Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
271
PAGE 274
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
EMBED Word.Picture.8
8. АПЕРТУРНІ АНТЕНИ
8.1. Загальні відомості про апертурні антени
До складу апертурних антен відносяться хвильоводні, рупорні, лінзові та дзеркальні антени, в яких основне випромінювання відбувається через отвір (розкрив, апертуру). Апертурні антени використовуються на НВЧ, відношення площі розкриву до квадрату довжини хвилі можна отримати дуже великим, що збільшує КСД дзеркальних та лінзових антен до сотень, тисяч мільйонів разів.
Другою відмінною ознакою апертурних антен є те, що в них розділені процеси перетворення енергії струмів високої частоти в енергію електромагнітних хвиль і процеси направленого випромінювання таких хвиль. Першу функцію в апертурній антені виконує опромінювач, а другу − рупор, лінза, рефлектор (дзеркало).
Наступною особливістю апертурних антен є те, що її елементи збуджуються паралельно (одночасно), що зумовлює розширення їх смуги пропускання.
8.2. Спрямовані властивості хвильоводних
випромінювачів
Найпростішими хвилеводними випромінювачами є відкритий кінець прямокутного або круглого хвилеводів, в яких збуджуються основні типи хвиль, відповідно Н10 або Н11.
Розглянемо спрямовані властивості відкритого кінця прямокутного хвилеводу (рис. 8.1).
Поле у розкриві хвилеводу в площині xoy для основної хвилі Н10 при λ/2<а<λ, b<λ/2 описується виразом [ ]
, (8.1)
де – максимальна амплітуда напруженості електричного поля в розкриві.
Очевидно, що АФР є роздільним, тобто
. (8.2)
Таким чином розкрив хвилеводу є синфазним, амплітудний розподіл є рівномірним в електричній (вздовж вісі y) та косинусоїдальним в магнітній (вздовж вісі x) площинах. Множники системи в двох головних площинах збігаються із множниками лінійних систем, що мають рівномірний та косинусоїдальний амплітудний розподіл.
Нормовані ДС для двох головних площин визначаються як добуток нормованої ДС джерела Гюйгенса та відповідного множника системи:
; (8.3)
, (8.4)
а ширини ДС
(8.5)
Для хвилеводу із розмірами а=0,71·λ і в=0,32·λ ширина ДС:
в площині Е =160о, =210о;
в площині Н =95о, =180о.
КСД розраховується за формулою
. (8.6)
Коефіцієнт використання площі (КВП) для хвилеводу дорівнює 0,81, тоді D=2,32.
Діапазон робочих частот відкритого кінця прямокутного хвилеводу
.
Головний максимум ХС напрямлений по нормалі до розкриву. Відкритий кінець прямокутного хвилеводу має лінійну поляризацію поля (вектор паралельний вузькій стінці хвилеводу).
Таким чином антена у вигляді відкритого кінця хвилеводу є слабко спрямованою. Дійсно, для отримання вузьких характеристик спрямованості необхідно, щоб розміри поверхні випромінювання були набагато більшими довжини хвилі. Для прямокутного хвилеводу із хвилею Н10 розмірами перерізу визначаються нерівностями λ/2<а<λ, b<λ/2. При таких розмірах хвилеводу ширина ДС як у площині Е та і у площині Н звичайно буде великою.
Другою особливістю хвилеводних випромінювачів є їх недостатнє узгодження з вільним простором. Внаслідок різкої зміни умов розповсюдження електромагнітної хвилі при переході від хвилеводу до вільного простору коефіцієнт відбиття для стандартних хвилеводів досягає за модулем величини .
Через перелічені недоліки антени у вигляді відкритого кінця прямокутного хвилеводу використовуються обмежено. Як правило, такі антени використовуються як опромінювачі більш складних антен або як елементи решітки випромінювачів.
Хвилеводи круглого перерізу як антени на практиці застосовуються рідко. Однією з причин цього є нестійкість поляризації поля. Навіть при незначних деформаціях хвилеводу можливий поворот структури поля навкіл осі хвилеводу.
8.3. Спрямовані властивості рупорних антен
8.3.1. Типи рупорних антен та їх геометричні розміри
Хвилеводні випромінювачі мають широку ХС, малий КСД, погано узгоджені з вільним простором. Для підвищення спрямованості, КСД та покращання узгодження переходять до рупорних антен.
Рупорна антена − це антенний пристрій, який утворюється шляхом плавного розширення стінок хвилеводу в одній або в обох площинах.
Основні типи рупорів утворюються в результаті розширення стінок прямокутного або круглого хвилеводу.
Найчастіше використовуються (рис. 8.2) секторіальні, пірамідальні та конічні рупори.
Секторіальним рупором називають такий рупор, який утворюється шляхом збільшення лише одного розміру поперечного перерізу хвилеводу, а другий розмір залишається незмінним. Розрізняють Н-секторіальний рупор (рис. 8.2, а), коли збільшується розмір хвилеводу у площині Н, та Е-секторіальний рупор (рис. 8.2, б), коли збільшується розмір хвилеводу у площині Е.
Пірамідальним рупором (рис. 8.2, в) називають такий рупор, у якого збільшуються розміри в обох площинах.
Конічний рупор (рис. 8.2, г) − це рупор, який утворюється розширеням стінок круглого хвилеводу.
Із перелічених типів найпоширеніші секторіальні та пірамідальні рупори.
На рис. 8.3. наведені основні геометричні параметри рупорної антени. До них відносять:
точка О − вершина рупора, розташована як місце перетину стінок рупора, що розширюються;
− довжина рупора у площині Е (або Н), це найменша відстань від вершини рупора до його розкриву;
− розмір розкриву рупора у площині Е (або Н);
ρ − відстань від вершини до довільної точки на розкриві рупора;
2φо − кут розкриву рупора;
b (а) − розміри вузької (широкої) стінок хвилеводу, що живить рупор.
Плавне збільшення розмірів поперечного перерізу в рупорах призводить до звуження ХС та збільшенню КСД порівняно із хвилеводом. Окрім того, у пірамідальних та H- секторіальних рупорах хвильовий опір плавно трансформується до хвильового опору вільного простору, що покращує узгодження антен із вільним простором.
