (пульсацию) на интервале положительного полупериода входного напряжения.
На интервале от Т/2 до Т (отрицательный полупериод) полярность напряжения на вторичной обмотке трансформатора изменится на противоположную. Теперь к диоду D2 приложено прямое напряжение, а к диоду D1 – обратное. В цепи вторичной обмотки потечет ток i2 от точки 1', через диод D2, сопротивление RH к средней точке вторичной обмотки. Направление тока через RH останется таким же как и во время положительного полупериода, поэтому этот ток создаст падение напряжения (пульсацию) на интервале отрицательного полупериода. Именно поэтому рассматриваемый выпрямитель часто называют двухполупериодным.
Рис.27.2, в наглядно показывает, что период пульсаций выпрямленного напряжения Тп в два раза меньше периода входного напряжения. Следовательно,
; ,
, (27.8)
, (27.9)
, (27.10)
, (27.11)
, (27.12)
где .
Выражения показывают, что схема Миткевича имеет значительно лучшие параметры, чем однополупериодный выпрямитель. Однако применение трансформатора с выводом от средней точки вторичной обмотки не всегда приемлемо. Свободна от этого недостатка однофазная мостовая схема выпрямителя (рис.27.3). Схема включает в свой состав источник напряжения, трансформатор с напряжением вторичной обмотки uвх(t), четыре диода и сопротивление нагрузки RH, которое включено в диагональ моста.
Пусть во время положительного полупериода входного напряжения полярность контактов 1 – 1' такая, как показано на рис. 27.3. В этом случае к диодам D1 и D4 приложено прямое напряжение, а к диодам D2 и D3 – обратное. В цепи выпрямителя потечет ток i1 от контакта 1, через диод D1, сопротивление нагрузки RH, диод D4, к контакту 1'. Этот ток создаст на сопротивлении нагрузки падение напряжения (пульсацию) на интервале положительного полупериода входного напряжения (см.рис.27.2, в).
Во время отрицательного полупериода входного напряжения полярность контактов 1 – 1' меняется на противоположную. Теперь прямое напряжение приложено к диодам D2 и D3, а обратное – к диодам D1 и D4. В цепи выпрямителя потечет ток i2 от контакта 1', через диод D3, сопротивление нагрузки RH, диод D2, к контакту 1. Видим, что направление тока через сопротивление RH не изменилось. Значит, форма напряжения на сопротивлении RH такая, как на рис.27.2, в, а параметры мостового выпрямителя такие же, как параметры схемы Миткевича. Однако в силу компактности именно однофазная мостовая схема получила широкое распространение.
Сопоставление параметров одно и двухполупериодных выпрямителей позволяет установить связь между значениями кратности пульсаций m и коэффициента пульсаций Кп. Так, для однополупериодного выпрямителя m = 1, а Кп = 1,57. Для двухполупериодного выпрямителя m = 2, а Кп = 0,67. Учитывая, что коэффициент пульсаций определяется средним значением выпрямленного напряжения U0.вып, найдем зависимость . Для этого достаточно проинтегрировать мгновенное значение напряжения на нагрузке = Um·cosω·t в пределах от -Т/2m до Т/2m (т.е. в пределах одной пульсации):
.
Заменим оператор интегрирования dt на dt. Тогда период Т нужно заменить на 2.
Теперь
. (27.13)
Полученное решение показывает, что для увеличения среднего значения выпрямленного напряжения U0.вып (а значит, для уменьшения Кп) нужно увеличивать кратность пульсаций m. Значение m 2 можно получить в многофазных выпрямителях.
Схема трехфазного однополупериодного выпрямителя приведена на рис. 27.4, а. На рис. 27.4, б приведены графики напряжений на входе и выходе выпрямителя. В состав схемы входят трехфазный трансформатор, три диода и сопротивление нагрузки Rн. Фазы первичной обмотки трансформатора могут включаться по схеме звезда или треугольник, а фазы вторичной обмотки – по схеме звезда. Каждая фаза вторичной обмотки трансформатора через соответствующий диод включена на общую нагрузку.
На рис. 27.4, б точками θ1, θ2, θ3 обозначены моменты равенства напряжений двух соответствующих фаз вторичной обмотки трансформатора. Диод D1 открывается в момент θ1, так как в этот момент потенциал его анода становится больше потенциала других диодов. Соответственно диод D2 откроется в момент θ2, а диод D3 – в момент θ3. Видим, что каждый диод открывается во время положительной полуволны своей фазы. Огибающая выпрямленного напряжения представляет три пульсации на интервале одного периода входного напряжения, т.е. m = 3.
Определим среднее значение выпрямленного напряжения в соответствии с (27.13). Для этого проинтегрируем напряжение на нагрузке на интервале одной пульсации, т. е. от –π / 3 до π / 3 (см. рис. 27.4,б):
. (27.14)
Амплитудное значение первой гармоники пульсаций Um.п.1 ≈0,207·Um.вх. Коэффициент пульсаций Кп = 0,25, что значительно меньше коэффициента пульсаций однофазного мостового выпрямителя.
Недостатки схемы – низкая эффективность использования трансформатора и повышенное обратное напряжение на диодах Um.обр ≈ -2,1·Um.вх.
Более эффективна мостовая схема трехфазного выпрямителя (рис.27.5, а). В этой схеме каждая пара диодов входит в состав двух мостов, поэтому шесть диодов образуют три мостовые схемы для трех фаз.
Графики напряжений на входе и выходе выпрямителя приведены на рис. 27.5, б. Огибающая выпрямленного напряжения содержит шесть пульсаций на интервале одного периода, т.е. m = 6, а
.
Амплитудное значение первой гармоники пульсаций Um.п.1 ≈ 0,055·Um. Коэффициент пульсаций, определяемый по (26.6) Кп = 0,057, что значительно меньше коэффициента пульсаций всех рассмотренных ранее схем.
Трехфазные мостовые выпрямители позволяют получить достаточно высокое качество выпрямленного напряжения при высокой мощности в нагрузке – порядка мегаватта. Однако в электротехнике и энергетике требуются выпрямители, мощность которых значительно (на несколько порядков) выше. Достигнуть больших мощностей при высоком качестве выпрямленного напряжения позволяют составные выпрямители. Схема одного из составных выпрямителей приведена на рис. 27.6.
В приведенной схеме вентильные комплекты двух мостовых трехфазных выпрямителей подключены к нагрузке последовательно, поэтому напряжение на нагрузке равно сумме напряжений двух мостов – U0.вып = U0.вып.1 + U0.вып.2. Равенство средних значений выпрямленных напряжений U0.вып.1 и U0.вып.2 обеспечивается выбором числа витков вторичных обмоток, соединенных в звезду и треугольник.
Система вторичных напряжений а, в, с сдвинута относительно системы на угол 30°. При суммировании этих напряжений на нагрузке кратность пульсаций увеличивается в два раза (m = 12), а коэффициент пульсаций Кп = 0,014. Таким образом, схема рис. 27.6 позволяет увеличить максимально достижимую мощность и улучшить качество выпрямленного напряжения.
Вентильный блок управляемых выпрямителей включает в свой состав тиристоры. Известно, что для включения тиристора необходимо подать на его анод положительное напряжение (положительную полуволну напряжения сети), а на управляющий электрод – сигнал управления iу. Если сигнал управления совпадает с моментом перехода через нуль выпрямляемого напряжения (моментом естественного отпирания диода в неуправляемом выпрямителе), то среднее значение выпрямленного напряжения будет таким же, как и на выходе неуправляемого выпрямителя.
Если сигнал управления задержать относительно момента естественного отпирания, то тиристор откроется позже, напряжение на выходе выпрямителя уменьшится. В этом заключается суть управления. Количественно задержка управляющего сигнала относительно момента естественного отпирания оценивается углом сдвига по фазе α. Этот угол называется углом управления.
Схема управляемого нулевого выпрямителя приведена на рис. 27.7, а. На рис. 27 7, б приведены графики напряжений на входе и выходе выпрямителя, а также график тока сигнала управления при α = 30°.
На графиках моменты θ1, θ2 и θ3 соответствуют точкам естественного отпирания вентилей. Если бы управляющий сигнал был подан на управляющие электроды тиристоров в эти моменты времени, то среднее значение выпрямленного напряжения выпрямителя определилось бы выражением (27.14). При задержке управляющего сигнала по фазе на угол α среднее значение выпрямленного напряжения уменьшится и будет определяться выражением
. (27.15)
Из (27.15) очевидно, что, изменяя угол управления α, можно изменять среднее значение выпрямленного напряжения на выходе выпрямителя. При α > 30° в кривой URн(t) появятся отрицательные участки, а при α = π U0вып = 0.
3. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ
Анализ работы рассмотренных схем выпрямителей показал, что напряжение на их выходе не постоянное, а пульсирующее. Применять такое напряжение непосредственно для питания электронных устройств нельзя. Существенно снизить уровень пульсаций позволяют сглаживающие фильтры. В основу их построения положено применение реактивных элементов – индуктивностей и емкостей.
Пульсирующее напряжение на выходе выпрямителей всегда описывается периодической функцией. Разложение такой функции в ряд Фурье содержит постоянную составляющую (среднее значение выпрямленного напряжения) и совокупность гармоник. Идеальный сглаживающий фильтр должен беспрепятственно пропускать в нагрузку постоянную составляющую и не пропускать гармоники пульсаций. Для решения этой задачи и используются свойства реактивных элементов.
Известно, что сопротивление индуктивности пропорционально частоте. Это значит, что для постоянной составляющей сопротивление идеальной индуктивности равно нулю, а для гармоник оно тем больше, чем выше номер гармоники. Поэтому индуктивность полезно включать последовательно нагрузке (рис. 27.8, а).
Сопротивление емкости обратно пропорционально частоте. Для постоянной составляющей это сопротивление бесконечно велико, а для гармоник мало, и тем меньше, чем выше номер гармоники. Поэтому емкость полезно включать параллельно нагрузке (рис. 27.8, б). Для повышения качества фильтрации применяются комбинированные LC фильтры, например, как на рис. 27.8, в.
Количественной оценкой качества сглаживающих фильтров является коэффициент сглаживания S, определяемый отношением коэффициентов пульсации на входе и выходе фильтра:
, (27.16)
где Um.п.н – амплитудное значение первой гармоники пульсаций в нагрузке (на выходе фильтра), U0.н – среднее напряжение в нагрузке.
Рассмотрим принцип работы простейшего емкостного фильтра, сглаживающего пульсации однополупериодного выпрямителя (рис. 27.9, а).
Собственно выпрямитель (диод D и сопротивление RH) формирует пульсации напряжения с периодом Тп и амплитудным значением Um (пунктир на рис. 27.9, б). При включении емкостного фильтра форма выходного напряжения изменяется (сплошная линия на графике рис. 27.9, б). Рассмотрим процесс формирования напряжения на выходе фильтра подробнее.
Сопротивление емкости переменному току значительно меньше сопротивления нагрузки , потому прямой ток диода на интервале пульсации протекает через конденсатор Сф, заряжая его до напряжения, близкого к Um. При уменьшении напряжения пульсации диод закрывается. Его сопротивление становится значительно больше RH. Поэтому емкость Сф начинает разряжаться через RH, а напряжение на ее обкладках уменьшается по экспоненциальному закону:
,
где - постоянная фильтра.
В конце периода пульсаций, когда t =Tп, напряжение на выходе фильтра станет равным
.
Разность Um – uCф(Тп) = 2·∆U определяет амплитудное значение пульсаций на выходе фильтра, причем,
.
Очевидно, что, чем больше ф, тем меньше амплитуда пульсаций 2·∆U. Реальные фильтры имеют . При малом значении показателя экспоненты разность
,
поэтому
.
Среднее значение напряжения на выходе фильтра (на нагрузке) определим как разность т.е.
. (27.17)
Таким образом, рис. 27.9, б и полученные выражения показывают, что величина пульсаций на выходе фильтра уменьшилась до значения 2U. Частота пульсаций осталась прежней . Поэтому огибающая выходного напряжения теперь совпадает максимумами с первой гармоникой пульсаций в нагрузке. Значит, , а коэффициент пульсаций на выходе фильтра определится выражением:
. (27.18)
Коэффициент сглаживания определим, учитывая, что Кп.вх = π / 2. Тогда
. (27.19)
Легко видеть, что подбором Сф и Rн можно обеспечить требуемое значение коэффициента пульсаций, а значит, и необходимое качество выпрямленного напряжения.
В силу простоты схемы и достаточно высокой эффективности емкостные сглаживающие фильтры нашли широкое применение в маломощных выпрямителях. В мощных выпрямителях сопротивление Rн мало, поэтому максимальная величина τф ограничена предельным значением емкости выпускаемых конденсаторов.
При малом значении Rн более эффективны L или LC фильтры. Коэффициент сглаживания L – фильтра определяется выражением
,
а LC – фильтра
.
3. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Сглаживающие фильтры позволяют существенно уменьшить уровень пульсаций, но не исключают их полностью. Исключить пульсации позволяют стабилизаторы напряжения. Различают параметрические и компенсационные стабилизаторы. В составе преобразователей малой мощности, как правило, применяются параметрические стабилизаторы.
Полупроводниковый параметрический стабилизатор – это диод, р-n переход которого, при определенных условиях, допускает электрический пробой. Такой диод называют стабилитроном. Пробоем р-n перехода называют явление резкого уменьшения дифференциального сопротивления перехода при достижении обратным напряжением заданного значения. Это значение называют напряжением стабилизации Ucт. Если протекающий через пробитый р-n переход ток ограничивать допустимым значением, то состояние пробоя в стабилитроне можно поддерживать и воспроизводить в течение десятков тысяч часов. Вольт - амперная характеристика стабилитрона приведена на рис. 27.10, а, а схемное обозначение - на рис. 27.10, б.
Рассмотренные свойства и вольт - амперная характеристика стабилитрона показывают, что при прямом включении он будет выполнять роль обычного диода. При обратном включении он также выполняет роль обычного диода, если обратное напряжение |Uобр| меньше напряжения стабилизации |Uст|.
Когда наступает пробой р-n перехода, его дифференциальное сопротивление резко уменьшается, настолько, что падение напряжения на переходе лишь незначительно изменяется относительно Uст. В силу этого нормальным включением стабилитрона является обратное. Рабочее напряжение не менее чем 1,5 раза должно превышать напряжение стабилизации Uст. Рабочим участком вольт- амперной характеристики является участок пробоя р-n перехода.
Основными параметрами стабилитронов являются следующие:
-напряжение стабилизации Uст;
-минимально допустимый ток стабилизации Iст мин.;
-максимально допустимый ток стабилизации Iст макс.;
-дифференциальное сопротивление стабилитрона Rст=∆Uст / ∆Iст;
-максимально допустимая мощность рассеивания Рмакс.
Схема стабилизатора напряжения приведена на рис. 27.10. в. Схема включает источник питающего напряжения – Uвх (например, напряжение с выхода сглаживающего фильтра), ограничительный резистор Rогр, стабилитрон D, сопротивление нагрузки RH. Под воздействием входного напряжения через резистор Rогр протекает ток стабилитрона Iст и ток нагрузки IH. Поэтому
. (27.20)
Напряжение стабилизации Uст приложено к узлам 1 - 1' схемы. Под этим напряжением находится и сопротивление нагрузки. Значит,
.
Выражение (27.20) можно применять для расчета параметров схемы.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
27.1. Чем вызвана необходимость создания вторичных источников питания?
27.2. Приведите основные признаки классификации ВИП.
27.3. Назовите основные выходные характеристики ВИП.
27.4. Составьте структурную схему выпрямителя источника питания и определите назначение его функциональных узлов.
