Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Передаточні характеристики UВИХ = f (UВХ) для випадків а та б наведені на рис. 2.13. Випадок в реалізувати практично неможливо, тому що неможливо точно задати UП.1 та UП.2 .
Конкретні значення високого і низького рівнів вихідної напруги ключа визначаються співвідношенням опорів закритого транзистора RЗ та відкритого RВ . Реально RЗ >> RВ , тому напруга високого рівня практично дорівнює напрузі живлення, а низького – майже не відрізняється від нуля. При зміні вхідної напруги від нуля до UП.1 транзистор VT2 закритий. У той же час, відповідно до (2.16, а) транзистор VT1 з відкритого стану з практично нульовою напругою на ньому переходить при UВХ.П2 з пологої характеристики на круто падаючу. При подальшому підвищенні UВХ до UП.1 відкривається транзистор VT2, який спочатку буде знаходитись на пологій частині характеристик. При підвищенні UВХ напруга UЗ.2 на затворі VT2 зменшується відповідно до формули:
UЗ.2 = Е – UВХ ,
і транзистор буде підтримуватись в відкритому стані, доки
UВХ < Е – UП.2 .
Як результат, в інтервалі вхідної напруги
UП.1 < UВХ < Е – UП.2
обидва транзистори перебуватимуть у відкритому стані і через них протікатиме прохідний струм (інтервал bс).
Коли UВХ досягне рівня (Е – UП.2), транзистор VT1 закриється, і струм через транзистори припиниться. Подальше підвищення UВХ приведе до переходу транзистора VT2 до відкритого стану.
Розглянемо тепер ситуацію, яка має місце при виконанні співвідношення (2.16, б), коли сума порогових рівнів перевищує напругу живлення Е (див. рис. 2.13, б).
При підвищенні вхідної напруги до величини UВХ = Е – UП.2 транзистор VT1 закривається. Транзистор VT2 перебуватиме у закритому стані до тих пір, поки UВХ < UП.1. Коли UВХ = UП.1 , транзистор VT2 відкривається і після того, як вхідна напруга стане більшою рівня UВХ.П.1 , переходить у режим круто падаючих характеристик з практично нульовим рівнем вхідної напруги. Прохідний струм у такій схемі не з’являється.
Враховуючи той факт, що порогові рівні для кожного транзистора є величинами постійними, кожен з режимів може мати місце, якщо змінювати напругу живлення. Режим б, як видно з аналізу, корисний з тієї точки зору, що транзисторний ключ ні в статичних режимах, ні при зміні стану не споживає струму (якщо не враховувати наявність паразитних конденсаторів). При підвищенні напруги живлення схема переходить у режим а, за яким, як буде показано пізніше, можуть наступати аварійні режими.
Часові співвідношення розглянутого ключа при зміні його станів набагато кращі, ніж ключа з резистивним навантаженням. Перш за все, це пояснюється тим, що в процесі зарядки паразитних конденсаторів відсутній високоомний опір RС і їх перезаряд проходить через відкриті транзистори VT1 і VT2. Слід зазначити, що час перемикання ключа суттєво залежить від величини порогових рівнів і крутизни характеристики ІЗ = f (UВЗ) транзисторів, які є технологічними параметрами і можуть покращуватись з удосконаленням технологій виробництва інтегральних схем.
БАЗОВІ ЛОГІЧНІ ЕЛЕМЕНТИ НА ОСНОВІ КМОН-КЛЮЧІВ
Інвертор КМОН
Повна еквівалентна схема інвертора наведена на рис. 2.21.
Безпосередньо функцію інвертора, аналогічного рис. 2.11, виконують транзистори VT1 та VT2. У кожному зі станів інвертора один з транзисторів закритий, і прохідний струм практично дорівнює нулю. Тому U 1ВИХ E; U 0ВИХ 0. Споживана потужність також практично дорівнює нулю, адже вхідний опір наступної мікросхеми (як навантаження інвертора) визначається величиною 1012…1014 Ом. Характерною особливістю КМОН-інверторів є виключно висока температурна стабільність. Коливання температури в межах -55…+125С приводять до зміни окремих параметрів ключа не більш ніж на 5% , тоді як вказані зміни температури приводять до зміни параметрів ТТЛ більш ніж на 40%.