8.3.2. Амплітудно-фазовий розподіл у розкриві рупора
При плавному переході від хвилеводу до апертури рупора ділянка плоскої хвилі малих розмірів плавно перетворюється в ділянку хвилі більших розмірів з фронтом циліндричним (в секторіальних рупорах) або близьким до сферичного (у пірамідальних рупорах). Структура поля в рупорах нагадує структуру поля у хвилеводі, збігаються амплітудні розподіли полів у розкривах, зменшується лише густина потоку потужності. Амплітудні розподіли для хвилеводу та різних рупорів наведений на рис. 8.4.
Основною відміною поля в рупорі від поля у хвилеводі є те, що фронт хвилі у рупорі не плоский, а циліндричний (для секторіальних рупорів) або близький до сферичного (для пірамідальних рупорів). Це пов’язано із різними геометричними шляхами, що проходять промені від вершини рупора до центра його розкриву та від вершини рупора до довільної точки у розкриві рупора. Внаслідок цього розкрив рупора не може бути синфазним.
Різниця початкових фаз полів, що збуджується у центрі розкриву рупора та між будь-якою довільною точкою в площині Н .(8.7)
Для випадку представимо , отримаємо
.
Аналогічно для площини Е можна отримати
,
де
|
– довжина хвилі в Е-рупорі, яка є такою ж як у хвилеводі. |
Отже, в рупорних антенах фазовий розподіл є квадратичним (рис. 8.5): в Н-рупорі − в площині Н; в Е-рупорі − в площині Е; в пірамідальному рупорі − в обох площинах.
Максимальні фазові зсуви у крайніх точках розкриву будуть дорівнювати:
. (8.8)
Закони АФР у рупорних антенах наведені у табл. 8.1
Таблиця 8.1
Закони амплітудно-фазового розподілу у рупорних антен
|
Тип рупора |
Вид розподілу |
|||
|
Амплітудний |
Фазовий |
|||
|
Пл. Н, А(х) |
Пл. Е, А(у) |
Пл. Н, φ(х) |
Пл. Е, φ(у) |
|
Н-рупор |
1 |
0 |
||
Е-рупор |
1 |
0 |
||
|
Пірамідальний рупор |
1 |
8.3.3. Діаграма спрямованості та КСД рупорних антен
В п.п.6.2.3 показано, що квадратичний фазовий розподіл приводить до розширення ДС та збільшення рівня бічних пелюсток порівняно з синфазним. Якщо збільшувати розмір розкриву рупора (величину кута розкриву 2φ0 ) при фіксованій довжині RH(E), то спочатку несинфазність апертури є невеликою і ширина ДС звужується до певної мінімальної величини. Подальше збільшення розміру розкриву рупора приводить до значних квадратичних фазових викривлень і ДС розширирюється (рис. 8.6). Якщо збільшувати довжину рупора фазові викривлення зменшуються і ДС звужується.
Аналогічній закономірності підпорядковується і залежність КСД від розмірів розкриву (кута розкриву) при фіксованій довжині рупора (рис. 8.7).
Такий характер наведеного графіка пояснюється наступним. Зі збільшенням розмірів розкриву КСД повинен збільшуватися. Але із зростанням LH(E) збільшуються фазові викривлення поля у розкриві і зростання КСД уповільнюється. Існують певні оптимальні значення LH(E)опт , при яких КСД досягає максимуму. Подальше збільшення розміру розкриву приводить до зменшення КСД.
З аналізу графіків (рис. 8.6 та рис. 8.7) випливає, що існують оптимальні співвідношення між розмірами рупора.
Оптимальним рупором серед рупорів з однаковою довжиною називається рупор з такими розмірами розкриву, які забезпечують мінімальну ширину ДС та максимальний КСД.
Розрахунки та досліди показують, що при будь-якій довжині R оптимальному рупору відповідає однакова величина розфазування на краю розкриву. Для Н-рупора , для Е-рупора . Для Н-рупора допускається більша величина розфазування, оскільки на краях апертури у площині Н амплітуда поля незначна.
Підставимо величини у вираз (6.9)та визначимо оптимальні довжини рупорів для Н- та Е-секторіальних рупорів
. (8.9)
Ширина ДС оптимальних рупорів визначається співвідношеннями
. (8.10)
КВП оптимальних Н- та Е-рупорів дорівнює 0,64. Для оптимального пірамідального рупора КСД визначається за формулою
, (8.11)
де величини DH та DE являють собою КСД Н- та Е-секторіальних рупорів з відповідними до пірамідального рупора розмірами.
Також, якщо відомі значення RE та RH , то максимально можливий КСД пірамідального рупора визначається співвідношенням
. (8.12)
Такому оптимальному рупору відповідає розфазування на краях розкриву, що дорівнює π/2 у Е площині та 3π/4 в Н площині. КВП оптимального пірамідального рупора складає 0,5. Узагальнені кількісні оцінки оптимальних рупорів та відкритого кінця прямокутного хвилеводу наведені у табл. 8.2.
Таблиця 8.2
Параметри рупорних антен
|
Хвилеводний випромінювач |
Н-рупор |
Е-рупор |
Пірамідальний рупор |
|
КВП=0,84 D=2,4 |
КВП=0,64 |
КВП=0,64 |
КВП=0,5 |
|
Робочий діапазон частот |
Висновки:
збільшення розмірів розкриву порівняно з хвилеводом призводить до звуження ДС рупорних антен (у Н-рупорі − у площині Н, у Е-рупорі − у площині Е, у пірамідальному рупорі − в площинах Е та Н);
наявність квадратичного ФР призводить до розширення ДС та зменшення КВП порівняно з аналогічними синфазними розкривами навіть за умови оптимальних розмірів;
внаслідок плавного розширення стінок Н-рупор та пірамідальний добре узгоджені з вільним простором;
рупорні антени достатньо широкосмугові.
Рупорні антени широко використовуються як опромінювачі дзеркальних і лінзових антен та як елементи антенних решіток. Е-секторіальні рупори через погане узгодження із вільним простором застосовуються рідко. Рупорні антени прості у виготовленні та експлуатації.
8.3.4. Способи підвищення спрямованості
рупорних антен
Основним недоліком рупорної антени є наявність фазових викривлень у розкриві. Для зменшення таких викривлень слід збільшувати довжину рупора (при цьому розподіл поля у розкриві наближається до синфазного). Для формування вузьких ДС довжина рупора стає дуже великою. Наприклад, для отримання ширини ДС, що дорівнює 5о, довжина Н-рупора повинна бути більшою 60λ, тобто рупор стає дуже громіздким.