27.5. Сравните основные параметры неуправляемых одно и двухполупериодных однофазных выпрямителей. Используя графики выходных напряжений, объясните разницу в значениях параметров.
27.6. Определите коэффициент трансформации n21 трансформатора в схеме рис. 27.3, если известно, что Rн = 600 Ом, действующее значение тока нагрузки Iн = 200 мА, а напряжение на входе первичной обмотки U1 = 220 В.
27.7. Чему равно среднее значение выпрямленного тока в сопротивлении нагрузки Rн = 400 Ом однополупериодного выпрямителя, если напряжение первичной обмотки трансформатора U1 = 220 В, а коэффициент трансформации n21 = 0,045?
27.8. Проведите связь между кратностью и коэффициентом пульсаций с физической точки зрения.
27.9. За счет чего в схеме составного выпрямителя кратность пульсаций m = 12?
27.10. В каких пределах можно изменять среднее значение выпрямленного напряжения на выходе управляемых выпрямителей?
27.11. Какие физические процессы положены в основу построения сглаживающих фильтров?
27.12. В схеме однополупериодного однофазного выпрямителя Rн = 500 Ом. Определите коэффициент сглаживания SC и параметры емкостного сглаживающего фильтра, обеспечивающего Кп = 0,1, если выпрямитель питается от сети.
27.13. В каких целях в состав ВИП включают стабилизаторы напряжения?
27.14. Какое свойство полупроводникового материала положено в основу работы стабилитрона?
27.15. Для стабилизации напряжения в выпрямителе применен стабилитрон с параметрами Iст = 17 мА, Uст = 10 В. Рассчитайте необходимое сопротивление ограничительного резистора Rогр, если сопротивление нагрузки Rн = 500 Ом, а напряжение на входе стабилитрона Uвх = 16 В.
27.16. Для стабилизации напряжения в выпрямителе применен стабилитрон с параметрами Iст.макс = 30 мА, Iст.мин = 3 мА, Uст = 10 В. Определите допустимые пределы изменения питающего напряжения, если Rн = 1 кОм, а Rогр = 500 Ом.
ЛЕКЦИЯ 28. ПРИМЕНЕНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ
УСТРОЙСТВ В ТЕХНИКЕ ПТМ
Снижение удельного расхода топлива и выброса в атмосферу вредных продуктов сгорания, увеличение ресурса работы и снижение трудоемкости технического обслуживания в современных подъемно – транспортных машинах и механизмах во многом стало возможным благодаря внедрению электронных систем автоматического управления двигателем и трансмиссией, средств технического диагностирования. Электрооборудование современного автомобиля представляет собой сложную систему, включающую более сотни изделий, а его стоимость может достигать 30% стоимости автомобиля. В лекции рассмотрим отдельные примеры применения электронных устройств в технике ПТМ.
Особенности регулирования напряжения в бортовой сети ПТМ и М, а также схема и принцип работы реле – регуляторов были рассмотрены в лекции 17. Основным недостатком реле – регуляторов является низкий срок их службы. Для устранения этого недостатка разработаны и внедрены регуляторы электронного и смешанного типов.
Схема регулятора смешанного типа приведена на рис. 28.1. Схема включает трехфазный синхронный генератор, трехфазный мостовой выпрямитель, транзистор Т1, резисторы Rд, R1 и электромагнитное реле. Управляющим органом являются контакты реле, включенные в цепь базы транзистора, а чувствительным элементом – обмотка реле, включенная на напряжение генератора. Транзистор Т1 работает в ключевом режиме.
Если напряжение генератора меньше регулируемого, контакты реле разомкнуты, а в цепи базы протекает ток, поддерживающий транзистор в открытом и насыщенном состоянии. Ток транзистора является и током обмотки возбуждения. Напряжение на зажимах 1 – 1′ является выходным напряжением генератора и определяется частотой вращения ротора.
При увеличении частоты вращения ротора напряжение генератора увеличивается. Когда напряжение становится выше регулируемого, контакты реле замыкаются. Участок цепи база – эмиттер шунтируется, и транзистор закрывается. Теперь ток обмотки возбуждения протекает по добавочному резистору Rд и уменьшается. Уменьшение тока возбуждения приводит к уменьшению напряжения генератора и, как следствие, к размыканию контактов реле. Далее процесс повторяется, а напряжение генератора колеблется около регулируемого значения.
Достоинство схемы – контакты реле нагружены малым током, а поэтому не подгорают и не изнашиваются. Недостаток – нестабильность регулируемого напряжения. Недостаток обусловлен изменением характеристики возвратной пружины при ее старении.
Свободны от этого недостатка электронные регуляторы напряжения. Одна из возможных схем такого регулятора приведена на рис. 28.2. В этой схеме электромагнитное реле заменено транзистором Т2, стабилитроном D1 и делителем напряжения R2, R3. Транзисторы Т1 и Т2 работают в ключевом режиме. Напряжение стабилизации равно напряжению регулирования.
При напряжении генератора ниже регулируемого стабилитрон закрыт. Цепь делителя R2, R3 разорвана большим сопротивлением закрытого стабилитрона. К базе транзистора Т2 через резистор R2 приложен положительный потенциал выпрямителя, которым транзистор надежно закрыт. Такое состояние эквивалентно разомкнутым контактам реле в схеме рис. 28.1. К базе транзистора Т1 через резистор R1 приложен отрицательный потенциал выпрямителя. Под действием этого потенциала транзистор Т1 открыт и насыщен, его сопротивление пренебрежимо мало. В этом состоянии цепь обмотки возбуждения замыкается через транзистор Т1 и имеет минимальное сопротивление.
С увеличением частоты вращения ротора напряжение генератора увеличивается. Когда напряжение становится выше регулируемого, стабилитрон пробивается. Через делитель R2, R3 начинает протекать ток, создавая падение напряжения на резисторах. Отрицательный потенциал падения напряжения на R2 приложен к базе транзистора Т2 и открывает его, при этом база транзистора Т1 подключается к положительному потенциалу источника. Транзистор Т1 закрывается, в цепь обмотки возбуждения включается добавочный резистор Rд, и напряжение генератора падает.
Падение напряжения на зажимах 1 – 1′ вызывает запирание стабилитрона. При этом транзистор Т2 закрывается, а транзистор Т1 открывается и шунтирует Rд. Напряжение генератора начинает увеличиваться. Далее процесс периодически повторяется, а напряжение генератора колеблется около регулируемого значения.
Электромагнитные схемы управления стартером были рассмотрены в лекции 16. В процессе управления большое значение имеет возможность своевременно отключить и блокировать стартер. Наиболее успешно эти задачи решаются электронными устройствами.
Упрощенный вариант электронной схемы пуска двигателя приведен на рис 28.3. В состав схемы входят формирователь сигнала датчика (D1, R1, R2, R3, T1 и D2), преобразователь (D3, D4, C1, C2, R4, R5), триггер (Т2, Т3, D5, R6, R7, R8), реле стартера К1 с нормально разомкнутыми контактами К1.1, стартер, выключатель стартера S и аккумуляторная батарея Е. В качестве датчика сигнала о выходе ДВС на рабочий режим может быть использован генератор переменного тока.
Когда выключатель S переводится в положение КВ (включено), на схему подается напряжение питания от аккумуляторной батареи Е. При этом триггер устанавливается в исходное состояние, при котором транзистор Т3 открыт и насыщен, а транзистор Т2 закрыт. После перевода выключателя S в положение СТ (пуск) обмотка реле К1 через диод D6 и открытый транзистор Т3 подключается к аккумуляторной батарее. Реле срабатывает, и контакты К1.1 включают стартер.
При вращении коленчатого вала на вход схемы поступает сигнал от датчика частоты вращения. Диодом D1 сигнал датчика преобразуется в однополярные импульсы, следующие с частотой вращения коленчатого вала. На транзисторе Т1 выполнен резистивный усилитель по схеме с общим эмиттером. Усиленные импульсы ограничиваются по амплитуде стабилитроном D2 и принимают прямоугольную форму.
Диод D3, конденсатор С1 и резистор R4 образуют однополупериодный выпрямитель с емкостным сглаживающим фильтром. На выходе выпрямителя формируется пульсирующее напряжение, среднее значение которого определяется частотой следования импульсов.
После пуска двигателя и увеличения частоты вращения коленчатого вала среднее значение выпрямленного напряжения достигает напряжения пробоя D4. Стабилитрон D4 пробивается, его ток создает на резисторе R5 падение напряжения, которое через резистор R7 воздействует на базу транзистора Т2 и открывает его. Триггер опрокидывается. Теперь транзистор Т2 открыт и насыщен, а транзистор Т3 закрыт. Цепь питания обмотки реле К1 разрывается, его контакты К1.1 размыкаются и выключают стартер.
Очередное включение стартера возможно только после возвращения выключателя S в исходное состояние (выключено) и повторения операций пуска.
3. ЭЛЕКТРОННЫЕ СИСТЕМЫ ЗАЖИГАНИЯ
3.1. Основные этапы развития электронных систем зажигания
Принцип работы систем зажигания ДВС батарейного типа был рассмотрен в лекции 10. Такие системы имеют достаточно простую конструкцию, невысокую стоимость и позволяют регулировать угол опережения зажигания в широких пределах, но имеют ряд недостатков. К числу основных недостатков относят следующие:
– относительно малую величину вторичного напряжения на низких и высоких частотах вращения коленчатого вала двигателя,
– чрезмерный нагрев катушки зажигания в зоне низких частот вращения вала двигателя и особенно при остановившемся двигателе и включенном замке зажигания,
– нарушение зазоров в контактах, необходимость их периодической зачистки,
– низкий срок службы и др.
Так как недостатки обусловлены работой механического прерывателя и механических автоматов опережения зажигания, то для их устранения стремятся заменить эти элементы электронными устройствами. Полученную в результате такой замены систему зажигания называют электронной.
Первыми электронными устройствами, примененными в системах зажигания, стали электронные ключи. Результатом их внедрения стала контактно – транзисторная система зажигания (рис.28.4.).
В схеме на электронный ключ возложены функции прерывателя в цепи первичной обмотки катушки зажигания. Через транзистор протекает большой (до 10 А) ток первичной обмотки. Контакты прерывателя сохранены, но вынесены в слаботочную цепь управления электронным ключом. По физической сути они выполняют роль датчика сигнала управления электронным ключом.
Таким образом, контактно – транзисторная система позволяет существенно увеличить срок службы контактов прерывателя, но не исключает их механического износа. Возможная вибрация контактов ограничивает число оборотов ДВС сверху.
На следующем этапе развития электронных систем зажигания контакты прерывателя заменены бесконтактным датчиком. Датчик вырабатывает импульсы в строго заданные моменты времени. Эти импульсы усиливаются по мощности и управляют электронным ключом. Таким образом, в схему электронной системы зажигания включается дополнительный каскад – усилитель сигналов датчика или формирующий каскад. Совокупность формирующего каскада и электронного ключа стали называть коммутатором, а систему зажигания – бесконтактной (БСЗ).
В БСЗ рассмотренной структуры угол включенного состояния электронного ключа αвкл постоянный. Это значит, что время накопления энергии tн зависит от частоты вращения коленчатого вала n по закону tн = αвкл / 6n. С уменьшением частоты вращения n время накопления, а, следовательно, и ток разрыва, и мощность, рассеиваемая элементами схемы, увеличиваются.
Разработка электронного устройства (регулятора), нормирующего время накопления энергии, стала следующим этапом развития БСЗ. Решение этой задачи позволило снизить мощность потерь в катушке и коммутаторе на низких и средних частотах вращения вала двигателя, увеличить ток разрыва и энергию искрового разряда.
Основными недостатками БСЗ с электронным регулятором времени накопления являются несовершенство механических автоматов угла опережения зажигания и механический способ распределения энергии по цилиндрам двигателя, порождающие погрешности момента образования искры. Системы с электронным регулированием угла опережения зажигания наиболее совершенны по исполняемым функциям.
Дальнейшее развитие электронных систем зажигания идет в направлении использования современной элементной базы и достижений электроники. Успехи цифровой электроники позволили создать цифровые и микропроцессорные системы зажигания. В рамках данной лекции кратко рассмотрим принципы реализации отдельных функциональных узлов электронных систем зажигания.
3.2. Датчики углового положения коленчатого вала ДВС
В настоящее время наиболее широкое применение получили магнитоэлектрические датчики и датчики на эффекте Холла.
Схема магнитоэлектрического датчика с переменным магнитным потоком приведена на рис. 28. 5, а. Схема включает статор с неподвижной катушкой и постоянный магнит, жестко связанный с валом распределителя зажигания. Число пар полюсов постоянного магнита равно числу цилиндров двигателя.
При вращении постоянного магнита в обмотке статора возникает переменное напряжение uвых(t), причем,
.
Для системы зажигания удобно выражать напряжение в зависимости от угла поворота вала α. Тогда
,
где n – частота вращения постоянного магнита, dФ/dα – скорость изменения магнитного потока.
Графики изменения магнитного потока и напряжения на выходе датчика приведены на рис. 28.5, б. Момент перехода напряжения через нуль можно использовать для определения момента образования искры.
Датчик на эффекте Холла. Из курса физики известно, что эффект Холла заключается в возникновении Э.Д.С. между гранями полупроводниковой пластины с током I, помещенной в магнитное поле так, чтобы плоскость пластины была перпендикулярна силовым линиям поля, причем,
,
где k – постоянная Холла, I – ток, протекающий через пластину, h – толщина пластины.
Если магнитную индукцию B изменять пропорционально углу поворота коленчатого вала двигателя α, то Э.Д.С. Холла будет представлять сигнал, пригодный для определения момента зажигания. В этом заключается основная идея построения датчика на эффекте Холла.
При очевидной простоте идеи построения датчики Холла получили практическое применение относительно недавно, благодаря развитию микроэлектроники. Величина Э.Д.С. Холла очень мала и должна быть усилена в непосредственной близости от кристалла полупроводника. Поэтому датчик Холла содержит элемент Холла, усилитель, ограничитель, выходной каскад и стабилизатор напряжения. Все эти функциональные узлы выполнены в виде одной магнитоуправляемой микросхемы. Объединив такую микросхему с магнитной системой в одном корпусе, получают микропереключатель на эффекте Холла. Устанавливается микропереключатель в традиционный распределитель, на поворотный механизм вакуумного автомата.
Принцип размещения микропереключателя в распределителе показан на рис. 28.6, а. В зазор между элементом Холла и магнитом помещается ротор, жестко связанный с валом распределителя. Ротор выполнен в виде полого цилиндра, на котором закреплены полюса – экраны из магнитопроводящего материала. Число полюсов – экранов равно числу цилиндров двигателя.
При вращении вала распределителя полюса – экраны проходят между магнитоуправляемой схемой и магнитом, изменяя магнитный поток пропорционально углу поворота коленчатого вала двигателя. На выходе магнитоуправляемой схемы формируются прямоугольные импульсы, положение которых на оси угла поворота несет информацию о моменте образования искры в соответствующем цилиндре.
3.3. Коммутаторы
По определению коммутатор – это совокупность формирующего каскада и электронного ключа. Он предназначен для формирования импульсов тока первичной обмотки катушки зажигания заданной амплитуды и длительности в моменты образования искры. На вход коммутатора поступают сигналы с выхода датчика углового положения коленчатого вала ДВС. Нагрузкой коммутатора является первичная обмотка катушки зажигания. В зависимости от класса системы зажигания в состав коммутатора могут входить элементы защиты выходного каскада (транзистора электронного ключа) от перенапряжения, от инверсного включения, регуляторы времени накопления, контроллеры и т. п.