Суттєвий недолік КМОН-інверторів полягіє в їх надзвичайній “чутливості” до статичної електрики. Фізично це явище пояснюється тим, що затвор розміщується на дуже тонкому шарі діелектрика (товщиною близько 1 мкм), який одночасно виступає ізоляційним матеріалом у паразитній ємності С (рис. 2.21) між затвором та підкладкою. Ємність конденсатора (С = 2…15 пФ у залежності від серії) приводить навіть при невеликих накопичених зарядах, яким нікуди стікати, до високих пробивних напруг. Діоди на вході та виході ключа призначені для захисту інвертора. Діоди VD1…VD3 захищають ізоляцію затвору від пробою. Діод VD1 (лавинного типу) має пробивну напругу 25 В, а VD2 і VD3 – 50 В. Захисний резистор R = 200 Ом – 2 кОм не допускає швидких змін напруги на конденсаторі С, захищаючи тим самим попередній каскад від імпульсних навантажень. Діоди VD4…VD6 захищають вихід інвертора від можливого пробою. Діод VD4 має пробивну напругу 50 В, VD5 – 25 В. Діод VD6 захищає ключ від можливої зміни полярності напруги живлення.
Охоронні діоди VD2, VD3 разом з діодами VD4, VD5 створюють діодний міст, у діагоналі якого знаходиться джерело живлення. Всі діоди перебуватимуть у закритому стані до того часу, поки напруга на вході не перестане задовольняти умові:
– 0,7 В Uвх Uп + 0,7 В. (2.20)
Якщо вхідна напруга виходить за межі, визначені (2.20), то при низькому внутрішньому опорі джерела живлення струм через охоронні діоди може стати більшим максимально допустимого ІМАКС.Д = 10 мA, що призведе до їх виходу з ладу. Тому реально використовується обмеження величини струму на рівні 1…2 мA, що забезпечується установкою зовнішнього резистора RЗ . При цьому зросте постійна часу заряду вхідного конденсатора = (R3 + R) C, яка впливає на швидкість перемикання ключа.
У ряді спеціальних схем (564ЛН2 – шість буферних інверторів, аналоги провідних західних фірм-виробників 4069BPC, HCF4069UBC1, …; 564ПУ2 – шість перетворювачів рівня, відповідні аналоги провідних західних фірм 4050BDC, HCC4050BD, …) передбачена схема захисту, що допускає перевищення вхідної напруги над напругою живлення.
Існує ще одна причина, яка вимагає уважного відношення до напруги живлення. При високих напругах живлення можливе значне зростання струму через мікросхему, і можливе її пошкодження. Розглянута структура може спрацьовувати при наявності в пристроях, що її використовують, високочастотних імпульсів. Тому в таких ситуаціях рекомендується напругу живлення подавати раніше, ніж керуючий сигнал.
У динамічних режимах ключ проходить через стан, коли обидва транзистори відкриті. При цьому в мікросхемі виникає імпульс прохідного струму. Послідовність імпульсів прохідного струму створюватиме динамічний струм ключа і мікросхеми. Його величина залежить від тривалості фронтів вхідних імпульсів, швидкодії самого ключа, частоти вхідних імпульсів. Для зниження величини динамічних струмів, зниження величини tЗ , а також зниження величини опору канала відкритого транзистора в ряді мікросхем після описаного ключа встановлюють допоміжний буферний двохкаскадний підсилювач, зібраний за такою ж схемою.
На рис. 2.22 приведені передаточні характеристики інвертора без буферного підсилювача (крива 1) та з ним (крива 2), які демонструють значне скорочення часу перемикання. Використання буферного підсилювача дозволяє формувати вихідні імпульси з крутими фронтами незалежно від характеру вхідного сигналу. Суттєво знижується також величина опору каналу відкритого транзистора (опір р- канального транзистора знижується в сучасних мікросхемах до 200 Ом, а n- канального – до 100 Ом).
Буферні каскади використовуються здебільшого як вихідні каскади мікросхем для підвищення потужності вихідного сигналу. Однак це приводить до того, що вони займають значну площу на кристалі і знижують рівень інтеграції мікросхем. У той же час, слід пам’ятати, що висока крутизна фронтів може призводити до ударного збудження затухаючих коливань у довгих лініях, які з’являються за рахунок розподілених реактивних параметрів друкованих плат монтажу.
Мікросхеми КМОН випускаються як з простими, так і з буферними вихідними каскадами. Рекомендується при однакових умовах функціонування віддавати перевагу мікросхемам з буферними каскадами.
Інвертор КМОН з трьома станами.
Його схема є різновидом звичайних інверторів з допоміжними ключами (VT1 та VT4), які керуються сигналом Z.