Таким чином формування вузьких ДС за допомогою звичайних рупорних антен ускладнено. Для уникнення даного недоліку на практиці можна використовувати такі способи:
1. Використання багаторупорних антен. Ідея способу полягає у тому, що необхідний великий розмір L антени утворюється n рупорами. Схема багаторупорної антени для n=4 наведена на рис. 8.7.
Рупори розміщуються вздовж прямої лінії і поєднуються між собою так, щоб довжина шляху хвилі від загального хвилеводу до будь-якого рупора була однаковою.
Недоліком багаторупорної антени є труднощі у забезпеченні точної синфазності збудження всіх
рупорів та складність конструкції. З цієї причини просторові решітки із рупорів використовуються рідко.
2. Корекція фазових викривлень за допомогою спеціальних пристроїв. Існує багато методів корекції.
Одні з них полягають у вирівнюванні геометричних шляхів, які проходить електромагнітна хвиля від вершини рупора до всіх точок розкриву (рис. 8.8, а). У других вирівнюються оптичні шляхи, які проходить електромагнітна хвиля від вершини рупора до всіх точок розкриву, для чого у розкриві розміщуються лінзи, які і вирівнюють фазовий фронт хвилі (рис. 8.8, б, в).
Профіль геодезичної лінзи (рис. 8.8, а) вибирають так, щоб довжина геометричного шляху від вершини рупора до будь-якої точки розкриву була однаковою.
У прискорювальних лінзових вставках зменшується оптична довжина шляху периферійних променів порівняно із центральними, а в уповільнювальних, навпаки, збільшують оптичний шлях центральних променів порівняно із периферійними із-за різних фазових швидкостей хвилі.
3. Для звуження ДС антен часто використовують коробчасті рупори. Розміри розкриву такого рупора вибирають таким чином, щоб збудити у рупорі одночасно хвилі типів Н10 та Н30 (рис. 8.9).
В результаті інтерференції хвиль Н10 та Н30 амплітудний розподіл стає більш рівномірним порівняно із хвилею Н10. Недоліком такого рупора є те, що підвищення спрямованості супроводжується зростанням бічних пелюсток.
4. Для уникнення фазових викривлень до рупора приєднується сегмент параболоїда. Така антена отримала назву рупорно-параболічної. На практиці використовуються рупорно-параболічні антени із пірамідальним або із конічним рупором.
8.3.5. Рупорні антен із обертальною поляризацією
Для отримання поля з обертальною поляризаціє. використовуються Хвильоводні та рупорно-Хвильоводні фазовані секції. Вони служать для розкладання лінійно поляризованого поля на дві ортогональні складові, які розміщуються у площині, що перпендикулярна напрямку поширення радіохвиль і утворюють між ними необхідний фазовий зсув.
Хвилеводна фазована секція являє собою відрізок хвилеводу, в якому тим чи іншим способом збуджуються хвилі двох типів Н10 та Н01 (рис. 8.10).
Розміри сторін поперечного перерізу хвилеводу повинні у даному разі задовольняти нерівностям λ/2<а<λ, λ/2<b<λ, а≠b. Хвилі Н10 та Н01 можна збудити за допомогою штиря, похилої щілини або за допомогою спеціальної конструкції пірамідального хвилеводу (рис. 8.11).
Наявність таких елементів дозволяє отримати дві ортогональні складові поля, необхідний фазовий зсув між якими визначається довжиною відрізка хвилеводу ℓ
,
де .
Якщо вважати , де n=0, 1, 2, … , то довжина фазованої секції буде дорівнювати
.
Недоліком фазованих секцій, які показані на рис.8.10, є їх недостатньо спрямовані властивості. Для уникнення даного недоліку до хвильоводної фазованої секції необхідно приєднати рупор. Поле із обертальною поляризацією можна отримати також, якщо у розкриві рупора розмістити систему паралельних металевих пластин висотою
, відстань між якими лежить у межах λ/2<а<λ (рис. 8.11, а).
Пластини розміщують під кутом 45º до розкриву рупора, що дозволяє вектор падаючої хвилі розкласти на дві ортонормальні складові, необхідний фазовий зсув між якими підбирається висотою пластин h.
Обертальну поляризацію можна отримати також розворотом горловини рупора відносно хвилеводу живлення на кут, що дорівнює 45º із застосуванням фазозсувної ділянки (рис. 8.11, б).
8.4. Лінзові антени
8.4.1. Призначення, принцип дії та класифікація
лінзових антен
Лінзові антени є антенами високої спрямованості. Вони дозволяють формувати вузькі ХС голкоподібної або віялоподібної форми, багатопроменеві ХС.
Лінзові антени складаються із слабкоспрямованої антени (опромінювача), до якої підводиться фідер живлення, самої лінзи та елементів кріплення. Опромінювачі спрямовують сферичні або циліндричні хвилі на лінзу. Лінза перетворює хвилі зі сферичним або циліндричним фронтом у хвилі із плоским фронтом (рис.8.13). Для перетворення сферичних хвиль використовуються вісесиметричні лінзи. Для опромінювання вісесиметричних лінз застосовуються невеликі пірамідальні рупори, спіральні антени, вібратори із пасивними та активними рефлекторами, щілинні антени та інші антени, які випромінюють сферичну або квазісферичну хвилі. Циліндричні хвилі перетворюються в плоскі за допомогою циліндричних лінз. В даному випадку як опромінювач використовуються лінійні решітки та інші антени, які випромінюють хвилі з циліндричним фронтом.
Умовою формування плоского фронту є рівність оптичних шляхів всіх променів від фазового центру опромінювача до площини розкриву. Таку умову можливо задовольнити, якщо збільшувати в лінзі довжину оптичного шляху центральних променів більше ніж периферійних або зменшувати оптичну довжину периферійних променів більше ніж центральних. Перший метод реалізується в уповільнювальних (рис. 8.13, а), а другий – у прискорювальних (рис. 8.13, б) лінзах.
Досягається формування плоского фронту вибором профілю лінзи та розташуванням фазового центра опромінювача у фокусі лінзи. Фокус є точкою, від якої оптичні шляхи променів до розкриву є однаковими. Уповільнювальна лінза має коефіцієнт заломлення , а прискорювальна − .