В качестве примера рассмотрим схему отечественного коммутатора 13.3734, приведенную на рис.28. 7. Схема содержит формирователь сигнала датчика (транзистор Т1, резисторы R1 – R6, конденсатор С1, а также диоды D1, D2 и стабилитрон D3), каскад предварительного усиления (транзистор Т2, резисторы R7, R9, конденсатор С5) и выходной каскад (Т3, С6). Элементы С1, R3 обеспечивают частотную коррекцию момента зажигания. Резисторы R4, R5 и стабилитрон D3 образуют цепь смещения с фиксацией напряжения на базе Т1. Резистор R9 улучшает условия запирания транзистора Т3 при закрытом транзисторе Т2. Элементы С4, R8 образуют фильтр в цепи источника питания. Положительная обратная связь на элементах С7, R10 обеспечивает устойчивую работу коммутатора при запуске.
3.3.1. Коммутаторы с нормируемой скважностью
выходного импульса тока.
Отличительной особенностью таких коммутаторов является наличие в схеме электронного регулятора времени накопления. Схема регулятора времени накопления приведена на рис. 28.7, а. На рис. 28.7, б приведены графики напряжений, поясняющие принцип его работы. Схема содержит интегратор (ОУ1, С1, R1), компаратор (ОУ2, источник Uсм2), устройство сброса (Т1, D1, R1, R2). Выходной каскад на транзисторе Т2 в состав собственно регулятора не входит.
Входной сигнал схемы, как правило, формируемый датчиком на эффекте Холла, представляет последовательность прямоугольных импульсов постоянной скважности с частотой вращения коленчатого вала. На графиках рис. 28.7, б приведен интервал времени, на котором частота вращения вала увеличивается.
На интервале низкого уровня входного сигнала напряжение на конденсаторе увеличивается от Uсм1 по линейному закону. Скорость увеличения определяется постоянной цепи заряда – τз = С1·R1. Параметры цепи рассчитаны так, чтобы на минимальных оборотах напряжение достигало максимально допустимого значения Uмакс ≈ ЕпОУ. При максимальной частоте вращения коленчатого вала UС1 ≈ Uсм2.
На интервале высокого уровня входного сигнала конденсатор С1 разряжается по линейному закону. Параметры цепи подобраны так, что за время импульса датчика напряжение UС1 уменьшится до Uсм1. Расчеты упрощаются за счет постоянной скважности импульсов датчика.
Напряжение интегратора сравнивается компаратором с пороговым напряжением Uсм2. В момент равенства UС1 = Uсм2 на выходе компаратора формируется положительный импульс. Положительное напряжение через диод D1 поступает на базу транзистора Т1 и открывает его. Через малое сопротивление открытого транзистора конденсатор С1 быстро разряжается до Ucм1.
При оговоренных условиях по выбору параметров схемы длительность импульсов на выходе компаратора постоянна, не зависит от частоты вращения вала ДВС и равна нормированному времени накопления. Напряжением компаратора управляется выходной каскад на Т2, вырабатывающий выходной импульс тока.
Рассмотренный регулятор называется программируемым, так как длительность импульсов тока и закон изменения их скважности задается (программируется) постоянной времени заряда и разряда С1, а также соотношением напряжений Uсм1 и Uсм2.
В заключение отметим, что электронные системы зажигания позволяют полностью отказаться от механического высоковольтного распределителя, повысить экономичность и безопасность работы ДВС на всех режимах. Последним достижением в совершенствовании электронных систем зажигания стали микропроцессорные системы. По сути, это системы комплексного управления и оптимизации характеристик двигателя.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
28.1. Что дает применение электронных устройств в технике вообще и в ПТМ и М в частности?
28.2. Почему электромагнитные реле – регуляторы вынуждены заменять регуляторами смешанного типа?
28.3. В чем состоят достоинства и недостатки регуляторов смешанного и электронного типа?
28.4. Какие функциональные узлы входят в состав электронной схемы (рис. 28.3) пуска ДВС?
28.5. Обоснуйте необходимость и целесообразность каждого функционального узла схемы рис. 28.3.
28.6. Перечислите недостатки системы зажигания батарейного типа.
28.7. В чем заключаются недостатки контактно – транзисторной системы зажигания?
28.8. Приведите достоинства и недостатки БСЗ.
28.9. В каких направлениях возможно совершенствование БСЗ?
28.10. Почему схема по рис. 28.7 называется программируемым регулятором?
ТЕМА 7. ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА
ЛЕКЦИЯ 29. ВВЕДЕНИЕ В ЦИФРОВУЮ ЭЛЕКТРОНИКУ
Появление импульсных устройств создало материальную базу для разработки цифровых измерительных приборов, систем передачи цифровой информации, ЭВМ. Вся эта техника осуществляет операции над цифровыми сигналами. Такие сигналы принимают лишь два значения: "0" или "1". Их называют состояниями. Число состояний m = 2. Физически состояния задаются определенным уровнем напряжения, например, "0" – напряжением , "1" – напряжением .
Сообщениями часто служат цифры. Совокупность цифр образуют алфавит L. Количество цифр от 0 до 9 определяют объем алфавита, т. е. L = 10. Передать десять цифр двумя состояниями нельзя. Поэтому каждой цифре ставят в соответствие не один, а несколько импульсов – n.
Совокупность из n импульсов называют кодовой комбинацией. Импульсы в кодовой комбинации называют разрядами. Число разрядов – n называют длиной кодовой комбинации. Так как каждый разряд может принимать одно из двух состояний, то совокупность из n разрядов позволяет создать различных кодовых комбинаций.
Если , то такой код может обеспечить передачу L цифр. Для L = 10n ≥ 4. В качестве примера можно поставить следующее соответствие цифр и кодовых комбинаций:
0 – 0000; 4 – 0100; 8 – 1000;
1 – 0001; 5 – 0101; 9 – 1001.
2 – 0010; 6 – 0110;
3 – 0011; 7 – 0111;
В приведенном примере каждой цифре соответствует четырехразрядная кодовая комбинация. Появление единицы последовательно в каждом из разрядов соответствует цифрам 8; 4; 2; 1. Эти цифры называются весами разрядов, а рассмотренный код – кодом с весом 8-4-2-1. Каждому из разрядов кода могут быть присвоены и другие веса, например, 4-2-2-1 или 2-4-2-1. Цифрам могут быть поставлены в соответствие другие кодовые комбинации, например, код избытком три. Принцип формирования кодовых комбинаций может быть иным. Например, если каждая кодовая комбинация отличается от соседних состоянием только одного из разрядов, то получаем код Грея:
0 – 0000; 4 – 0110; 8 – 1100;
1 – 0001; 5 – 0111; 9 – 1101.
2 – 0011; 6 – 0101;
3 – 0010; 7 – 0100;
Приведенные примеры показывают, что количество кодов велико. Наиболее широко применяется код 8-4-2-1.
Любое число десятичной системы счисления N можно представить двоичным кодом в виде
,
где n – число двоичных разрядов; Ki – коэффициент, определяющий состояние i-го разряда: 0 или 1.
Однако наиболее удобна двоично-десятичная система. В такой системе цифре каждого десятичного разряда соответствует кодовая комбинация кода 8-4-2-1. Например, число 258 в двоично-десятичной системе имеет вид:
0010 0101 1000.
Формирование цифровой информации может быть различным. В ЭВМ информация вводится в виде цифр. В измерительных приборах измеряемая величина преобразуется, например, в уровень напряжения, который затем преобразуется в код, определяющий результат измерения числом. В системах связи непрерывный сигнал дискретизируется по времени, каждый дискретный отсчет квантуется по уровню, а затем уровень каждого дискретного отсчета преобразуется в код. Такое преобразование выполняется аналого-цифровыми преобразователями.
АЛГЕБРЫ ЛОГИКИ
Основой построения любого устройства, использующего цифровую информацию, являются элементы двух типов: логические и запоминающие. Логические элементы выполняют простейшие логические операции над цифровыми сигналами. Запоминающие элементы служат для хранения цифровой информации (состояния разрядов кодовой комбинации).
Логическая операция состоит в преобразовании по определенным правилам входных цифровых сигналов в выходные. Математически цифровые сигналы обозначают поразрядно символами, например, x1, x2, x3, x4. Их называют переменными. Каждая переменная может принимать значение "0" или "1". Результат логической операции часто обозначают F или Q. Он также может иметь значение "0" или "1". Математическим аппаратом логики является алгебра Буля. В булевой алгебре над переменными "0" или "1" могут выполняться три основных действия: логическое сложение, логическое умножение и логическое отрицание.
Логическое сложение (дизъюнкция или операция ИЛИ) записывается в виде
Правила выполнения операции ИЛИ заключаются в следующем:
0 + 0 = 0; 1 + 0 = 1;
(29.1)
0 + 1 = 1; 1 + 1 = 1.
Логические схемы, реализующие операцию ИЛИ, называют ячейками ИЛИ. Их схемное обозначение приведено на рис. 29.1, а. Простейшая реализация логической ячейки ИЛИ на диодах приведена на рис. 29.1, б. Напряжение на выходе схемы будет равно E (F=1), если хотя бы на один из входов будет подан единичный сигнал.
Логическое умножение (конъюнкция или операция И) записывается в виде
Правила выполнения операции И заключаются в следующем:
0 · 0 = 0; 1 · 0 = 0;
(29.2)
0 · 1 = 0; 1 · 1 = 1.
Логические схемы, реализующие правила (29.2), называются ячейками
И. Их схемное обозначение приведено на рис. 29.1, в. Простейшая реализация логической ячейки И на диодах приведена на рис. 29.1, г.
Напряжение на выходе только в том случае, если все диоды будут закрыты, т. е. на всех входах будет потенциал Е (логическая 1).
В противном случае открывшийся диод шунтирует нагрузку и .
Логическое отрицание (инверсия или операция НЕ) записывается в виде
и читается: F равно не x. Правила выполнения операции НЕ заключаются в следующем:
(29.3)
Логические схемы, реализующие правило (29.3), называются ячейками НЕ. Их графическое обозначение приведено на рис. 29.2, а. Операция НЕ может быть реализована схемой транзисторного ключа (рис. 29.2, б).
Рассмотренные логические правила и схемы позволяют реализовать сколь угодно сложную логическую функцию. Например, функция
реализуется пятью логическими элементами, в том числе два элемента И,
два элемента НЕ и один элемент ИЛИ (рис. 29.2, в).
Все логические элементы выпускаются в микросхемном исполнении.
Они входят в состав всех серий цифровых микросхем и имеют следующие условные обозначения:
Например, микросхема К555 ЛИ1 имеет в своем составе 4 элемента "И" на два входа каждый.
Теоремы для одной переменной охватывают все операции над переменной x и константами "0" и "1":
1. 5. 9.
2. 6.
3. 7.
4. 8.
Порядок выполнения операций над двумя и более переменными – x и y определяется следующими законами:
Доказательство закона:
Здесь к скобке применена теорема 2.
Доказательство закона:
Доказательство закона:
Доказательство:
Результат выполнения логических операций над двоичными переменными называется булевой функцией F. Она может принимать только два значения – "0" или "1". Задать булеву функцию – значит указать ее значение при всех возможных комбинациях переменных (аргументов). Если число переменных равно "n", то число возможных комбинаций равно . Когда значение функции известно для всех комбинаций, она называется полностью определенной. В противном случае – частично определенной.
Булевы функции необходимы для синтеза цифровых устройств, содержащих только логические элементы. Для представления булевых функций часто применяют словесное описание, табличное и алгебраическое представление.
Словесное описание функции должно однозначно определять все случаи, в которых выходные сигналы принимают значение "1" или "0". Например: Спроектировать устройство с тремя входами x1, x2, x3, на выходе которого сигнал F = 1 в случае, если на любые два или на все три входа подан сигнал "1".
Табличное представление – это перечисление всех возможных комбинаций входных сигналов. Для устройства, заданного приведенным выше словесным описанием, таблица значений имеет вид:
|
№ п/п |
x1 |
x2 |
x3 |
F |
|
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
|
1 |
0 |
0 |
1 |
0 |
|
2 |
0 |
1 |
0 |
0 |
|
3 |
0 |
1 |
1 |
1 |
|
4 |
1 |
0 |
0 |
0 |
|
5 |
1 |
0 |
1 |
1 |
|
6 |
1 |
1 |
0 |
1 |
|
7 |
1 |
1 |
1 |
1 |
Такая таблица называется таблицей истинности.
Алгебраическая форма представления булевых функций используется для минимизации (упрощения формул) и для построения логических схем. Существует две формы алгебраических функций – дизъюнктивная и конъюнктивная. Дизъюнктивная нормальная форма представляет собой сумму элементарных произведений аргументов, например,
Если каждое слагаемое содержит все аргументы или их отрицания, то получаем совершенную дизъюнктивную нормальную форму (СДНФ), например,
Совершенная конъюнктивная нормальная форма (СКНФ) представляет собой логическое произведение элементарных логических сумм, причем, каждая сумма содержит все аргументы или их отрицания, например,
.
Для перехода от таблицы истинности к СДНФ учитываются только те состояния, для которых функция равна 1. Для каждого такого состояния записывается элементарное произведение всех аргументов. Если аргумент имеет значение "0", то записывается его отрицание. Для приведенного примера СДНФ имеет вид
(29.4)
(29.5)
На основании полученных формул (29.4) или (29.5) можно построить логическую схему, состоящую из элементов "ИЛИ", "И", "НЕ". Для функции (29.4) схема приведена на рис. 29.3, а. При построении схемы сначала изображаются инверторы, затем ячейки "И" и потом ячейки "ИЛИ".
Схемы рис. 29.2, в и рис. 29.3 содержат все типы логических элементов. При проектировании всегда стремятся сократить перечень используемых элементов. В связи с этим созданы логические элементы, способные выполнить простейшую функцию двух аргументов "ИЛИ-НЕ", а также "И-НЕ". С помощью каждого из этих элементов можно выразить все основные операции булевой алгебры, а значит, реализовать любую логическую функцию. Покажем это.
Для элемента "ИЛИ-НЕ"
Для элемента "И-НЕ"
В микросхемном исполнении элементы "ИЛИ-НЕ" обозначаются индексами ЛЕ, а элементы "И-НЕ" – индексами ЛА. Например, микросхема К555 ЛЕ1 имеет в своем составе четыре элемента "ИЛИ-НЕ" на два входа каждый.
Булевы функции в СДНФ и в СКНФ обычно избыточны, поэтому этапу построения схемы должно предшествовать упрощение формул или минимизация. Цель минимизации – получить минимально необходимое количество логических элементов в схеме. В основу минимизации положены правила и законы булевой алгебры. Чаще других применяется теорема склеивания:
Для применения этой теоремы в функции, представленной в СДНФ, отыскиваются слагаемые, отличающиеся только одним аргументом, и склеиваются. Когда все операции склеивания выполнены, можно проверить возможность применения закона поглощения. Для примера проведем минимизацию функции (29.4). Добавим в выражение (29.4) еще два слагаемых , от этого значение функции не изменится (правило 3). Выражение (29.4) принимает вид:
Проведем группирование и возможные склеивания:
(17.6)
Вместо четырех слагаемых третьего ранга в (29.4) получили три слагаемых второго ранга в выражении (29.6). Схема, соответствующая (29.6) приведена на рис. 29.3,б. Количество логических элементов уменьшилось в два раза. В этом и заключается суть минимизации.
Минимизация булевых функций посредством правил и законов алгебры логики трудоемко, требует хорошей теоретической подготовки и практических навыков. В инженерной практике для минимизации логических функций, как правило, применяют карты (матрицы) Карно.
Карта Карно представляет прямоугольник, разбитый на квадраты. Число квадратов равно числу возможных комбинаций, т. е. . Каждый квадрат соответствует определенной комбинации аргументов (рис. 29.4, а). Комбинации соседних квадратов должны отличаться не более чем одним аргументом.