При відкритих транзисторах VT1 та VT4 інвертор працює подібно раніше розглянутому. Якщо ж ключі закриті, живлення інвертора відключається і його вихід матиме високий опір по відношенню до шин живлення. Такі інвертори виготовляються як самостійні мікросхеми (наприклад, 546ЛН1 – елемент 6HI, аналоги західних фірм-виробників CD4502BD, HCC4502BD, …)) або використовуються у складі мікросхем різного призначення. Враховуючи значну величину вихідного опору, ключ може використовуватись для тривалого зберігання інформації, яка може бути записана в конденсатор, підключений до його виходу.
При використанні мікросхем з трьома станами необхідно враховувати деякі їх особливості роботи в динамічних режимах. Вони проявляються у тому, що в режимі, коли на виході підтримується високий рівень сигналу і одночасно ключ знаходиться у Z-стані, перехід в один з робочих станів (високий або низький рівні виходу) проходить довше, ніж при перемиканні з високого в низький стани безпосередньо. Тому при використанні мікросхем у режимі монтажної логіки можуть мати місце динамічні струми, що протікатимуть через р- транзистор однієї мікросхеми і n- транзистор іншої. Реально такий струм не призводить до виходу мікросхем з ладу (як у ТТЛ), але він приводить до напружених режимів і зростання рівня перешкод.
Двонаправлений ключ
Цей пристрій, який не має аналогів в мікросхемах інших технологій, складається з двох МОН-транзисторів різного типу провідності, які включені зустрічно-паралельно (рис. 2.24).
Керування ними забезпечується взаємоінверсними сигналами V та , що подаються на затвори VT1 та VT2. Напруга живлення подається на виводи підкладок: +Е для р- канального транзистора VT1, -Е – для n- канального VT2. Двостороння провідність у схемі забезпечується завдяки тому, що транзистори зберігають працездатність, якщо витоки та стоки поміняти місцями.
Паралельне з’єднання транзисторів дозволяє зменшити загальний опір каналів, величина кожного з яких у відкритому стані має величину 100 Ом…1 кОм.
Відкритий стан обох транзисторів забезпечується при умові, коли потенціал затвору транзистора VT2 n- типу наближається до +Е, а затвору транзистора VT1 до -E. При цьому напруга, що підводиться до інформаційних входів-виходів x, y, завжди повинна мати позитивний потенціал відносно підкладки n- канального транзистора, тобто відносно шини -Е, і негативний по відношенню до підкладки р- канального (+Е).
Завдяки зустрічно-паралельному з’єднанню транзисторів VT1 та VT2 інформаційні сигнали на виході ключа не залежать від порогів їх відкривання і можуть змінюватися у межах напруги живлення. Величина опору каналу залежить від величини вхідної напруги, різниці потенціалів між підкладками та величини навантаження і в діапазоні частот роботи транзисторів визначається тільки активною складовою. Ця властивість дає можливість використовувати ключі для комутації як аналогових, так і дискретних сигналів.
Графік залежності опору каналу від величини вхідної напруги для VT1 (крива 1) та VT2 (крива 2) приведені на рис. 2.25.
Крива 3 визначає загальний опір двонаправленого ключа. При негативних вхідних напругах опір ключа визначається відкритим транзистором VT2, при позитивних – відкритим транзистором VT1, а при напругах, близьких до нульового рівня – результуючим значенням частково відкритими двома транзисторами.
У реальних схемах ключів крива 2 зміщується вправо за рахунок керування потенціалом його підкладки. В результаті величина опору каналу відповідає кривій 4, а результуючий опір ключа (крива 5) майже не залежить від величини UВХ .
Якщо напруги на входах V змінюють своє значення на протилежне, транзистори закриваються, і величина опору між інформаційними входами/виходами x, y перевищує 109 Ом.
На рис. 2.26, а приведена принципова схема реального ключа, виконаного на транзисторах VT3, VT4. Взаємно інверсні сигнали V, на його керуючих входах формуються за допомогою інвертора, виготовленого на VT1, VT2. Така структура ключа використовується в багатьох серіях мікросхем, причому вона організована так, що при V = U 1 ключ відкритий, а при V = U 0 – закритий.
На рис. 2.26, б приводиться один з варіантів графічного зображення двонаправленних ключів на принципових схемах.
Експлуатаційні характеристики КМОН-ключів
Для ІС КМОН характерні великі вхідні опори (1012 Ом), завдяки чому вхідні струми дуже малі. Тому вважаються, що КМОН ІС по входах керуються напругами. Друга особливість полягає в тому, що ключі в статичних режимах не споживають струм від джерела живлення. Тому і електричні параметри ІС мають свої особливості, які розглянемо більш детально.