Окрім названих лінз на практиці використовуються також геодезичні лінзи та лінзи, що мають змінний коефіцієнт заломлення. Неоднорідні лінзи виготовляють із неоднорідного діелектрика, що має змінний коефіцієнт заломлення. Лінзи можуть бути одноповерхневими і двоповерхневими відповідно до кількості викривлених сторін.
Геодезичні лінзи являють собою системи із паралельних плоских (рис. 8.14, а) або гофрованих (рис. 8.14, б) металевих пластин.
Формування плоского фазового фронту у розкриві геодезичних лінз досягається шляхом геометричного уповільнення − вирівнювання геометричних шляхів різних променів без зміни фазової швидкості. Геодезичні лінзи діапазонні і не потребують високої точності виготовлення. Недоліком лінзи, яка наведена на рис. 8.14, а є асиметрія АР в її розкриві, яка зумовлена нахилом пластин.
Уповільнювальні лінзи виготовляються із діелектрика або штучного діелектрика, який має малі втрати та малу вагу. Металодіелектричні лінзи виготовляються із пінистого полістиролу з вкрапленими в нього невеликими, металевими, ізольованими одна від одної частинками різноманітної форми з розмірами малими порівняно із довжиною хвилі. Діелектрик повинен характеризуватись малими втратами. Коефіцієнт заломлення , де ε – відносна діелектрична проникність.
Прискорювальна лінза складається із декількох паралельних металевих пластин, які розміщені на відстані а одна від одної (λ/2<а<λ). Хвилі з вектором електричного поля , який паралельний пластинам, проходить між ними. Самі пластини подібні вузьким стінкам прямокутного хвилеводу і в лінзі розповсюджується хвиля Н10 із фазовою швидкістю . Такій швидкості відповідає показник заломлення . Прискорювальна лінза має меншу вагу, оскільки в ній відсутнє діелектричне заповнення.
8.4.2. Рівняння профілю лінзи. Зонування лінз
Методика розрахунку уповільнювальних та прискорювальних лінз однакова. Тому обмежимося розглядом уповільнювальної лінзи, а для прискорювальної лінзи наведемо відповідні результати без виводу.
Визначимо профіль одноповерхневої однорідної уповільнювальної лінзи у полярній системі координат ρ, Ψ, на початку якої розміщується фокус лінзи (рис. 8.15). Конструктивні параметри діелектричної лінзи:
діаметр – d;
товщина – t ;
кут розкриву – 2Ψo;
фокусна відстань – f;
тип діелектрика та його параметри;
коефіцієнт заломлення n або відносна діелектрична проникність ε;
тангенс кута діелектричних втрат – tg;
профіль гіперболічний.
Прирівняємо оптичні шляхи двох променів: довільного, який падає на точку С, та центрального, який розповсюджується вздовж фокальної вісі
. (8.13)
З властивостей прямокутного трикутника FCO випливає
. (8.14)
З виразу (8.14) знайдемо величину z, підставимо в (8.13), отримане рівняння вирішимо відносно ρ, отримаємо рівняння профілю лінзи
. (8.15)
Рівняння (8.15) при n>1 являє собою рівняння гіперболи з фокусом у точці F , яка показана на рис. 8.15 (друга гілка гіперболи показана пунктиром). Прирівняємо нулю знаменник у виразі (8.15), знаходимо напрямок асимптот гіперболи
. (8.16)
Фазовий центр опромінювача знаходиться у дальньому від вершини гіперболи фокусі F. Тоді кут розкриву лінзи обмежений нерівністю
. (8.17)
Якщо опромінювач випромінює сферичну хвилю, то освітлена поверхня лінзи повинна бути вирізкою гіперболоїда обертання. Якщо опромінював є лінійним, то поверхня лінзи має бути частиною гіперболічного циліндру.
Для прискорювальної лінзи, повторюючи аналогічне виведення, отримаємо знову рівняння (8.15). Однак у даному разі n<1 і рівняння (8.15) описує еліпс. Поверхня лінзи є часткою еліпсоїда обертання або еліптичного циліндру. Фазовий центр опромінювача розташовується у дальньому фокусі F (рис. 8.16).
Конструктивні параметри металопластинчастої лінзи:
діаметр – d ;
товщина мінімальна – ;
товщина максимальна – t;
кут розкриву – 2Ψo;
фокусна відстань – f;
профіль еліпсоїдний;
відстань між пластинами;
кількість пластин;
коефіцієнт заломлення.
Максимальну товщину уповільнювальної лінзи визначимо, скориставшись зв’язком геометричних розмірів лінзи згідно з рис. 8.15.
. (8.18)
За умови рівності оптичних шляхів маємо
. (8.19)
Прирівняємо праві частки рівнянь (8.18) та (8.19), отримаємо квадратичне рівняння, після розв’язання якого маємо
. (8.20)
Аналогічно для прискорювальної лінзи маємо
. (8.21)
У формулі (8.21) під розуміють повздовжній розмір на краю лінзи за умови, що товщина в центрі лінзи дорівнює нулю (рис. 8.16). Величина вибирається з міркувань механічної міцності. Повна товщина прискорювальної лінзи становить .
Для зменшення ваги та ціни лінзи, а також втрат в ній бажано, щоб товщина лінзи була мінімальною. Це досягається шляхом зонування лінзи.
Зонуванням називають зменшення товщини лінзи у межах деяких ділянок її поверхні − зон. При зонуванні частина матеріалу, з якого виготовлена лінза, вилучається, а лінза приймає ступінчасту форму (рис. 8.17, а, б).
Синфазність поля у розкриві зонованої лінзи забезпечується тим, що різниця оптичного шляху променя ndз, який проходять через товщину dз в лінзі, і оптичного шляху променя, який проходять через товщину dз у вільному просторі відрізняються на ціле число довжин хвиль (різниця фаз становить ціле число разів 2π), тобто . Тоді маємо
. (8.22)
Фокусна відстань другої зони пов’язана з фокусною відстанню першої співвідношенням
. (8.23)
Формулу (8.23) для фокусної відстані m-ої зони має у вигляд
. (8.24)
Кількість зон в лінзі завжди на одиницю менша цілої частини виразу
. (8.25)
Недоліком зонування є наявність «шкідливих» зон. Для уповільнювальних лінз це сектори, у межах яких енергія, що падає від опромінювача, розсіюється на ступіньках лінзи (рис. 8.17, а). Розсіювання частини енергії призводить до збільшення бічних пелюсток та зниженню КСД. Для прискорювальних лінз шкідливі зони це «неосвітлені» ділянки на апертурі лінзи (рис. 8.17, б). Амплітудний розподіл у розкриві лінзи має провали, що призводить до появи додаткових бічних пелюсток та зниженню КСД антени.