Для примера на рис.29.4, а все возможные комбинации функции (29.4) внесены в квадраты карты Карно. При таком заполнении карта оказывается
загроможденной и не наглядной.
Для повышения наглядности карта Карно заполняется знаками "1" и "0". Знак "1" записывается в те квадраты, комбинации которых соответствуют значению F = 1. В остальные квадраты записываются "0" (рис. 29.4, б). После заполнения квадраты с "1" объединяют в контуры.
Объединить можно 2, 4, 8 и т. д. квадратов. Это равносильно объединению слагаемых функции для склеивания. Каждый квадрат может входить в несколько соседних контуров. Возможно объединение крайних квадратов на противоположных сторонах карты.
Объединением двух квадратов исключается один аргумент, четырех квадратов – два аргумента и т. д. В минимизированном выражении функции остаются только те аргументы, значение которых одинаково во всех квадратах контура. Например, для рис. 29.4, б результат минимизации будет иметь вид
и полностью совпадает с выражением (29.6).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
29.1. Поясните значение терминов: цифровой сигнал, состояние, алфавит, кодовая комбинация, разряд, длина кодовой комбинации.
29.2. Приведите формулу представления произвольного числа десятичной системы счисления двоичным кодом.
29.3. Представьте число 753
а) в двоичном коде,
б) в двоично–десятичном коде.
Какой из вариантов более удобен?
29.4. Приведите схемные обозначения и правила выполнения логических операций для логических элементов ИЛИ, И, ИЛИ – НЕ, И – НЕ.
29.5. Приведите определение булевой функции и перечислите возможные формы ее представления. В каких целях применяется каждая из форм представления?
29.6. В чем заключается суть минимизации булевых функций?
29.7. С помощью теорем алгебры логики упростите логическое выражение:
. Постройте схему, реализующую упрощенную функцию.
29.8. Методом карт Карно минимизируйте функцию:
Постройте схему.
29.9. Минимизируйте функцию: Постройте схему.
ЛЕКЦИЯ 30. КОМБИНАЦИОННЫЕ УСТРОЙСТВА
Комбинационными называются логические устройства, выходные функции которых определяются входными логическими функциями в момент их воздействия. К комбинационным устройствам относятся шифраторы, дешифраторы, преобразователи кодов, мультиплексоры и демультиплексоры, сумматоры и компараторы.
Разрабатывать комбинационные устройства целесообразно в следующей последовательности:
– составляется таблица истинности;
– с помощью карты Карно находится минимизированное выражение логической функции;
– составляется логическая схема.
Рассмотрим принцип построения некоторых комбинационных устройств.
1. ШИФРАТОРЫ
Шифраторы предназначены для преобразования цифровой информации из десятичной системы счисления в двоичную. Для примера рассмотрим принцип построения схемы преобразования цифр от "0" до "9" в код 8-4-2-1. У такой схемы десять входов и четыре выхода. Наличие на одном из входов сигнала "1" приводит к появлению на выходах соответствующей кодовой комбинации.
Приведенному словесному описанию соответствует комбинированная таблица истинности (таблица 30.1). Она определяет все возможные состояния входов и соответствующие им состояния выходов. Символами обозначены сигналы на входе шифратора (аргументы). Символами – выходы шифратора (функции).
Из таблицы видно, что функция (колонка под ) равна 1 в тех случаях, когда на вход поступает информация о цифрах 1; 3; 5; 7 или 9. Поэтому можно записать
.
Таблица 30.1
|
№ |
Код 1 из10 |
Код 8-4-2-1 |
||||||||||||
|
х0 |
х1 |
х2 |
х3 |
х4 |
х5 |
х6 |
х7 |
х8 |
х9 |
Q4 |
Q3 |
Q2 |
Q1 |
|
|
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
|
1 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
|
2 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
|
3 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
1 |
|
4 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
|
5 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
1 |
|
6 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
1 |
0 |
|
7 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
1 |
1 |
1 |
|
8 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
0 |
1 |
0 |
0 |
0 |
|
9 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
1 |
0 |
0 |
1 |
Теперь очевидно, что
Этап минимизации в данном случае отпадает, т. к. все функции представляют собой элементарные логические суммы. Схема шифратора, выполненная на элементах "ИЛИ", приведена на рис. 30.1, а.
Выходным кодом шифратора может быть любой другой код. Принцип построения остается прежним. Управляющим сигналом может быть "0". Тогда схема может быть построена на элементах "И".
Шифраторы выпускаются в микросхемном исполнении, например, КМ555 ИВ1, ИВ2, ИВ3. Пример схемного обозначения КМ555 ИВ1 приведен на рис. 30.1, б.
Управляющий сигнал микросхемы – "0", поэтому все входы и выходы инверсные. Вход – управляющий. Если на этом входе присутствует логическая "1", то все входы закрыты. Выходы и – контрольные. Они выдают информацию о состоянии схемы в данный момент.
КОММУТАТОРЫ
Дешифраторы предназначены для преобразования цифровой информации из двоичной системы счисления в десятичную. Для примера рассмотрим принцип построения схемы преобразования кода 8-4-2-1 в цифры. У такой схемы четыре входа (по числу разрядов кода) и десять выходов. Сигнал «1» появляется только на том выходе дешифратора, номер которого соответствует виду входной кодовой комбинации.
Из приведенного словесного описания следует, что дешифратор выполняет преобразование, обратное шифратору. Этому описанию соответствует таблица 30.1, только входные и выходные сигналы меняются местами. Для построения схемы нужно перейти от таблицы 30.1 к алгебраическому выражению, применив минимизацию с помощью карт Карно.
Для четырехразрядного кода карта Карно должна иметь 16 квадратов. Таблицей 30.1 заданы (определены) значения только десяти комбинаций. Значит, для шести квадратов карты Карно функция не определена, и их заполняют индексом «Х». В процессе минимизации вместо «Х» можно принимать «1», что значительно упрощает работу.
Дешифратор имеет 10 выходов. Значит, нужно сформировать десять
функций F. В общем, для каждой функции нужна своя карта Карно. Но в данном случае можно воспользоваться одной картой для всех десяти функций. На рис. 30.2, а и 30.2, б приведены карты Карно для функций F0 и F8, а на рис. 30.2, в – обобщенная карта Карно. На ней контур каждой функции обозначен соответствующей цифрой.
На основании минимизации получаем следующие алгебраические выражения для функций дешифратора:
; ; ;
; ; ;
; ; ;
.
Используя полученные выражения, можно построить схему дешифратора на элементах "НЕ" и "И". Но на практике такую схему чаще выполняют на элементах "НЕ" и "И-НЕ". При этом только на дешифрованном выходе будет уровень логического нуля (транзистор открыт), а на остальных выходах – уровень логической "1" (транзистор закрыт). Такая схема потребляет меньшую мощность.
В микросхемном исполнении дешифраторы выпускаются в составе всех серий цифровых интегральных микросхем, например, К155 ИД1, КМ555 ИД18, 530 ИД14 и др. Условное графическое обозначение микросхемы К155 ИД3 приведено на рис. 30.3, а. Этот дешифратор имеет 4 входа и 16 выходов. Входы и - управляющие. Преобразование осуществляется только при низком уровне на обоих управляющих входах.
Преобразователи кодов (ПК) предназначены для преобразования одного двоичного кода в другой, например, кода Грея в код 8-4-2-1. Принцип построения ПК аналогичен принципу построения шифраторов и дешифраторов. В микросхемном исполнении ПК обозначают индексами ПР.
Мультиплексоры и демультиплексоры образуют группу коммутаторов. Они служат для избирательного переключения сигналов (каналов). Мультиплексоры передают один из "n" входных сигналов на выход устройства. Номер выбранного входа задается адресными сигналами (рис. 30.3, б). Например, трехзарядный адресный сигнал может управлять переключением восьми входов.
Демультиплексор (рис. 30.3, в) передает входной (цифровой) сигнал на один из "n" выходов. Номер выхода задается адресными сигналами.
Сумматоры предназначены для выполнения арифметических действий с двоичными числами (сложения, вычитания, умножения и деления) и относятся к арифметическим устройствам. Арифметические устройства воспринимают переменные "0" и "1" как цифры и выполняет действия над ними по законам двоичной арифметики:
(30.1)
В (30.1) последнее действие предполагает, что "1" переносится в старший разряд. Такие действия реализует логическая ячейка "исключающее ИЛИ". Ее схемное обозначение приведено на рис. 30.4, а. На рисунке и – i-е разряды складываемых чисел, – сумма.
Суммирование двоичных чисел выполняется поразрядно, от младшего разряда к старшему. Сумма может быть записана одним числом - (т.е. "0" или "1") или двумя – Pi; Si. Функция Рi называется переносом в старший разряд.
Рассмотрим пример. Выполним сложение двух цифр: 7 + 5
Важнейшая из арифметических операций – сложение. Вычитание – это сложение, в котором вычитаемое вводится в дополнительном коде. Дополнительный код образуется как разность . Например, цифра 7 в прямом коде имеет вид 0111. Ее дополнительный код образуется как разность 16 – 7 = 9, т. е . 1001. Тогда вычитание можно продемонстрировать следующими примерами:
. Или ; .
Переносом старшего разряда пренебрегают. Умножение и деление могут выполняться как последовательное сложение и вычитание.
В зависимости от способа обработки чисел сумматоры могут быть последовательного или параллельного типа. В последовательных сумматорах сложение чисел производится поразрядно, последовательно во времени. В сумматорах параллельного типа сложение всех разрядов происходит одновременно.
Простейшим суммирующим элементом является одноразрядный полусумматор. Он имеет два входа – А и В для двух слагаемых и два выхода – S и P (рис. 30.4, б). Полусумматор обозначается буквами HS (half-sum). Таблица истинности полусумматора приведена на рис. 30.4, в. Таблица показывает, что функция S полностью совпадает с действиями (30.1). Поэтому можно записать:
.
Отсюда следует, что в состав полусумматора должны входить два элемента: "исключающее ИЛИ" и "И" (рис. 30.4, г).
Полный одноразрядный сумматор имеет три входа и два выхода (рис. 30.5, а). На третий вход подается результат переноса предыдущего разряда. На рис. 30.5, б приведена таблица истинности сумматора. Схема одноразрядного сумматора содержит два полусумматора и элемент ИЛИ (рис. 30.5, в).
На рис. 30.6, а приведена схема четырехразрядного параллельного сумматора с последовательным переносом. Число сумматоров равно числу разрядов. Выход переноса каждого предыдущего сумматора соединен со входом переноса последующего сумматора. Вход переноса сумматора первого разряда заземлен (установлен логический "0"). Слагаемые и складываются во всех разрядах одновременно, а перенос поступает с окончанием сложения в предыдущем разряде Pi-1.
Сумматоры выпускаются в виде готовых изделий в составе многих серий цифровых микросхем. Например, К155 ИМ3 – четырехразрядный параллельный сумматор (рис. 30.6, б). Вход переноса имеется только у младшего разряда, а выход только у старшего Р4. Это позволяет наращивать микросхемы и использовать их для выполнения различных арифметических операций.
Цифровые компараторы предназначены для сравнения двух чисел, заданных в двоичном коде одинаковой разрядности. Компараторы определяют равенство чисел, т. е. А = В и неравенство, т. е. A > B или A < B и имеют три выхода и 2·n входа. Выпускаются цифровые компараторы в виде готовых микросхем, например, К555 СП1 – четырехразрядный компаратор.
Арифметико – логические устройства (АЛУ) позволяют выполнять арифметические и логические операции над двумя n – разрядными кодовыми комбинациями в соответствии с заданной программой. Обычно n равно четырем, восьми или шестнадцати. Выпускаются АЛУ в виде самостоятельных БИС, но могут входить в состав других более сложных ИМС.
Условное обозначение АЛУ приведено на рис.30.7. Символами А и В обозначены входные сигналы (кодовые комбинации). Разряды соответствующих кодовых комбинаций обозначены цифрами, например, А1, А2, А3, А4
или В1, В2, В3, В4. Символами М, S0, S1, S2, S3 обозначены сигналы управляющих входов. Сочетание их значений определяет, какая именно операция может быть выполнена над входными сигналами. Символом Р0 обозначен сигнал переноса из внешней цепи. При выполнении арифметической операции он добавляется в младший разряд АЛУ. На выходе АЛУ формируется сигнал переноса из старшего разряда – Р4. Выходы F1, F2, F3, F4 представляют результаты операций в каждом разряде.
При управляющем сигнале М = 0 АЛУ выполняет арифметические действия над входными числами А и В:
сложение А и В,
вычитание В из А,
сложение или вычитание этих чисел с учетом единицы младшего разряда,
увеличение или уменьшение числа А на единицу,
пересылка чисел А и В со входа на выход,
сдвиг чисел на один разряд влево (это эквивалентно умножению на два) или вправо (это эквивалентно делению на два).
Какая именно операция выполняется, определяет комбинация управляющих сигналов S0, S1, S2, S3.
При М = 1 АЛУ выполняет логические операции над кодовыми комбинациями А и В. Всего может быть выполнено 16 логических операций. Полный перечень операций приводится в справочных данных на АЛУ. Каждая операция поставлена в соответствие с кодовой комбинацией управляющих сигналов S0 ÷ S3.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
30.1. Приведите определение комбинационных устройств и алгоритм их построения.
30.2. Составьте выражения для выходных булевых функций Q1 ÷ Q4 шифратора цифр в код 8-4-2-1, если управляющим сигналом является “0”.
30.3. Составьте таблицу истинности и выражения для выходных булевых функций F6 и F9 преобразователя кода 8-4-2-1 в код семисегментного индикатора цифр. Сегменты индикатора обозначить в соответствии с предлагаемой схемой.
30.4. По таблице истинности одноразрядного сумматора (рис. 30.5, б) составьте функции Si и Рi+1. Составьте схему, реализующую эти функции на логических элементах НЕ, И, ИЛИ.
30.5. Составьте СДНФ выходной булевой функции F для мультиплексора на восемь информационных х0÷х7 и три адресных А1, А2, А3 входов.
30.6. Демультиплексор имеет информационный вход х, три адресных входа А1, А2, А3 и восемь выходов F0÷F7. Составьте булевы функции для выходов F3, F5 и F7. Предложите вариант реализации функций демультиплексора дешифратором.
30.7. Приведите назначение и условное обозначение АЛУ. Поясните назначение управляющих входов, а также входа Р0.
ЛЕКЦИЯ 31. ТРИГГЕРЫ
Ранее отмечалось, что основой построения любого устройства, использующего цифровую информацию, являются элементы двух типов: логические и запоминающие. Логические элементы и их применение для построения комбинационных устройств рассмотрены в предыдущих лекциях. Запоминающие элементы служат для хранения цифровой информации (состояния разрядов кодовой комбинации). В качестве запоминающих элементов в цифровой электронике широко используются триггеры, построенные на элементах логики. Рассмотрим принципы построения и работы таких триггеров.
Триггер – это устройство, имеющее два устойчивых состояния, способное под воздействием управляющего сигнала скачком переходить из одного состояния в другое и хранить это состояние сколь угодно долго. Способность триггера хранить состояние сколь угодно долго и определяет его "память". Триггеры классифицируются
– по числу информационных входов: с одним входом, с двумя входами и более;
– по моменту срабатывания: асинхронные и синхронные триггеры;
– по функциональному назначению: триггеры с раздельным запуском (RS-типа), счетные (Т-типа), комбинированные (RST-типа), универсальные (JK-типа), задержки (D-триггер) и др.;
– по типу входного устройства: триггеры со статическими входами, триггеры с динамическими входами.