Вхідний струм, як і для ТТЛ ІС, має два значення – І 0ВХ та І 1ВХ . Найбільший вплив на нього має захисна діодна ланка, але, незважаючи на це, його величина при нормальних експлуатаційних режимах не перевищує 0,05 мкА.
Величина вхідної напруги визначається рівнем логічної “1” та “0”, а також обмежується необхідними рівнями перешкодостійкості. Враховуючи, що для КМОН ІС напруга живлення може задаватись у межах 3…15 В, відповідно може змінюватися і рівень вхідної напруги. У той же час, недопустимо, щоб її величина перевищувала напругу джерела живлення Е більш ніж на 0,2 В (за винятком мікросхем-перетворювачів рівнів) і була меншою ніж -0,2 В. Таке обмеження обумовлене можливістю відкриття зворотного діодного мосту, що створений захисними колами. Необхідно також слідкувати, щоб тривалість фронтів вхідних імпульсів була обмеженою, адже протягом тривалості фронту обидва транзистори ключа будуть знаходитися в активному режимі, що призведе до появи значних прохідних струмів. З цієї ж причини недопустимо, щоб входи мікросхем залишались не приєднаними, оскільки потенціали, що можуть навестись на них, приведуть до аналогічного ефекту.
Вказані вимоги щодо вхідних напруг необхідно враховувати при побудові схем імпульсних генераторів, одновібраторів та інших схем, в яких вхідні напруги можуть змінюватись у широких межах.
Вихідна напруга, за аналогією з вхідною, може приймати значення U 1ВИХ та U 0ВИХ. Вони відрізняються від нуля і напруги живлення при нормальних експлуатаційних умовах не більше ніж на 10 мВ у режимі холостого ходу мікросхеми. При навантаженні мікросхеми номінальним струмом рівні U 1ВИХ та U 0ВИХ змінюються і відрізняються від логічних рівнів холостого ходу на 0,5…2,8 В.
КМОН ІС розробки 80-х і 90-х років здебільшого виготовляються з урахуванням необхідності узгодження їх за рівнями сигналів з ТТЛ ІС. Тому їх напруги живлення або мають фіксовані значення, або мають можливість встановлюватись у більш низькому діапазоні (наприклад, 1,5…6 В). До таких мікросхем відноситься, наприклад, НС-серія (Texas Instrument Co.).
Вихідні та вхідні рівні таких мікросхем пов’язані з напругою живлення досить жорсткими співвідношеннями, які зображені на діаграмі (рис. 2.27).
Параметри КМОН ІС визначаються такими напругами:
U 1ВИХ.МІН – мінімальна вихідна напруга високого рівня (для мікросхем з Е = 5 В U 1ВИХ.МІН = 4,9 В);
U 1ВХ.МІН – мінімальна вхідна напруга, яка гарантовано сприймається як логічна “1”;
U 0ВХ.МАКС – максимальна вхідна напруга, яка гарантовано сприймається як логічний “0”;
U 0ВИХ.МАКС. – максимальна вихідна напруга низького рівня (для мікросхем з Е = 5 В U 0ВИХ.МАКС = 0,1 В).
Приведені параметри справедливі лише для КМОН, які керуються і керують мікросхемами тієї ж серії.
Виходячи зі вказаних граничних параметрів, можна сформулювати наступний висновок. Оскільки U 0ВХ.МАКС = 1,5 В перевищує величину U 0ВИХ.МАКС = 0,1 В на 1,4 В, то ця різниця представляє собою запас перешкодостійкості по постійному струму. Аналогічна картина має місце і при високому рівні вихідного сигналу.
Вихідний струм характеризує навантажувальну здатність ІС по постійному струму. Струм І 0ВИХ є вхідним при відкритому n- канальному та закритому р- канальному транзисторах. Обидва струми для різних типів мікросхем відрізняються в десятки разів і, у той же час, залежать від напруги живлення ІС. Як приклад, нижче приведені величини вихідних струмів мікросхеми 561ЛА8, яка характеризується підвищеною навантажувальною здатністю:
I 0вих = 0,12 мA; I 1вих = 0,22 мA при Е = 5 В;
I 0вих = 0,25 мA; I 1вих = 0,55 мA при Е = 10 В.
Порівняння вхідних та вихідних струмів дозволяє зробити висновок, що такий параметр, як коефіцієнт розгалуження по виходу, для КМОН ІС має чисто умовне значення. У даному випадку він буде обмежуватись не співвідношенням між величинами вихідного та вхідного струмів, а скоріше допустимою ємністю навантаження.