Для уникнення шкідливих зон лінзу зондують із тильної (плоскої) сторони.
Зонування звужує смугу робочих частот діелектричних лінз, оскільки сходинки діелектричних лінз розраховані на певну довжину хвилі, та розширює її у прискорювальних лінзах у 2…3 рази (зонована лінза має меншу товщину, що скорочує шлях хвилі у дисперсійному середовищі). Робочий діапазон частот можна розрахувати за формулами [ ]:
для незонованих лінз
; (8.26)
для зонованих лінз
. (8.27)
Допустима фазова похибка лежить у межах .
8.4.3. Спрямовані властивості лінзових антен
Для визначення ХС лінзової антени необхідно знати АФР поля у розкриві лінзи. Якщо опромінювач розміщений у фокусі лінзи, то розкрив є синфазним . Максимум ХС у даному разі орієнтований перпендикулярно розкриву лінзи. Параметри ХС (ширина ДС і рівень бічних пелюсток) та КСД визначаються амплітудним розподілом, який залежить від двох факторів:
виду профілю лінзи;
співвідношення ширини ДС опромінювача та кута розкриву лінзи.
Для уповільнювальних лінз рівним приростам кутів відповідають нерівні площадки на розкриві (рис. 8.18). Останні збільшуються ближче до країв розкриву . Тому уповільнювальні лінзи мають спад поля до країв лінзи, оскільки густина потоку потужності більша там, де менша площадка розкриву (рис. 8.18, б). У прискорювальних лінзах навпаки збільшується амплітуда поля на краях (рис. 8.18, а). Амплітудні розподіли на рис. 8.18 показані для випадку неспрямованих опромінювачів.
Другим фактором, що впливає на ДС лінзових антен, є вибір ширини ДС опромінювача. Якщо ДС опромінювача широка, то лінза опромінюється більш рівномірно. У результаті чого у розкриві лінзи можна отримати АР близький до рівномірного. Однак при широкій ДС опромінювача частка, енергії, що випромінюється, виливається за краї лінзи. При вузькій ДС опромінювача лінза опромінюється менш рівномірно. У даному випадку АР спадає до країв лінзи, що розширює ДС, але рівень бічних пелюсток зменшується.
КСД лінзових антен визначається за звичайною формулою для апертурних антен
.
КВП лінзових антен визначається добутком коефіцієнта рівномірності амплітудного розподілу у розкриві ν на коефіцієнт перехвату
.
де Рпад. − потужність, що падає на лінзу;
Ропр. − повна потужність, що опромінює опромінювач.
Залежність КВП від кута розкриву лінзи за умови постійної ДС опромінювача наведена на рис. 8.19.
Якщо кути розкриву малі, то лінза опромінюється рівномірно, тому ν прямує до одиниці, а коефіцієнт переймання − до нуля. Тому спостерігається зростання КВП при малих кутах розкриву. Якщо кути розкриву великі, то опромінювання лінзи до її країв зменшується, тобто ν прямує до нуля, а − до одиниці. Оптимальне значення КВП=0,5 буде у тому випадку, коли кут розкриву лінзи приблизно дорівнює ширині ДС опромінювача на рівні десяти відсотків. Ширину ДС лінзової антени у даному разі можна приблизно визначити за виразом
.
Найчастіше як опромінювачі вісесиметричних лінз використовуються відкритий кінець хвилеводу або рупор. У циліндричних лінзах використовуються лінійні опромінювачі: лінійна система вібраторів або щілин, секторіальний рупор, сегментний параболоїд тощо.
8.4.4. Можливості сканування ДС у лінзових антенах
Сканування ХС у просторі в лінзових антенах здійснюється поперечним (відповідно до оптичної осі) зміщенням фазового центру опромінювача з фокуса лінзи (рис. 8.20).
Через зсув опромінювача з фокуса в розкриві лінзи утворюється фазовий розподіл, близький до лінійного і головна пелюстка ХС відхиляється у бік протилежний до зміщення опромінювача на кут . Величина цього кута не повинна перевищувати дві ширини ДС лінзи.
Якщо зміщенні опромінювача буде більшим, то ДС лінзової антени відхиляється на більший кут, але дуже викривляється. Для того, щоб викривлення було мінімальним, використовують спеціальні лінзи. Найбільш розповсюдженою подібних лінз є лінза Люнеберга.
Лінза має форму сфери або кругового циліндра. Коефіцієнт заломлення всередині лінзи зменшується вздовж радіуса за законом
, (8.28)
де r − поточний радіус;
R − радіус сфери (або циліндра).
Відповідно до формули (6.28) у центрі лінзи , а на краю її , що забезпечує узгодження лінзи з навколишнім простором.
Опромінювач розміщують безпосередньо на поверхні лінзи. Фронт хвилі, яка випромінюється опромінювачем, трансформується у плоский (рис. 8.21).
Якщо переміщувати опромінювач по периферії лінзи на деякий кут, то ДС лінзи повертається без викривлень на такий же кут. Таким чином, лінза Люнеберга є ідеальним пристроєм ширококутового невикривленого сканування.
Сферична лінза забезпечує двомірне сканування ДС. Однак виготовлення подібної лінзи, яка являє собою шар із діелектрика зі змінним коефіцієнтом заломлення наштовхується на серйозні труднощі. Простіша у виготовленні циліндрична лінза, один з варіантів якої наведений на рис. 8.22.
Така лінза складається з двох металевих пластин, простір між яким утворює хвилевідний канал. У такому хвилеводі розповсюджується хвиля Н10 (вектор електричного поля паралельний пластинам). Фазова швидкість хвилі залежить від відстані а між пластинами. Відстань між пластинами а підбирається таким чином, щоб коефіцієнт заломлення змінювався за законом (8.28). За допомогою лінзи Люнеберга можна створити багатопроменеву ДС (рис. 8.23).
Для утворення багатопроменевої ДС використовується решітка опромінювачів, до кожного із яких приєднується свій передавач або приймач. Такі багатопроменеві антенні системи забезпечують можливість неперервного контролю повітряної обстановки у широкому секторі кутів.