Статическими называют входы, по которым управляющий сигнал оказывает свое воздействие в течение всей его длительности. При динамических входах сигнал воздействует на триггер только на длительности фронта или среза.
Все триггеры имеют два выхода – прямой "Q" и инверсный "". Информация на одном выходе является инверсией информации на другом. В основу построения триггеров положено применение логических элементов "ИЛИ - НЕ" или "И - НЕ" и обратных связей.
Схема RS триггера на элементах "ИЛИ - НЕ" приведена на рис.31.1, а. На рис. 31.1, б показано его условное обозначение. Управление схемой осуществляется по уровню логической "1". Это значит, что когда на входах присутствует "0", т. е. R = 0, S = 0, состояние триггера не меняется. Уровень "0" является нейтральным.
Перед анализом работы схемы приведем логические действия элемента "ИЛИ - НЕ":
(31.1)
Пусть после включения питания на входах и выходах схемы установились состояния: R = 0; S = 0; Q = 1; . Уровень "1" с выхода Q поступает на вход С элемента Э2. На входе В по условию присутствует "0". Согласно (31.1), входные сигналы Э2 сформируют на его выходе уровень логического "0".
Этот уровень поступает на вход D элемента Э1. На входе А этого элемента также присутствует "0". Такие состояния, согласно (31.1), формируют на выходе Э1 уровень логической "1". Таким образом, состояние первого элемента поддерживает состояние второго и наоборот, т. е. это устойчивое состояние триггера.
Пусть в некоторый момент времени t1 на вход R поступает сигнал с логическим уровнем "1". Так как на входе D Э1 в это время присутствует уровень "0", то, согласно (31.1), уровень выхода Э1 скачком изменится с "1" до "0", т. е. Q = 0. Теперь на входы С и В элемента Э2 воздействует уровень логического "0". Поэтому выход Э2 скачком изменяет уровень от "0" до "1", т. е. 1.
Новое состояние триггера также устойчивое. Оно не изменится, когда на вход R будет воздействовать уровень логического "0". При поступлении на вход R новых "1" состояние триггера останется прежним. Оно изменится только в том случае, когда уровень "1" поступит на вход S. Таким образом, RS-триггер управляется поочередно по двум входам.
Таблица возможных состояний триггера приведена на рис. 31.1, в. При отсутствии входных сигналов 0 триггер сохраняет информацию о последней из поступивших команд, т. е. служит элементом памяти. Сочетание входных сигналов 1 является недопустимым. При таком сочетании триггер может принять любое состояние, поэтому оно не применяется.
Схема RS-триггера на элементах "И - НЕ" приведена на рис. 31.2, а.
Его условное обозначение такое же, как и у триггера на элементах ИЛИ - НЕ. Собственно триггер собран на элементах Э3 и Э4. Элементы Э1 и Э2 выполняют роль инверторов. Логические действия для элементов "И - НЕ" имеют вид:
(31.2)
Управление схемой осуществляется по уровню логического "0". Уровень логической единицы для элементов "И - НЕ" является нейтральным. Допустим, что после включения питания на входах и выходах схемы установились следующие состояния: А = В = 1, Q = 1, 0. Уровень "1" с выхода Q поступает на вход С, а так как вход В = 1 по условию, то, согласно (31.2), на выходе элемента Э4 формируется уровень логического "0". Этот уровень поступает на вход D элемента Э3. Вход А этого элемента равен "1" по условию. По (31.2) эти уровни сформируют на выходе элемента Э3 логическую "1". Таким образом, состояние элемента Э3 поддерживает состояние элемента Э4 и наоборот, т. е. это состояние триггера устойчивое. Совершенно аналогично можно показать, что состояние А = В = 1, Q = 0, 1 также устойчиво.
Включение инверторов Э1 и Э2 позволяет изменить управляющий уровень входных сигналов, т. е. для входов S и R управляющим уровнем является "1", а нейтральным "0". Поэтому возможные состояния схемы рис. 31.2, а соответствуют таблице рис. 31.1, в. Согласно этой таблице, состояние входов S = R = 0 является нейтральным и позволяет триггеру сохранять память о последней из поступивших команд. Чтобы изменить состояние выходов триггера, необходимо на вход S или R подать "1". Состояние S = R = 1 недопустимо.
Триггеры по рис. 31.1, а и 31.2, а переходят в новое состояние сразу после поступления входного сигнала и поэтому называются асинхронными.
Во многих устройствах необходимо синхронизировать во времени переключение триггеров. Дело в том, что неодновременное переключение может привести к появлению непредусмотренных состояний устройства и к срыву его работы. Синхронные триггеры имеют дополнительный вход С для подачи на него синхронизирующего (тактового) импульса определенной длительности.
Синхроимпульс своим исходным (нулевым) значением блокирует (закрывает) информационные входы S и R. В этом случае триггер не реагирует на входные сигналы, сохраняя предыдущее состояние. Триггер воспринимает информацию на входах, когда значение синхронного импульса равно "1" и переходит в новое состояние на интервале среза синхроимпульса.
Схема синхронного RS-триггера приведена на рис. 31.2, б. На рис. 31.2, в показано его условное обозначение. Во всех случаях, когда С = 0 на выходах элементов Э1 и Э2 уровни 1, т. е. нейтральны для элементов Э3 и Э4 независимо от состояния входных сигналов S и R. В этом и заключается эффект блокирования входов.
При С = 1 сигналы на выходах элементов Э1 и Э2 становятся инверсными по отношению к сигналам на входах S и R. Их комбинация вызовет реакцию триггера в соответствии с таблицей
рис. 31.1, в. Например,
– если S = R = 0, то 1 и триггер сохраняет «память» о предыдущем состоянии;
– при S = 1, а R = 0, выходы 0; 1 и триггер переходит в состояние "1", т. е. Q = 1, 0;
– если S = 0, а R = 1, то 1,0 триггер переходит в состояние "0", т. е. Q = 0, 1.
Пример наглядно показывает, что для входов S, R и С управляющим уровнем является "1".
Кроме синхронных входов R и S синхронный триггер снабжается асинхронными входами SA и RA. Асинхронные входы позволяют задать триггеру определенное исходное состояние перед началом работы в синхронном режиме. При синхронном управлении триггером на входах SA и RA должен поддерживаться нейтральный уровень, т. е. "1".
5. УНИВЕРСАЛЬНЫЕ ТРИГГЕРЫ
Универсальные триггеры получены усложнением схемы RS триггера. Схемное усложнение позволило ликвидировать состояние неопределенности и увеличить число входов. Обозначаются универсальные триггеры символами JK, причем, вход J аналогичен входу S RS триггера, а вход K – входу R. Обычно схема имеет несколько (до трех) входов J и столько же входов K. Кроме того, JK-триггеры снабжаются установочными входами R и S. Эти входы асинхронные. При S = 1 триггер устанавливается в состояние . При R = 1 – .
Работа JK-триггера описывается таблицей рис. 31.3, а. Как и RS-триггер, JK-триггер сохраняет свое состояние при J = K = 0. Когда J = 1, триггер переходит в состояние . Если K = 1, – в состояние . При J = K = 1 начальное состояние триггера меняется на противоположное, т. е. . Это основное отличие JK от RS-триггера.
Условное обозначение JK-триггера показано на рис. 31.3,б, а временные диаграммы, поясняющие его работу, на рис. 31.3, в. Во время действия тактового импульса С = 1 на интервале вход J = 1. Поэтому в момент среза импульса С триггер переходит в состояние Q = 1. На интервале С = 0. Триггер не воспринимает входную информацию. На интервале второго тактового импульса вход К = 1. Поэтому в момент t4 триггер переключается в состояние Q = 0. Во время действия третьего синхроимпульса J = 0; K = 0. Триггер не меняет своего состояния.
Счетный Т-триггер реализует только четвертую строку таблицы рис.31.3, а. Таким свойством обладает JK-триггер, когда его входы J = K = 1. При таком включении входов триггер переключается в момент среза каждого тактового импульса. Отсюда следует, что счетный триггер имеет один тактовый вход, который обозначают символом «Т». Обозначение Т-триггера приведено на рис. 31.4, а. На рис.31.4, б приведены временные диаграммы, поясняющие его работу. Из диаграмм видно, что частота повторения импульсов на выходе Q триггера в два раза меньше частоты повторения импульсов на входе Т, т. е. Т-триггер делит частоту входных импульсов на 2. Счетные триггеры широко применяются в счетчиках, распределителях и делителях частоты.
D-триггер запоминает входную информацию в момент фронта синхроимпульса и хранит ее до следующего тактового импульса. D-триггер может быть выполнен на основе JK-триггера при включении на входе элемента "НЕ", обеспечивающего условие . Отсюда следует, что D-триггер имеет тактовый вход С и вход D. Его работа описывается второй и третьей строкой таблицы рис. 31.3, а, т. е. . Поэтому D-триггер является элементом памяти и находит широкое применение, в том числе в регистрах. Условное обозначение D-триггера и временные диаграммы, поясняющие его работу, приведены на рис. 31.5.
В микросхемном исполнении триггеры выпускаются в составе многих серий цифровых интегральных микросхем. Для условного обозначения им
присвоены следующие индексы:
RS-триггеры – ТР;
JK-триггеры – ТВ;
D-триггеры – ТМ.
Например, микросхема К555 ТР2 содержит 4 RS-триггера. Микросхемы К555 ТВ6 и К555 ТВ9 включают в свой состав по два JK триггера каждая. Микросхемы позволяют путем внешних коммутационных изменений получить схемы, выполняющие функции RS, D и Т-триггеров.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
31.1. Перечислите основные признаки классификации триггеров. Как разделяются триггеры по функциональному назначению?
31.2. Чем отличаются статические входы триггеров от динамических?
31.3. Можно ли управлять RS триггером, воздействуя управляющим сигналом только на один вход?
31.4. Чем отличаются RS триггеры на элементах ИЛИ – НЕ от RS триггеров на элементах И – НЕ?
31.5. Приведите таблицу истинности RS триггера. Какая из строк таблицы определяет свойства триггера как память?
31.6. В чем состоит суть синхронизации триггера и для чего она применяется?
31.7. Чем отличается JK триггер от RS триггера?
31.8. Нарисуйте схемы Т и D триггеров, реализованных на базе JK триггеров. Проведите анализ их работы по графикам напряжений на входе и выходе.
31.9. На рис 31.6, а приведена схема синхронного двухступенчатого RS триггера. Проведите анализ работы этой схемы. В чем заключается достоинство такого триггера?
31.10. На рис. 31.6, б приведена схема синхронного двухступенчатого RS триггера с перекрестными обратными связями. Какие функции выполняет такая схема?
ЛЕКЦИЯ 32. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТНЫЕ УСТРОЙСТВА
В сложных электронных устройствах вместе с комбинационными схемами применяются и такие, у которых есть "память". Значения их выходных сигналов зависят не только от того, какие сигналы действуют в данный момент времени на входе, но и от того, каково было внутреннее состояние схемы ранее. В качестве элементов памяти, как правило, используются триггеры. Схемы, содержащие и логические элементы, и элементы памяти, называются последовательностными.
1. СЧЕТЧИКИ ИМПУЛЬСОВ
Одной из наиболее распространенных операций в устройствах дискретной обработки информации является счет импульсов (таймеры, ЭСЧ, цифровые измерительные приборы, АЦП и т. п.). Эту операцию выполняют счетчики, которые по назначению делятся на простые (выполняющие операцию суммирования и вычитания) и реверсивные.
Простые счетчики осуществляют переходы от предыдущего состояния к последующему только в одном направлении, т. е. могут или суммировать или вычитать импульсы. Реверсивные счетчики имеют переходы в двух направлениях – прямом и обратном.
В зависимости от системы счисления счетчики делятся на двоичные и десятичные. Синхронизация счета бывает двух типов – синхронная (по фронту импульса) и асинхронная (по импульсу).
В основу построения счетчиков положено применение Т-триггеров. Максимальное число, которое может быть записано в счетчике, равно , где n – число разрядов счетчика. Каждый разряд двоичного счетчика представляет собой триггер.
Схема четырехразрядного счетчика на сумму приведена на рис. 32.1, а. На рис. 32.1, б приведены графики напряжений на входе Т и на выходах триггеров Q1 ÷ Q4, поясняющие принцип его работы. На схеме введены следующие обозначения:
– "Т" – счетный вход счетчика,
– – выходы разрядов,
– "УСТ" – установка состояния.
Связь между триггерами выполнена по прямым входам. Перед началом счета все триггеры устанавливаются в нулевое состояние – Q1 = Q2 = Q3 = Q4 = 0. Для этого достаточно подать единичный потенциал по шине "УСТ". Счетные импульсы поступают на вход "Т" первого триггера и переключают его срезом каждого импульса (график Q1 рис. 32.1, б). Срезом импульсов на выходе Q1 переключается триггер Т2 (график Q2 рис. 32.1, б). Триггеры Т3 и Т4 переключаются по аналогичному алгоритму.
Все состояния триггеров счетчика отражаются таблицей состояний 32.1. Нетрудно видеть, что состояния разрядов счетчика представляют собой запись двоичного числа импульсов, поступивших на его вход на данный момент. После записи максимального числа счетчик автоматически обнуляется, т. е. устанавливается исходное состояние: Q1 = Q2 = Q3 = Q4 = 0. Далее начинается новый цикл счета. При необходимости увеличить число N достаточно подключить к выходу счетчика дополнительные разряды (триггеры).
Аналогично суммирующему счетчику строится счетчик на вычитание. Схема такого счетчика приведена на рис. 32.1, в. В этой схеме связь между триггерами выполнена по инверсным выходам, а шина "УСТ" объединяет установочные входы триггеров "S".
Перед началом счета все триггеры устанавливаются в состояние . С поступлением на вход Т счетных импульсов происходит изменение состояний триггеров на вычитание. Все состояния триггеров приведены в таблице 32.2. Таблица представляет собой двоичную запись линейно убывающих чисел.
Таблица 32.1 Таблица 32.2
|
№ импульса |
№ импульса |
|||||||||
|
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
0 |
1 |
1 |
1 |
1 |
|
|
1 |
0 |
0 |
0 |
1 |
1 |
1 |
1 |
1 |
0 |
|
|
2 |
0 |
0 |
1 |
0 |
2 |
1 |
1 |
0 |
1 |
|
|
3 |
0 |
0 |
1 |
1 |
3 |
1 |
1 |
0 |
0 |
|
|
4 |
0 |
1 |
0 |
0 |
4 |
1 |
0 |
1 |
1 |
|
|
5 |
0 |
1 |
0 |
1 |
5 |
1 |
0 |
1 |
0 |
|
|
6 |
0 |
1 |
1 |
0 |
6 |
1 |
0 |
0 |
1 |
|
|
7 |
0 |
1 |
1 |
1 |
7 |
1 |
0 |
0 |
0 |
|
|
8 |
1 |
0 |
0 |
0 |
8 |
0 |
1 |
1 |
1 |
|
|
9 |
1 |
0 |
0 |
1 |
9 |
0 |
1 |
1 |
0 |
|
|
10 |
1 |
0 |
1 |
0 |
10 |
0 |
1 |
0 |
1 |
|
|
11 |
1 |
0 |
1 |
1 |
11 |
0 |
1 |
0 |
0 |
|
|
12 |
1 |
1 |
0 |
0 |
12 |
0 |
0 |
1 |
1 |
|
|
13 |
1 |
1 |
0 |
1 |
13 |
0 |
0 |
1 |
0 |
|
|
14 |
1 |
1 |
1 |
0 |
14 |
0 |
0 |
0 |
1 |
|
|
15 |
1 |
1 |
1 |
1 |
15 |
0 |
0 |
0 |
0 |
|
|
16 |
0 |
0 |
0 |
0 |
16 |
1 |
1 |
1 |
1 |
Часто возникает необходимость в счетчиках, которые могли бы поочередно выполнять сложение и вычитание поступающих импульсов. Такие счетчики называются реверсивными. Реверсивные счетчики снабжаются системой коммутации связей между триггерами (с прямых на инверсные и обратно), а также одним или двумя счетными входами.