Лінза Люнеберга може використовуватися і як відбивач. На поверхні такої лінзи встановлюється відбивна металева пластина. Промені, що падають на металеву пластину, виходять у зворотному напрямку (рис. 8.24, а). Сектор відбиття такої лінзи обмежений розмірами металевої пластини.
Відбивну лінзу можна створити і без металевої пластини. Для цього необхідно підібрати таким чином закон зміни коефіцієнта заломлення, щоб промінь, який падає на лінзу заломлювався у її середині і виходив у зворотному напрямку. Така лінза буде відбивати зворотно промені, що надходять з будь-якого напрямку. Відбивні лінзи можуть використовуватися, наприклад, як радіолокаційні відбивачі на повітряних мішенях.
Визначимо основні переваги та недоліки лінзових антен.
Перевагою лінзових антен перед дзеркальними є відсутність у розкриві лінзи опромінювача, що затіняє розкрив. Це покращує КВП антени та дозволяє отримати малий рівень бокового випромінювання (−30 дБ та нижче). Другою перевагою лінзових антен є можливість формування бажаної ХС шляхом зміни форми двох поверхонь та підбором закону зміни коефіцієнта заломлення всередині лінзи. Останнє дозволяє створити антени, що забезпечують не викривлене сканування променя у широкому секторі, та створювати антени, що перевипромінюють падаючу хвилю у довільному напрямку.
Основними недоліками лінзових антен є велика вага, громіздкість, дороговизна та складність їх виготовлення.
8.5. Дзеркальні антени
8.5.1. Призначення, принцип дії та основні типи
дзеркальних антен
Дзеркальними антенами (ДА) називають антени, що формують ДС завдяки відбиттю електромагнітних хвиль слабкоспрямованого первинного джерела (опромінювача) від металевого дзеркала (рефлектора). Конструкція ДА наведена на рис. 8.25.
ДА класифікують за формою та кількістю дзеркал, що використовуються.
За формою поверхні відбиття ДА поділяють на параболічні (параболоїд обертання та параболічний циліндр), сферичні, плоскі кутові і спеціального профілю.
За кількістю дзеркал, що використовуються, розрізняють однодзеркальні та багатодзеркальні конструкції.
Принцип дії заснований на перетворенні сферичного або циліндричного фронту хвилі опромінювача в плоский у розкриві дзеркала за рахунок вирівнювання геометричних шляхів променів. Синфазність поля у розкриві дзеркала дозволяє досягти високу спрямованість антени.
8.5.2. Основні геометричні співвідношення та
типи опромінювачів параболоїда обертання
Розмістимо дзеркало в полярній системі координат ρ,Ψ, як показано на рис. 8,26. У точці F знаходиться фазовий центр опромінювача.
Рівняння профілю дзеркала отримаємо з умови рівності шляхів до розкриву довільного променя, що падає на точку С, та променя, що падає на вершину дзеркала – точку О
.
З властивостей прямокутного трикутника випливає
.
Виключимо з рівняння величину z та вирішимо відносно ρ
. (8.29)
Отримали рівняння параболоїда обертання.
Отже дзеркало має бути вирізкою з параболоїда обертання.
Параболоїд обертання призначений для формування вісесиметричої ХС. Поверхня параболоїда обертання утворюється шляхом обертання навколо фокальної осі (осі Z) параболи (рис. 8.26).
На рис. 8.26 наведені такі геометричні параметри параболоїда обертання:
точка О − вершина параболоїда;
точка F − фокус параболоїда;
L − діаметр розкриву;
– радіус розкриву дзеркала;
2Ψo − кут розкриву;
f − фокусна відстань;
p=2f − фокальний параметр
− глибина дзеркала .
Між геометричними величинами параболоїда обертання існують певні співвідношення:
; (8.30)
; (8.31)
. (8.32)
Пряма, що проходить через вершину та фокус дзеркала, називається оптичною або фокальною віссю.
Якщо , то параболоїд називають мілким або довгофокусним, а якщо − глибоким або короткофокусним.
Розглянемо опромінювачі параболоїда обертання. Опромінювач є найважливішим елементом дзеркальної антени і у значній мірі визначає її параметри. Опромінювач повинен:
випромінювати сферичний або близький до сферичного (у межах кута 2Ψо) фронт хвилі, тобто опромінювач повинен мати фазовий (або умовний фазовий) центр;
мати ХС односторонню, близьку до осесиметричної. Ширина ХС має бути узгоджена з кутом розкриву дзеркала. Рівень бічних пелюсток має бути мінімальним;
мати задану поляризацію;
мати не великі розміри, щоб менше затіняти розкрив дзеркала;
пропускати задану потужність випромінювання та мати добре узгодження з фідером у заданому діапазоні частот.
На практиці використовуються такі типи опромінювачів: двовібраторний опромінювач, що живиться коаксіальним фідером або хвилеводом прямокутного перерізу; вібратор з плоским рефлектором; спіральна антена; відкритий кінець хвилеводу; рупор; двощілинний опромінювач та інші.
8.5.3. Спрямовані властивості параболоїда обертання
Спрямовані властивості параболоїда обертання залежать від АФР у його розкриві. Розглянемо, як змінюється АФР, відповідно, і основні параметри ДС параболоїда обертання для деяких типових випадків.
Випадок 1. Опромінювач розміщується у фокусі, геометричні розміри параболоїда обертання не змінюються, а змінюється тільки ширина ХС опромінювача.
Оскільки опромінювач розміщується у фокусі, то розкрив дзеркала буде синфазним і не змінним. Напрямок головного максимуму ХС співпадає з нормаллю до розкриву. Зміну ширини ДС опромінювача та обумовлену цим зміну АР, параметрів ДС дзеркальної антени показані на рис. 8.27, а, б.
З рис. 8.27 випливає, що збільшення ширини ХС опромінювача призводить до більш рівномірного амплітудного розподілу у розкриві дзеркала, а це призводить до звуження ХС та росту бічних пелюсток. Також буде зростати частка поля, яка випромнюється поза дзеркало. Аналогічні зміни відбуваються, якщо зменшувати кут розкриву дзеркала (збільшувати фокусну відстань), а ширину ХС опромінювача залишати постійною.
Випадок 2. Геометричні розміри антени та ширина ХС опромінювача не змінюються. Опромінювач зміщується вздовж фокальної осі з фокуса дзеркала. Зміни АФР та параметрів ДС дзеркальної антени пояснюється за допомогою рис. 8.28, а, б, в.
З рис. 8.28, б, в випливає, що зміщення опромінювача з фокуса вздовж фокальної осі призводить до зміни амплітудного розподілу, появи квадратичного фазового розподілу у розкриві дзеркала. Квадратичний фазовий розподіл призводить до зростання бічних пелюсток, розширення ДС антени. Якщо опромінювач наближати до дзеркала, то АР стає більш спадаючим до країв і це також призводить до розширення ДС. Це явище використовується для керування шириною ДС дзеркальної антени.
Випадок 3. Геометричні розміри антени та ширина ХС опромінювача не змінюються. Опромінювач зміщується з фокусу у фокальній площині, яка перпендикулярна фокальній осі та проходить через фокус. Зміни АФР та параметрів ДС пояснюється на рис. 8.29.
З рис. 8.29, б, в випливає, що внаслідок зміщення опромінювача із фокуса у фокальній площині амплітудний розподіл стає асиметричним і виникає фазовий розподіл близький до кубічного. ХС стає асиметричною відносно максимуму, головний максимум відхиляється у бік, що є протилежним зміщенню фазового центра опромінювача, на кут , який визначається з виразу
.
Збільшуються бічні пелюстки з боку, що збігається з напрямком відхилення головного максимуму, а з іншого боку вони зменшуються. Зміщення опромінювача із фокуса у фокальній площині використовується на практиці для сканування ХС у дзеркальних антенах.
Максимальний кут, на який можна відхилити ХС від осі дзеркала без помітних її викривлень, визначається співвідношенням [ ]
. (8.33)
Якщо, наприклад, f=0,5·L, то допустиме відхилення ХС від осі антени приблизно дорівнює подвійній ширині ХС за половиною потужності.
Наведемо основні співвідношення для визначення параметрів параболоїда обертання:
1. Коефіцієнт використання поверхні антени
, (8.34)
де ν − складова КВП, яка враховує нерівномірність амплітудного розподілу;
ηn − коефіцієнт перехвату дзеркалом енергії опромінювача.
Приблизний хід залежностей ν, ηn та їх добутку від кута розкриву дзеркала Ψо (або величини ρо/p) наведений на рис. 8.30.
З рис. 8.30 випливає, що при малих значеннях Ψо розкрив опромінюється рівномірно і використовується ефективно (значення ν близьке до одиниці), але значна доля енергії опромінювача «виливається» за межі дзеркала (значення ηп мале). Із збільшенням Ψо коефіцієнт перехвату зростає, але величина ν зменшується. При великих значеннях Ψо енергія опромінювача майже повністю перехоплюється дзеркалом (значення ηn близьке до одиниці), але на краях дзеркала ампулітуда незначна (значення ν мале). При деякому куті Ψо.опт. добуток ν∙ηn антени досягає максимуму. Оптимальний кут розкриву 2Ψо опт. відповідає спаду поля опромінювача до країв дзеркала приблизно на 9…10 дБ і для типових опромінювачів дорівнює 120…130º.
В більшості практичних випадків .
2. Для інженерних розрахунків ширини ХС параболоїда обертання з оптимальною конструкцією використовується вираз
. (8.35)
3. Рівень бічних пелюсток ХС параболоїда обертання з оптимальною конструкцією складає (−22…−24) дБ.
4. КСД розраховується за класичною формулою для апертурних антен
. (8.36)
5. Поляризація та робочий діапазон частот дзеркальної антени визначаються поляризацією та робочим діапазоном частот опромінювача.
8.5.4. Негативні ефекти в дзеркальних антенах
Реакція дзеркала на опромінювач
Опромінювач знаходиться в полі хвилі, яка відбивається від дзеркала. Тобто він частково закриває розкрив дзеркала, що змінює АФР та відповідно погіршує параметри антени. Дзеркало, в свою чергу також впливає на опромінювач. Такий вплив проявляється у тому, що частина енергії поля, яке відбивається від дзеркала потрапляє назад в опромінював. Тому, якщо без дзеркала опромінювач був узгодженим з фідером, то при наявності дзеркала у фідері виникає відбита хвиля, тобто виникає розузгодження опромінювача з фідером. Все це збільшує рівень бічного випромінювання антени та зменшує її КСД.
Для зменшення негативного впливу дзеркала на опромінювач використовується ряд способів. Найрадикальнішим є винос опромінювача із поля відбитої хвилі, якщо використовувати несиметричні вирізки із параболоїда обертання або офсетні дзеркала. Другий спосіб полягає у використанні опромінювача з коловою, поляризацією поля, яке випромінюється. Відбите від дзеркала поле має протилежну поляризацію і не приймається опромінювачем. Іноді, для зменшення реакції дзеркала на опромінювач використовують узгоджувальну пластину, яка встановлюється поблизу вершини параболоїда. Розміри та розміщення пластини підбирають так, щоб відбите нею поле компенсувало біля опромінювача поле, яке відбивається дзеркалом.
Утворення шкідливих зон
Якщо опромінювач це вібратор з рефлектором, то електричні силові лінії в розкриві параболоїда обертання розпочинаються та закінчуються у двох точках, названих полюсами. Це уявні точки перетину вісі вібратора та параболоїда обертання. Розподіл силових ліній електричного поля наведений на рис. 8.31.
У периферійних областях за полюсами основна складова електричного поля Ех направлена протилежно напрямку її в основній частині розкриву. Ці області (заштриховані на рис. 8.31) зменшують поле випромінювання антени у напрямку її осі і тому називаються шкідливими. Вони спостерігаються у глибоких дзеркалах.
Для виключення шкідливих зон глибокі параболоїди (zo>f), як правило, не використовуються, або для уникнення шкідливих зон частину дзеркала на полюсах вирізають.
Через кривизну дзеркала струми протікають по криволінійним траєкторіям і у розкриві крім поля на поляризації такій же як у опромінювача Ех (основна поляризація), виникає поле на ортогональній поляризації Еу (крос-поляризація). Поле на крос-поляризації є шкідливим. Воно мінімальне у головних площинах (складові від різних квадрантів компенсуються) і зростає при відхиленні від головних площин (див. рис. 8.31). Для зменшення крос-поляризаційної складової дзеркало не має бути глибоким.