В качестве примера рассмотрим реверсивные счетчики с двумя счетными входами, реализованные в микросхемах К555ИЕ6 и К555ИЕ7. Условное графическое обозначение ИС К555ИЕ6 приведено на рис. 32.2, а. Индексами С1 и С2 обозначены счетные входы счетчика. При прямом счете на входе С2 должно быть напряжение высокого уровня. Для обратного счета напряжение высокого уровня необходимо подать на вход С1. Входы D0 – D3 информационные. Они необходимы для предварительной установки счетчика. Информация с этих входов передается на выходы Q0 – Q3 при низком уровне напряжения на входе . Для сброса информации достаточно подать низкий уровень напряжения на вход .
В ряде случаев возникает необходимость вернуть счетчик в исходное состояние после записи некоторого числа . Для создания такого счетчика достаточно ввести в него цепь ОС. Например, декадные счетчики выполняются на основе четырехразрядных двоичных счетчиков. Но счет необходимо выполнять от 0 до 9, т. е. после записи цифры 9 необходимо возвратить триггеры в исходное состояние. Значит, цепь ОС должна выделить двоичную комбинацию числа 10. Наиболее просто она может быть образована с использованием логического элемента "И" (рис. 32.2, б).
Промышленность выпускает счетчики в виде интегральных микросхем, в том числе двоичные (на сложение и вычитание), двоично-десятичные (декады), реверсивные, с программируемым коэффициентом счета. Например,
К555 ИЕ6; ИЕ7 – двоично-десятичный и двоичный реверсивные четырехразрядные счетчики.
Регистрами называют функциональные узлы, предназначенные для хранения n-разрядных двоичных чисел (слов). Основными видами регистров являются параллельный и последовательный.
Схема четырехразрядного параллельного регистра приведена на рис. 32.3. В этой схеме четыре D триггера объединены по входам С. Входами регистра являются входы D-триггеров. Выходы регистра могут иметь ключевую развязку посредством логических элементов "И".
В регистр информация поступает в виде параллельного кода по n проводам. Входы обозначены по разрядам кодовой комбинации . Одновременно на входы С всех триггеров подается логический сигнал "1" – "Запись". Все триггеры срабатывают по переднему фронту импульса С, принимая состояние входов. Для считывания информации достаточно на входы 1 всех логических элементов "И" подать уровень логической "1". Информация присутствует на выходах ; ; ; в виде параллельного кода на интервале длительности импульса "Считывание".
Схема четырехразрядного последовательного (сдвигающего) регистра приведена на рис. 32.4, а. На рис. 32.4, б приведены временные диаграммы, поясняющие его работу.
Для построения регистра применяются D-триггеры. Схема имеет один вход – "x" и выходы каждого разряда – . Тактовые входы всех триггеров объединены по шине "СС" – сигнал сдвига. На вход первого разряда регистра поступает цифровой сигнал записываемого числа (кодовая комбинация). На вход каждого следующего разряда регистра поступает сигнал с выхода предыдущего разряда. Работой схемы управляет тактовая последовательность импульсов СС. Важно, чтобы период следования импульсов СС был равен длительности разряда кодовой комбинации.
Пусть перед записью все D-триггеры находятся в состоянии . Пусть также на вход х последовательно во времени, поступают разряды кодовой комбинации 1011 (диаграмма Х). С поступлением первого импульса СС по его фронту в первый D-триггер записывается первый разряд кодовой комбинации – "1". Во все остальные D-триггеры регистра будет записан "0". Эта информация будет храниться до прихода следующего импульса СС.
К моменту поступления второго импульса СС на вход первого D-триггера воздействует второй разряд кодовой комбинации. Он равен "0". На вход второго D-триггера воздействует сигнал Q1 = 1. На вход третьего и четвертого D-триггеров воздействует "0". По фронту второго импульса СС эта информация и записывается в соответствующий триггер. Первый разряд кодовой комбинации сдвинулся во второй разряд регистра, а в первый разряд регистра записан второй разряд кодовой комбинации. Далее процессы повторяются.
Каждый импульс СС продвигает записываемую информацию по разрядам регистра от входа к выходу. Поэтому последовательный регистр часто называют регистром сдвига. Фронтом четвертого импульса СС все разряды кодовой комбинации расположатся в разрядах регистра, как показано на рис. 32.4. б. В общем случае для записи n разрядов кодовой комбинации потребуется п импульсов СС.
Поступивший на вход Х последовательный код может быть считан с выходов как параллельный, т. е. последовательный регистр позволяет преобразовать последовательный код в параллельный. Информация, записанная в последовательном регистре, может быть считана с выхода старшего разряда в виде последовательного кода. Для этого достаточно подать n импульсов СС.
Промышленность выпускает регистры в виде интегральных микросхем как параллельные, так и последовательные. Например,
К555 ИР15 – четырехразрядный параллельный регистр;
К555 ИР8 – восьмиразрядный последовательный регистр;
К555 ИР10 – восьмиразрядный сдвиговый регистр, осуществляет параллельно-последовательную запись информации.
Цифровые запоминающие устройства предназначены для записи, хранения и считывания информации, представленной в виде цифрового кода. Основными характеристиками запоминающих устройств являются их информационная емкость, быстродействие и время хранения информации.
Большое разнообразие цифровых запоминающих устройств классифицируют по ряду признаков.
– постоянные запоминающие устройства (ПЗУ), они представляют собой матрицы пассивных элементов памяти и схемы управления, предназначенные для воспроизведения неизменной информации, занесенной в матрицу при изготовлении;
– оперативные запоминающие устройства (ОЗУ), они обеспечивают запись, хранение и считывание информации в процессе ее обработки;
– программируемые постоянные запоминающие устройства (ППЗУ), они предоставляют возможность однократного электрического программирования после их изготовления;
– репрограммируемые постоянные запоминающие устройства (РПЗУ), допускают многократную электрическую запись информации, но число циклов записи и стирания ограничено (до 104 циклов);
– репрограммируемые постоянные запоминающие устройства с ультрафиолетовым стиранием и электрической записью;
– ассоциативные запоминающие устройства;
– программируемые логические матрицы.
– динамические запоминающие устройства, в которых для хранения
информации используют инерционные свойства реактивных элементов, как правило, конденсаторов;
– статические запоминающие устройства.
– запоминающие устройства на основе биполярных структур;
– запоминающие устройства на основе полевых транзисторов с изолированным затвором;
– запоминающие устройства на основе приборов с зарядовой связью;
– магнитные запоминающие устройства.
– адресные запоминающие устройства;
– безадресные (ассоциативные) запоминающие устройства;
– запоминающие устройства с произвольным обращением (допускающие любой порядок следования адресов);
– запоминающие устройства с последовательным обращением.
В рамках лекции более подробно рассмотрим статическое асинхронное ОЗУ КР537РУ10. Структурная схема ОЗУ приведена на рис. 32.5. Схема включает накопитель на 20488 бит, формирователей адреса строк и столбцов, дешифратора адреса строк на семь входов и 128 выходов, дешифратора адреса столбцов на четыре входа и 16 выходов, разрядной схемы, выходных формирователей и блока управления.
Накопитель выполнен на КМОП – элементах памяти. Согласование ОЗУ по входу с уровнями схем на транзисторно – транзисторной логике (ТТЛ – схем) обеспечивают формирователи адреса строк и столбцов. Усиление выходных сигналов до уровней необходимых для ТТЛ – схем осуществляется выходными формирователями. Запись информации в накопитель и ее считывание выполняется разрядной схемой.
Условное обозначение микросхемы приведено на рис. 32.6, а, а в таблице рис. 32.6, б – назначение ее выводов.
Микросхема КР537РУ10 позволяет выполнять запись, хранение и считывание цифровой информации. Выбор необходимого режима работы осуществляет блок управления в соответствии с таблицей истинности, приведенной на рис. 32.7.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
32.1. Приведите определение и примеры последовательностных устройств.
32.2. Как разделяются счетчики по назначению и по способу синхронизации?
32.3. Предположим, что при монтаже счетчика по схеме рис. 32.1, а допущена ошибка: Т – вход четвертого разряда счетчика подключен к инверсному выходу третьего разряда. Как изменится при этом таблица истинности и последовательность счета на выходах Q1, Q2, Q3, Q4 в десятичной системе счисления?
32.4. Как следует изменить схему рис. 32.1, а, чтобы получить делитель на 6?
32.5. Какую функцию выполняет схема, приведенная на рис. 32.8?
32.6. Можно ли последовательные регистры использовать для сжатия в n раз считываемой информации? Если можно, то как?
32.7. Как делятся запоминающие устройства по функциональному назначению?
32.8. Используя таблицу истинности рис. 32.7, определите уровни управляющих сигналов , , для считывания информации в прямом коде.
ЛЕКЦИЯ 33. ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ И АНАЛОГО-
ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Электронные средства обработки информации являются универсальными и применяются в любой отрасли народного хозяйства. Это происходит потому, что любая физическая величина преобразуется датчиками в электрический сигнал, один из параметров которого отражает полезную информацию. Как правило, это аналоговые сигналы. Чтобы для обработки таких сигналов применить средства цифровой электроники (ЭВМ, цифровые измерительные приборы, цифровые системы связи и т. п.), их необходимо преобразовать в цифровую форму.
Чаще всего преобразованию в цифровую форму подвергаются информативные параметры электрических сигналов – напряжение, ток, частота, начальная фаза. Устройство, осуществляющее такое преобразование, называют аналого-цифровым преобразователем (АЦП). На выходе АЦП формируется двоичный код, кодовые комбинации которого затем обрабатывается арифметически цифровым сигнальным процессором.
После обработки содержащаяся в сигнале информация может быть преобразована обратно в аналоговую форму с использованием цифро-аналогового преобразователя (ЦАП). Рассмотрим основные способы построения схем таких преобразователей.
Суть цифро-аналогового преобразования заключается в использовании веса разрядов кодовой комбинации х4х3х2х1. Вес i-го разряда кода 8 – 4 – 2 – 1 вдвое больше, чем вес (i – 1)-го разряда. Если младшему разряду поставить в соответствие напряжение Uкв (напряжение кванта), то преобразование кодовой комбинации в напряжение можно выполнить по правилу:
Uвых = Uкв·(х4·8 + х3·4 + х2·2 + х1·1).
Например, кодовой комбинации 0011 соответствует Uвых = 3·Uкв, а кодовой комбинации 1100 Uвых = 12·Uкв.
Большинство используемых структур ЦАП (отличных от простого одноразрядного ЦАП, основанного на одном коммутаторе с использованием опорного напряжения) являются двоичными взвешивающими или многозвенными схемами лестничного типа. Одна из простейших структур, делитель Кельвина, приведена на рис. 33.1.
Схема представляет трехразрядный преобразователь код – напряжение. Она содержит источник опорного напряжения Uоп, 2n последовательно соединенных равных по сопротивлению резисторов, 2n электронных ключей и дешифратор n×2n. Входной сигнал представляет собой трехразрядную кодовую комбинацию х1х2х3. Этот сигнал поступает на вход дешифратора. На выходе дешифратора, соответствующем входной кодовой комбинации, формируется сигнал, замыкающий одноименный с выходом дешифратора электронный ключ. Выходной сигнал представляет определенный уровень напряжения, который снимается с выхода делителя Кельвина. Современные ЦАП, использующие эту архитектуру, называются строковыми.
Схема проста, имеет выход с изменяющимся значением напряжения, обеспечивает линейность преобразования, если все резисторы равны по значению и может быть преднамеренно сделана нелинейной. Ее главным недостатком является большое количество резисторов и ключей (звеньев), требуемых для обеспечения высокой разрешающей способности. Этот недостаток не позволяет использовать схему в качестве самостоятельного ЦАП, но она применяется как составная часть более сложных структур ЦАП.
Существует аналогичный ЦАП с токовым выходом, который также состоит из 2n звеньев - резисторов, или источников тока и ключей, но подключенных теперь параллельно между входом опорного напряжения и виртуальным заземленным выходом (рис. 33.2).
В данном ЦАП, как только какой-либо резистор подключается к цепи, любые дальнейшие увеличения цифрового кода уже не могут его отключить. Таким образом, структура является изначально монотонной, независимо от погрешностей резисторов и, подобно предыдущему случаю, может быть сделана преднамеренно нелинейной там, где эта нелинейность требуется. Рассмотренные схемы получили название полно-декодирующих ЦАП.
Очевидным недостатком этого типа схем является большое количество звеньев, требуемых для создания 14-, 12-, 10- или даже 8-разрядного ЦАП. Существенного упрощения можно добиться применением сегментации.
При сегментации n – разрядная кодовая комбинация разбивается на к частей (сегментов) по m = n / к разрядов каждая. Каждый из сегментов преобразуется в аналоговую величину одной из приведенных схем, причем, каждая схема содержит 2m звеньев. Для реализации общей схемы ЦАП потребуется М = к·2m звеньев, что существенно меньше N = 2n.
Для примера рассмотрим вариант схемы 12-разрядного ЦАП, приведенной на рис. 33.3. В схеме этого ЦАП используется 12 – ти разрядный регистр для хранения входной кодовой комбинации на интервале преобразования и три сегмента, каждый из которых имеет структуру, аналогичную рис. 33.1. В состав схем сегментов включены дешифраторы 4 × 15 и пятнадцать звеньев (резистор – ЭК). На вход дешифратора первого сегмента поступают четыре младших разряда 12 – ти разрядной входной кодовой комбинации. Младшему разряду первого сегмента ставится в соответствие напряжение Uкв., старшему – 8·Uкв.. В зависимости от состояния разрядов напряжение на выходе первого сегмента может изменяться от 0 до 15·Uкв..
Структура и принцип работы второго и третьего сегментов аналогичны первому сегменту. Отличие заключается в том, что на вход дешифратора второго сегмента поступают 5, 6, 7 и 8 разряды входной кодовой комбинации, а на вход дешифратора третьего сегмента старшие разряды - с 9 - го по 12 – й. Кроме того, младшему разряду второго сегмента ставится в соответствие вес 16·Uкв., и напряжение на его выходе может изменяться от 16 до 240Uкв.. Младшему разряду третьего сегмента присваивается вес 256·Uкв., и напряжение на его выходе может изменяться от 256 до 3840·Uкв..
В нагрузке ЦАП выходные напряжения сегментов складываются. Это позволяет реализовать 212 = 4096 уровней выходного сигнала. Например, если принять значение кванта напряжения Uкв = 0,1 mB, то при поступлении на вход схемы рис. 33.3 кодовой комбинации
F = 001101010101
на выходе ЦАП формируется сигнал Uвых = 85,3 mB, а при поступлении кодовой комбинации
F = 001101010110
получим Uвых = 85,4 mB.
Для реализации рассмотренной схемы ЦАП необходимо 45 электронных ключей и 45 триггеров регистра. Работа схемы обеспечивается последовательностью тактовых импульсов, управляющих вводом кодовой комбинации, декодированием соответствующих сегментов этой комбинации и передачей результатов декодирования в виде управляющих сигналов на входы ЭК.
2. АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Преобразование аналоговой величины в код может выполняться методом последовательного счета, методом поразрядного уравновешивания или методом одновременного считывания. Согласно методу последовательного счета, аналоговая величина А сравнивается с известным числом , причем, n увеличивается от 0 до NK через равные интервалы времени. Величину АК называют квантом. При некотором значении наступает равенство (строгое или приближенное) . Так как обычно АК равно единице измерения, то – число, выражаемое двоичным или двоично-десятичным кодом.
При методе поразрядного уравновешивания n – разрядная кодовая комбинация сравнивается с аналоговой величиной А n раз. При каждом сравнении проводится коррекция разрядов кодовой комбинации от старшего разряда к младшему.
Суть метода одновременного считывания состоит в том, что с аналоговой величиной А сравниваются N = 2n известных величин, выраженных кодовыми комбинациями. Кодовая комбинация, значение которой наиболее близко к значению величины А, проходит на выход АЦП.
Рассмотрим каждый из методов более подробно.
2.1. АЦП последовательного счета.
Структурная схема АЦП приведена на рис. 33.4, а. В состав схемы входят задающий генератор ЗГ, реверсивный счетчик импульсов СТ, ЦАП, аналоговый компаратор К и вентиль D. Работа схемы иллюстрируется графиками рис. 33. 4, б.
Задающий генератор вырабатывает импульсы счета Uc с частотой дискретизации преобразуемой величины. Эти импульсы поступают на счетный вход реверсивного счетчика. Счетчик имеет вход разрешения счета , вход направления счета и один счетный вход С. Для организации счета в прямом направлении на вход необходимо подать низкий уровень напряжения, для счета в обратном направлении – высокий. Число импульсов, поступивших на вход С, отображается состоянием выходов Q1 – Q4. Такой счетчик может быть реализован ИС К555ИЕ13.
Допустим, что на инвертирующий вход компаратора поступает входной аналоговый сигнал – положительное напряжение Uвх (пунктирная линия графика на рис. 33.4, б). Рассмотрим работу схемы с момента времени t = 0, когда на схему подано напряжение питания.
В момент времени t = 0 реверсивный счетчик находится в нулевом состоянии, т. е. Q1 = Q2 = Q3 = Q4 = 0. Напряжение на выходе ЦАП также равно нулю: UЦАП = 0. Следовательно, UЦАП – Uвх < 0, и на выходе компаратора формируется отрицательное напряжение. Это напряжение запирает диод D и падает на его большом сопротивлении. На вход воздействует низкий уровень напряжения. Начинается счет импульсов задающего генератора Uс на сложение. С каждым импульсом Uс код счетчика и соответствующее ему напряжение UЦАП увеличиваются.
Увеличение UЦАП продолжается до момента времени t1, после которого оно становится больше Uвх. Компаратор переключается в состояние положительного напряжения, которое через диод D передается на вход и переводит счетчик в режим работы на вычитание. Очередной импульс задающего генератора уменьшает код счетчика, уменьшается UЦАП, и компаратор вновь переключается в первоначальное состояние. Далее процессы повторяются, при этом напряжение на выходе компаратора колеблется около значения Uвх. Выходной сигнал ЦАП снимается с выходов Q1 – Q4 и отображает Uвх в цифровой форме.
2.1. АЦП поразрядного уравновешивания
Метод поразрядного уравновешивания или последовательного приближения целесообразно применять в тех случаях, когда на интервале между двумя соседними отсчетами приращение аналогового напряжения ∆U значительно больше Uкв, а также, когда необходимо выполнять АЦП со строгой периодичностью за время, не зависящее от конкретных значений сигнала. Вариант упрощенной структурной схемы АЦП поразрядного уравновешивания приведен на рис. 33.5. Графики напряжений, поясняющие работу схемы, приведены на рис. 33.6.
Схема включает регистр поразрядного кодирования RG, ЦАП, компаратор, формирователь адреса и узел синхронизации. В его состав входят вспомогательные логические элементы: “И”, “ИЛИ” и “ИЛИ – НЕ”.
В качестве регистра поразрядного кодирования может быть применен восьмиразрядный регистр хранения с адресацией - К555ИР30. Регистр имеет три адресных входа: А0, А1, А2, информационный вход D, вход установки в нуль , вход разрешения и восемь информационных выходов Q0 – Q7. Выходы регистра являются и выходами АЦП.
Узел синхронизации содержит задающий генератор и формирователь импульсов управления. Задающий генератор вырабатывает прямоугольные импульсы Uзг с тактовой частотой fТ (рис. 33.6), определяющей быстродействие АЦП. Формирователь импульсов управления преобразует импульсы генератора в импульсы , обеспечивающие обнуление разрядов регистра, в импульсы управления формирователем адреса Uадр., а также в импульсы и D.
Преобразование аналогового напряжения в цифровую форму осуществляется циклами. Каждый цикл состоит из n тактов, причем, n – число разрядов АЦП (например, в схеме рис.33.5 n = 8). Начало цикла определяется временным положением импульса . Этим импульсом все разряды регистра приводятся в нулевое состояние.
Начало первого такта определяется началом первого импульса Uадр.., который поступает на вход формирователя адреса через логический элемент ИЛИ – НЕ на вход разрешения , а через элемент ИЛИ – на вход D регистра. В результате воздействия этого импульса на указанные входы устанавливается адрес старшего (восьмого) разряда регистра, и в этот разряд записывается единица.
На выходе регистра последовательного приближения формируется начальная кодовая комбинация 10000000. Эта комбинация воздействует на вход ЦАП, отклик которого представляет напряжение UЦАП., соответствующее середине допустимого диапазона изменений входных аналоговых сигналов.
Напряжение UЦАП. поступает на инвертирующий вход компаратора. На прямой вход компаратора поступает аналоговый сигнал Uвх. Если Uвх > UЦАП., на выходе компаратора устанавливается положительное напряжение, которое через диод D передается на вход элемента И. Импульсом элемент И открывается, и уровень логической единицы через ячейку ИЛИ передается на вход D регистра. Одновременно на входе разрешения элементом ИЛИ – НЕ формируется разрешающий низкий уровень. Единица фиксируется в старшем разряде, и первый такт цикла завершается. На этом этапе определяется значение старшего разряда кодовой комбинации.
Второй такт начинается вторым импульсом Uадр... В результате воздействия этого импульса устанавливается адрес седьмого разряда регистра, и в этот разряд записывается единица. На выходе регистра формируется кодовая комбинация 11000000. Далее процессы проходят так же, как и в первом такте. Отличия могут заключаться только в результатах сравнения напряжения UЦАП, соответствующего новой кодовой комбинации, с Uвх.
Допустим, что на втором этапе UЦАП > Uвх. На выходе компаратора устанавливается отрицательное напряжение. Это напряжение ограничивается диодом D, и на входе элемента И формируется 0. На интервале очередного импульса логический 0 фиксируется в седьмом разряде регистра.
Физические процессы, протекающие на последующих тактах, аналогичны рассмотренным. На восьмом такте определяется значение младшего разряда, и кодовая комбинация с точностью Uкв. соответствует Uвх. Вывод данных может быть организован как в параллельном, так и в последовательном коде.
АЦП одновременного считывания отличаются высоким быстродействием, но это качество окупается существенным усложнением схемного решения. Схема n-разрядного АЦП состоит из 2n резисторов и 2n-1 компараторов, размещенных, как это показано на рис. 33.7. На прямой вход каждого i го компаратора подается опорное напряжение Uоп i, причем, его значение отличается от опорного напряжения соседних компараторов на величину одного кванта Uкв. При фиксированном входном напряжении все компараторы, размещенные на схеме ниже некоторой точки, имеют входное напряжение выше опорного. На их логическом выходе формируется "1". У компараторов, расположенных выше этой точки, входное напряжение меньше опорного, и их логический выход устанавливается в "0". Поэтому 2n–1 выходов компаратора ведут себя аналогично ртутному термометру, и выходной код такого АЦП иногда называют кодом термометра. В реальных схемах код термометра преобразуется шифратором в n-разрядный двоичный код.
Входной сигнал подается на все компараторы сразу. Следовательно, задержка выходного сигнала по отношению к входному определяется только переходными процессами в одном компараторе и в n-разрядном кодере. Весь процесс преобразования осуществляется очень быстро. Максимальная частота дискретизации рассматриваемых АЦП может достигать 1 ГГц при ширине полосы пропускания по уровню полной мощности более 300 МГц.
Недостатки АЦП. Высокое быстродействие накладывает особые требования к режиму работы элементов схемы. Каждый компаратор должен иметь довольно высокий уровень потребления энергии. Кроме того, добавление одного разряда к общей разрешающей способности параллельного преобразователя требует удвоения количества компараторов и резисторов. Это ограничивает практическую разрешающую способность высокоскоростных параллельных преобразователей до 8 разрядов, так как при более высоких разрешающих способностях слишком велико выделение тепла. Следовательно, к недостаткам АЦП одновременного считывания относятся ограниченная разрешающая способность, высокий уровень рассеивания энергии вследствие большого количества высокоскоростных компараторов и относительно большие размеры кристалла (а потому – высокая стоимость).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ И ЗАДАЧИ
33.1. Какие функциональные узлы обязательны для делителя Кельвина?
33.2. Чем ЦАП с токовым выходом отличается от преобразователя Кельвина?
33.3. Четырехразрядный делитель Кельвина имеет Uоп = 1 В. Определите Uкв и Uвых делителя при поступлении на его вход кодовой комбинации 1010.
33.4. Четырехразрядный ЦАП с токовым выходом имеет Uоп = 1 В, R = 1000 Ом. Чему равен ток на выходе схемы, если на ее вход поступает кодовая комбинация 1010?
33.5. Определите число сегментов m, при котором в n разрядном ЦАП число звеньев делителя Кельвина (резистор – ЭК, плюс триггер) минимально. Найдите общую зависимость числа звеньев М от числа сегментов m.
33.6. В чем состоит суть АЦП методом последовательного счета?
33.7. Анализируя графики рис. 33.4, б, сформулируйте причину отклонения UЦАП. от Uвх.
33.8. Полагая максимальную скорость приращения входного сигнала равной ∆Uвх[В/С], сформулируйте требования к частоте дискретизации fд., при которой разность UЦАП – Uвх < Uкв..
33.9. В чем состоит суть АЦП методом поразрядного уравновешивания?
33.10. Приведите достоинства и недостатки АЦП одновременного считывания. Целесообразно ли применение к схеме рис. 33.7 секционирования?
ЛЕКЦИЯ 34. МИКРОПРОЦЕССОРЫ
Цифровые вычисления, логическое проектирование, программирование, цифровая обработка информации и принятие решений стали возможными с 1951 г., когда был создан первый компьютер. На начальном этапе развитие ЭВМ шло в направлении увеличения их вычислительной мощи. Это были дорогостоящие комплексы, и далеко не все предприятия могли иметь даже одну централизованную ЭВМ для решения задач первостепенной важности. Применение цифровой техники для решения большого перечня частных задач, например, управление станками, приводом электродвигателей и т. д. было еще невозможно. Кроме того, на начальном этапе задачи программирования и проектирования электронных средств, в том числе самих ЭВМ, рассматривались как обособленные задачи.
С момента появления миникомпьютеров в 1965 году проблемы, с которыми сталкивались прикладные программисты и разработчики машин, стали переплетаться. Миникомпьютеры стали применяться как составные части систем, требующих быстрого принятия решений – систем реального времени.
С появлением в 1971 г. микропроцессоров началась эра программируемой логики. Теперь понятия программирования и принципы проектирования логических схем сблизились настолько, что от программиста требуется проектирования аппаратуры, а от проектировщика – полное понимание принципов программирования. Область применения микропроцессоров значительно расширилась. Сегодня они применяются в карманных калькуляторах и в кассовых аппаратах магазинов, в научных и бытовых приборах, в оборудовании контор и в медицинском оборудовании.
Создание микропроцессоров во многом стало возможным изобретению в 1959 г. интегральных схем, а несколько позже – больших интегральных схем (БИС), позволяющих размещать тысячи транзисторов на одной полупроводниковой подложке. Микропроцессор – это программируемое логическое устройство, изготовленное по БИС – технологии. Отдельно взятое, такое устройство не может решить какую – либо задачу. Чтобы решить задачу, его нужно запрограммировать и соединить с памятью и устройством ввода / вывода. Совокупность микропроцессора, памяти и устройства ввода / вывода, направленная на выполнение определенной функции, называется микропроцессорной системой или микрокомпьютером. Таким образом, микропроцессор является основной частью – ядром микрокомпьютера. Одновременно он открывает возможность для применения программируемых устройств в тех логических системах, для которых фактор стоимости оказывается важнее, чем скорость и разнообразие вычислений. Именно программирование микропроцессора позволяет применять его к решению широкого класса задач.
В последние годы огромный интерес к микропроцессорам проявляют инженеры – проектировщики аппаратуры. Это объясняется тем, что ограниченный набор БИС, выполняющих вполне определенные функции, позволяет реализовать необходимое устройство цифровой обработки методами программирования. Относительно низкая стоимость, малые габариты и потребляемая мощность, высокая надежность и исключительная гибкость в применениях ставят микропроцессорные наборы БИС вне конкуренции по сравнению с любой другой элементной базой цифровых устройств.
Обобщенная структурная схема микропроцессора приведена на рис. 34.1. Входящие в его состав программный счетчик (счетчик команд), стек, а также регистр команд служат для обработки команд. Команда – это кодовая комбинация (слово), предписывающая процессору определенное действие. Триггер переноса, АЛУ, общие (рабочие) регистры и регистр адреса данных предназначены для обработки данных (операндов). Дешифратор команд, а также блок управления и синхронизации (БУС) обеспечивают управление работой всей структуры. Взаимодействие всех функциональных узлов осуществляется по внутренним каналам передачи данных. Связь микропроцессора с запоминающим устройством и устройством ввода / вывода происходит по адресной шине, шине данных и управляющей шине.
Микропроцессор работает со словами, состоящими из восьми битов. Такие слова, называемые байтами, удобны при выполнении арифметических и логических операций и используются в большинстве выпускаемых микропроцессоров. Если в расчетах встречаются числа “большей длины”, то применяются специальные программы для вычислений с “двойной точностью”, “тройной точностью” и т. д.
Для задания адреса памяти обычно используется 16 разрядов. Это позволяет прямо адресовать 216 = 65536 ячеек памяти. Число 65536 часто записывают в виде 64К. Индексом К обозначают величину 210 = 1024.
Информация к микропроцессору и от него передается по шинам. Шины данных в соответствии с длиной слова состоят из восьми линий, а адресная шина – из 16 линий. Адресная шина однонаправленная, а шины данных двунаправленные. Управляющая шина состоит из 13 линий, причем, пять линий ведут к БУС, а восемь линий выходят из него. По линиям шины данных передаются управляющие и тактирующие сигналы. Они определяют взаимодействие между функциональными узлами микропроцессора, а также между микропроцессором и другими блоками микрокомпьютера.
Рассмотрим назначение функциональных узлов микропроцессора.
Счетчик команд. Программа микропроцессора представляет определенную последовательность команд, хранящихся в памяти. Счетчик команд считывает команды так, чтобы микропроцессор мог выполнять их в заданной последовательности. Именно в этом заключается главная функция счетчика команд.
Процедура считывания усложняется тем, что программы, как правило, содержат подпрограммы. Подпрограмма – это последовательность команд, предназначенных для выполнения определенной задачи. Она может быть вызвана в любой момент времени выполнения основной программы. Когда в программе появляется команда вызова подпрограммы, выполнение основной программы должно быть остановлено, а ее очередную команду необходимо загрузить в какой – либо регистр памяти. Это необходимо для того, чтобы микропроцессор мог вернуться в основную программу после завершения подпрограммы. Одновременно в счетчик команд необходимо заслать адрес первой команды подпрограммы.
Стек. Операция загрузка адреса последующей команды, как правило, выполняется с помощью безадресной памяти. Такую память называют стековой, или просто стек. Стек содержит набор последовательно организованных регистров. Загрузка (или извлечение) всегда производится в (из) самый верхний регистр, при этом содержимое остальных регистров сдвигается на один регистр вниз (или вверх). Команда вызов подпрограммы выполняется так, что адрес очередной команды основной программы сдвигается в стеке на один шаг вниз, а в верхний регистр загружается адрес первой команды подпрограммы.
Подпрограмма может содержать ряд последующих подпрограмм. При каждом переходе к очередной подпрограмме адреса, загруженные в стек, будут смещаться вниз на один регистр. Число подпрограмм, которые можно загрузить без потери первоначального адреса, определяется информационной емкостью стека. Глубина загрузки фиксируется в указателе стека. Указатель стека показывает адрес верхнего незанятого адреса стека.
Регистр адреса данных содержит адрес данных для команд, обращающихся к памяти, адрес порта для команд ввода / вывода или адрес очередной команды для перехода к подпрограмме.
Регистр команд используется для записи команд, запрашиваемых из памяти и подлежащих дешифрации.
Регистры общего назначения представляют собой блок сверхоперативной памяти, состоящей из пятнадцати восьмибитовых регистров. Такая память предназначена для временного хранения адресов и данных, которые можно извлечь со значительно большей скоростью, чем информацию, содержащуюся в оперативной памяти. Адреса каждого из пятнадцати регистров представляют собой 4 - битовые коды от 0000 до 1110. Регистр 0000 называется аккумулятором и участвует во всех арифметических и логических операциях. Он содержит одно из чисел (операнд) перед выполнением операции и получает результат после ее завершения.
Обращение к любому регистру общего назначения осуществляется при помощи R – селектора. Через r – селектор доступны только регистры 0000, 0001, 0010. Задание несуществующего регистра 1111 используется как указание на то, что нужно обратиться к байту памяти по 16 – разрядному адресу.
АЛУ предназначено для выполнения арифметических и логических операций. Два входа АЛУ представляют собой две восьмибитовые шины. Одна из них идет от аккумулятора (регистр 0000), а другая – от R – селектора, который выбирает один из регистров общего назначения от 0000 до 1110 или ячейку памяти, если задана косвенная адресация. Третий вход в АЛУ представляет собой линию от триггера переноса С. Триггер переноса участвует в некоторых арифметических и логических операциях.
Выходами АЛУ являются восьмибитовая шина и две линии – Z и N. По выходной восьмибитовой шине передаются результаты из АЛУ в аккумулятор. По выходным линиям в блок управления и синхронизации передается информация о наличии или отсутствии двух особых условий:
– аккумулятор содержит нули (линия Z),
– старший разряд аккумулятора равен 1 (линия N).
Триггер переноса, а также линии Z и N называются флажками и используются в командах условного перехода.
Блок управления и синхронизации получает сигналы от дешифратора, из АЛУ (Z, N) и от триггера переноса (С). В зависимости от состояния входов БУС вырабатывает сигналы управления и синхронизации, необходимые остальным функциональным узлам для выполнения команды. С помощью тринадцати внешних линий реализуется интерфейс устройства управления с другими модулями микрокомпьютера.
Микропроцессор – это, как правило, модуль в составе микропроцессорной системы или микрокомпьютера. Для достижения большей гибкости микропроцессор может быть разбит на подмодули. Например, часть микропроцессора, обрабатывающая данные, отделяется от части, обрабатывающей команды и управляющей последовательностью их выборки. В свою очередь первая из выделенных частей дополнительно разбивается еще на несколько подмодулей. Каждый такой подмодуль называется микропроцессорной секцией и состоит из АЛУ и различных регистров определенной разрядности.
Обобщенная структурная схема микропроцессорной секции приведена на рис. 34.2. Схема содержит АЛУ для выполнения действий с четырехразрядными кодовыми комбинациями и сверхоперативную (рабочую) память на шестнадцать четырехразрядных кодовых комбинаций.
АЛУ выполняет восемь различных арифметических и логических действий над двумя кодовыми комбинациями (словами) А = а3а2а1а0 и В = в3в2в1в0. Выполняемое действие определяется трехразрядными кодовыми комбинациями, передаваемыми по управляющим линиям К0, К1 и К2 в соответствии с таблицей истинности (рис. 34.3). Линии свх, свых, Р и G предназначены для распространения переносов при выполнении операций сложения и вычитания. По линии свх передается информация о значении переноса в младший разряд, по линии свых – о значении переноса из старшего разряда. Линии Р и G дают добавочную информацию о переносах, позволяющую соединять микропроцессорные секции в каскады. Линии SH и SL используются для передачи информации из секции в секцию при операциях сдвига.
Рабочая память на шестнадцать слов по четыре разряда каждое имеет три порта А, В и С. Каждый порт представляет совокупность из четырех линий для данных и четырех адресных линий. Через каждый порт можно обратиться к любому из шестнадцати слов независимо от обращений через другие порты. Порты А и В предназначены для чтения из рабочей памяти, а порт С – для записи в нее. Управляют записью данных линии “разрешение записи” и “синхр”. Запись слова происходит по заднему фронту синхроимпульса, если на линии “разрешение записи” присутствует логическая 1.
Порты А и В обеспечивают АЛУ двумя словами, над которыми выполняются действия, а порт С получает результат. Вместо слова А в АЛУ может быть передано слово D от внешних источников. Переключение от А к D осуществляется селектором на два направления, при Е = 1. Выходные линии отображают слово А.
Таким образом, микропроцессорная секция выполняет операции над данными, хранящимися в рабочей памяти, а также поступающими от внешних источников. Выполняемая операция, источники слов и адрес, куда помещается результат, определяются входящими в секцию по управляющим линиям сигналами. Поэтому внешние схемы, формирующие эти сигналы, могут управлять операциями в микропроцессорной секции. Следовательно, одну и ту же микропроцессорную секцию можно использовать в микрокомпьютерах с различной структурой и функциями. В этом и заключается большая гибкость и универсальность микропроцессорных секций по сравнению с одномодульными микропроцессорами.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
34.1. Приведите определение микропроцессора.
34.2. Чем микрокомпьютер отличается от микропроцессора?
34.3. Какое свойство микропроцессора позволяет применять его к решению широкого класса задач?
34.4. Раскройте понятия: команда, операнд, байт.
34.5. Почему в микропроцессорах адресная шина состоит из шестнадцати линий?
34.6. Какие функции в микропроцессоре выполняет счетчик команд?
34.7. Что представляет собой стековая память, и какой показатель определяет емкость стека?
34.8. Какие функции в микропроцессоре выполняют регистры общего назначения?
34.9. С какой целью применяется секционирование микропроцессора?
34.10. В чем проявляются преимущества микропроцессорных секций над однокристальными микропроцессорами?
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В соответствии с учебной программой в курсе лекций ЭЛЕКТРОНИКА рассмотрены типовые полупроводниковые приборы, аналоговые и цифровые устройства, программируемые устройства. К сожалению, очень кратко рассмотрены свойства специальных типов полупроводниковых приборов, а такие вопросы, как аналоговые преобразователи и умножители напряжений, коммутаторы аналоговых сигналов, модуляторы и демодуляторы электрических сигналов, активные преобразователи сопротивлений и ряд других вопросов остались за рамками учебной программы.
Курс построен так, что студент, усвоивший материал лекций, становится подготовленным к самостоятельному усвоению упомянутых вопросов. Большую помощь в этом ему окажет рекомендованная литература.
При работе с рекомендованной литературой основное внимание следует уделить наиболее перспективному направлению – микропроцессорной технике. Применение современных микропроцессоров, контроллеров и микроконтроллеров позволяет совершенствовать и автоматизировать практически любые технологические процессы без отключения технологического оборудования и без затрат на изменение проекта систем управления. Именно применение микропроцессорной техники наиболее наглядно реализует тезис о том, что электроника – это ключ к автоматизации процессов производства.
Знания, полученные как в процессе изучения лекций, так и в процессе самостоятельной работы с литературой, будут неоднократно востребованы в учебном процессе (при освоении прикладных дисциплин, при выполнении курсовых и дипломных проектов) и в практической деятельности выпускника.
ОТВЕТЫ К ЗАДАЧАМ
18.7. nn / n = 2,4·108. 18.8. ∆φ0 = 0,445 В.
18.9. ∆φ2 = 0,298 В, Iдиф = 0,32 мА, I ≈ 0,219 мА. 18.10. U = 0,178 В.
19.11. а), режим насыщения, б), активный режим, в), режим отсечки.
19.12. Uкб = 9,6 В.
19.13. α = 0,990099, Iэ = 1,00495 мА, Iб = 4,95·10-6 А, Iкэо = 505·10-6 А.
19.14. а), А – коллектор, В – база, С – эмиттер, б), β = 50.
21.6. Rб ≈ 202 кОм. 21.7. R1 ≈ 18,1 кОм, R2 ≈ 262 Ом.
21.8. Rвх ≈ 238 Ом, Rвых ≈ 166 Ом, КU ≈ 70.
21.9. Rвх ≈ 12,7 кОм, КU ≈ 0,79. 21.10. КU = 307. 21.13. fв ≈ 16 кГц.
22.7. ωс ≈ 12, 98 р-1, Кф0 = 1,41, Кф(ωс) = 1,0. 22.8. Са = Св ≈ 0,38·10-6 Ф.
22.10. f0 = 1,0 кГц, Кф0 = 0,33.
23.6. Рн = 0,035 Вт, η = 0,28. 23.10. Рн = 0,25, η = 0,786.
25. 4. R1 ≤ 8,3 кОм, R2 ≤ 30 кОм, Rк ≈ 1,0 кОм.
25.5. U0 = 0. 25.6. С = 0,1·10-6 Ф. 25.7. С = 10-9 Ф.
25.9. |Iвх| > |Iб|, τи ≥ τр + τп + τрег.
26.3. τи = 69·10-6 С, τп = 138·10-6 С, Т = 207·10-6 С, Q = 3, F = 4,83 Гц.
26.4. R1 ≈ 4,3 кОм. 26.9. R4. 26.10. Не влияет. 26.11. Rвх →.
26.13. R3 увеличить, R4 уменьшить.
27.6. n21 ≈ 0,54. 27.7. I0 = ≈ 11,1 мА. 27.12. СФ = 200·10-6 Ф, S = 1,57.
27.15. Rогр = 162 Ом. 27.16. Uвх. макс = 30 В, Uвх мин = 16,5 В.
29.3. а), 1011110001, б), 0111 0101 0011. 29.7. F = ВС + АС.
29.8. 29.9.
30.2. Q1 = х1х3х5х7х9, Q2 = х2х3х6х7, Q3 = х4х5х6х7, Q4 = х8х9.
30.3.
30.4.
30.5.
30.6.
31.5. Первая строка.
31.9. Исключает воздействие помех на интервале синхроимпульса.
31.10. Функции Т триггера.
32.3. 0, 1, 2, 3, 12, 13, 14, 15, 8, 9, 10, 11, 4, 5, 6, 7.
32.5. Делитель на 12.
32.6. Можно, если увеличить в n раз частоту СС при считывании.
32.8. и – низкий, – высокий.
33.3. Uкв = 0,0625 В, Uвых = 0,625 В. 33.4. Iвых = 10 мА.
33.5. m = ent n/2, M = . 33.8. fд = ∆U / Uкв.
РЕКОМЕНДУЕМАЯ ЛИТЕРАТУРА
Бахтиаров Г. Д., Малинин В. В., Школин В. П. Аналого – цифровые преобразователи. М. Советское радио, 1980 г.
Бобровников Л. Электроника. Издательство: Питер, 2004 г.
Бондарь И. М. Электротехника и электроника. Издательство “Март”, 2005 г.
Гельман М. В. Преобразовательная техника. Уч. Пособие. Челябинск. Изд. ЮУрГУ, 2002 г.
Гивоне Д., Россер Р. Микропроцессоры и микрокомпьютеры. М. “Мир”, 1983 г.
Горбачев Г.Н., Чаплыгин Е.Е. Промышленная электроника. М. Энергоатомиздат, 1988 г.
Жаворонков М. А., Кузин А. В. Электропривод и электроника. М.: Издательский центр “Академия”, 2005 г.
Забродин Ю. С. Промышленная электроника. М. Высшая школа, 1982 г.
Источники электропитания РЭА. Под редакцией Конева Ю. И. М. “Радио и связь”, 1983 г.
Кристиан Тавернье. PIC- микроконтроллеры. Практика применения. М. ДМК Пресс, 2002 г.
Кузин А. В. Жаворонков М.А. Микропроцессорная техника. Издательский центр «Академия», 2004 г.
Мальцев П.П., Долидзе Н.С., Критенко М.И. и др. Цифровые интегральные микросхемы. Справочник. М. “Радио и связь”, 1994 г.
Микросхемы АЦП и ЦАП. Справочник. М. Издательский дом «Додэка-ХХI», 2005 г.
Нейман Л. Р., Демирчан К. С. Теоретические основы электротехники. Л.: Энергия, 1981 г.
Немцов М. В. Электротехника и электроника. Издательство МЭИ, 2003 г.
Новиков Ю. Н. Электротехника и электроника. Теория цепей и сигналов, методы анализа. Учебное пособие. Издательство “Питер”, 2005 г.
Опадчий Ю.Ф., Глудкин О. П., Гуров А. И. Аналоговая и цифровая электроника. Издательство: Горячая Линия – Телеком, 2002 г.
ПрянишниковВ.А. Электроника. Курс лекций. С. Петербург. КОРОНА принт, 1998 г.
Семейство микроконтроллеров MSP430х1хх. Руководство пользователя. М. ЗАО «Компэл», 2004 г.
Соловьев В. В. Проектирование цифровых систем на основе программируемых логических интегральных схем. М. «Горячая линия- Телеком», 2001 г.
Электротехника. Уч. пособие для ВУЗов в трех частях. Книга II. Электрические машины. Промышленная электроника. Теория автоматического управления. / Под редакцией Бутырина П.А., Гасиятуллина Р.Х., Шестакова А.Л. – Челябинск. Изд. ЮУрГУ, 2004 г.
Шило В. Л. Популярные цифровые микросхемы. М. Советское радио, 1983 г.
Щука А. А. Электроника. Издательство СПб: БХВ- Петербург, 2005 г.
ЮТТ В. Е. Электрооборудование автомобилей. М.: Транспорт, 1989 г.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение 3
ТЕМА 5. ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ 5
Лекция 18. Физические свойства полупроводниковых материалов.
Диоды 5
Лекция 19. Транзисторы 23
Лекция 20. Силовые полупроводниковые приборы 38
ТЕМА 6. ЭЛЕКТРОННЫЕ УСТРОЙСТВА 47
Лекция 21. Резистивные усилители сигналов низкой частоты 47
Лекция 22. Избирательные усилители 71
Лекция 23. Усилители мощности 84
Лекция 24. Генераторы электрических сигналов 91
Лекция 25. Импульсные устройства 103
Лекция 26. Генераторы импульсных сигналов 120
Лекция 27. Источники питания электронных устройств 132
Лекция 28. Применение электронных устройств в технике ПТМ 155
ТЕМА 7. ЦИФРОВЫЕ УСТРОЙСТВА 169
Лекция 29. Введение в цифровую электронику 169
Лекция 30. Комбинационные устройства 182
Лекция 31. Триггеры 194
Лекция 32. Последовательностные устройства 203
Лекция 33. Цифро – аналоговые и аналого – цифровые
преобразователи 215
Лекция 34. Микропроцессоры 228
ЗАКЛЮЧЕНИЕ 238
ОТВЕТЫ К ЗАДАЧАМ 239
Рекомендуемая литература 241