8.5.5. Особливості конструкції та спрямованих
властивостей дводзеркальних антен
Для здійснення широкосмугового сканування ДС у дзеркальних антенах використовують дзеркала сферичної форми. У таких антенах шляхом повороту опромінювача можна відхилити максимум ДС без істотної зміни в більш широкому секторі кутів ніж при використанні параболічного дзеркала. Однак при цьому для формування ДС використовується тільки частина дзеркала, що опромінюється, тобто поверхня дзеркала використовується не ефективно. Крім того розкрив не буде синфазним і КСД буде меншим.
Для розширення можливостей із сканування ДС використовують дводзеркальні антени.
Дводзеркальна антена у найпростішому варіанті складається із опромінювача малого та великого дзеркала. Розрізняють дводзеркальні антени Кассегрена-Максутова та Грегорі.
Форму та розташування дзеркал вибирають так, щоби розкрив великого дзеркала був синфазним.
Велике дзеркало являє собою параболоїд обертання або параболічний циліндр.
У системі Коссегрена-Максутова (рис. 8.32, а) мале дзеркало гіперболічної форми встановлюється перед фокусом великого. Фазовий центр опромінювача суміщається з фокусом малого дзеркала F1, а другий фокус малого дзеркала суміщається з фокусом великого дзеркала F2.
У системі Грегорі мале дзеркало у вигляді вирізки із елепсоїда обертання встановлюється за фокусом великого. Ближній фокус малого дзеркала F2 суміщується із фокусом великого дзеркала, а в дальньому фокусі F1 розміщують фазовий центр опромінювача.
Принцип дії дводзеркальної антени полягає у такому. Мале дзеркало відбиває пучок променів, що виходять від опромінювача, на велике дзеркало. При цьому велике дзеркало опромінюється ніби то фіктивним точковим опромінювачем, що розміщений у фокусі F2. В результаті відбиття від великого дзеркала утворюється паралельний пучок променів. Тобто розкрив великого дзеркала синфазний, формується вузька ХС.
У загальному випадку мале дзеркало затіняє розкрив великого, що зменшує КВП і КСД та збільшує рівень бічних пелюсток. Для оцінки степеня затінення великого дзеркала вводять коефіцієнт відносного затінення
, (8.37)
де dо − діаметр малого дзеркала;
L − діаметр великого дзеркала.
Для реальних конструкцій σт=0,01…0,06.
У дводзеркальних антенах у випадку поля лінійної поляризації виникає можливість повного уникнення тіньового ефекту. Такий метод отримав назву поляризаційного. Поляризаційний метод уникнення затінення пояснюється на рис. 8.33.
Мале дзеркало являє собою решітку із паралельних провідних пластин, відстань між якими d<<λ. Тому воно є «непрозорим» для хвилі, у якої вектор паралельний пластинам решітки і «прозорим» для хвилі, у якої вектор перпендикулярний до них. Хвиля, що йде від опромінювача, поляризована паралельно пластинам решітки малого дзеркала, тому відбивається у бік великого дзеркала. При відбитті від великого дзеркала площина поляризації хвилі повертається на 90º.
Для забезпечення повороту площини поляризації на 90о перед великим дзеркалом на відстані встановлюється решітка із висотою . Пластини орієнтовані під кутом 45о до напрямку дротів (пластин) на малому дзеркалі (рис. 8.33).
Вектор електричного поля, що падає на решітку великого дзеркала , може бути розкладеним на дві складові − паралельну та перпендикулярну дротам решітки. Складова відбивається від решітки з поворотом фази на π за умовою збереження граничних умов. Перпендикулярна складова проникає скрізь решітку, проходить шлях λ/4 відбивається від дзеркала і повертається назад. Загальний набіг фази на шляху між дзеркалом і краєм решітки з урахуванням зміни фази на π при відбитті від дзеркала складає 2π. Тому вектор біля малого дзеркала колінеарний вектору (рис. 8.33).
Результуючий вектор виявляється перпендикулярним дротам решітки малого дзеркала і хвиля проходить безперешкодно через нього.
До основних переваг дводзеркальних антен порівняно із однодзеркальними антенами слід віднести:
1. Дводзеркальні антени мають менші повздовжні розміри порівняно з однодзеркальними, особливо системи Касегрена.
2. Розміщення опромінювача поблизу вершини великого дзеркала радикально спрощує конструкцію і призводить до істотного зменшення довжини фідерного тракту. Як відомо, фідер є вагомим джерелом шумів. Зменшення його довжини дозволяє підвищити відношення сигнал/шум.
3. Розміщення опромінювача поблизу вершини великого дзеркала призводить також до того, що опромінювач, спрямовується у верхню, малошумову напівсферу. Це зменшує шумову температуру на відміну від однодзеркальних антен, у яких опромінювач спрямовується у бік Землі.
4. У дводзеркальних антенах сканування променя можна здійснити шляхом коливання малого дзеркала, а опромінювач з фідером лишаються нерухомими, що спрощує конструкцію.
5. Можливість покращання характеристик антен шляхом відповідного підбору профілю двох дзеркал, наприклад побудова апланатичних систем, які забезпечують не викривлене сканування у широких межах.
Таким чином, перехід до багатодзеркальних систем істотно розширює можливості класу дзеркальних антен.
8.6. Дзеркальні антени з віялоподібними
характеристиками спрямованості
Формування віялоподібних характеристик спрямованості (рис. 8.34) зумовлені необхідністю зменшення часу огляду заданої зони. Віялоподібні ХС в одній головній площині мають ширину значно більшу ніж у другій.
Для формування віялоподібних ХС використовуються урізвні параболоїди обертання, параболічні циліндри, сегментно-параболічні антени. Використання того або іншого типу антени визначається величиною різниці ШДС в різних площинах.
Урізаний параболоїд обертання використовується, якщо відно-шення ШДС у головних площинах
. (8.38)
Використовуються симетричні та несиметричні вирізки овальної або прямокутної форми (рис. 8.35).
Вирізки виконують відповідно до площини, яка проходить через оптичну вісь параболоїда.
У симетричних вирізках опромінювач розміщується на осі дзеркала, тобто в області максимальної інтенсивної відбитої від дзеркала хвилі. Частина потужності останньої потрапляє назад в опромінювач, що погіршує узгодження антенно-фідерного тракту з передавальним пристроєм. Таке явище має назву реакції дзеркала на опромінювач. Окрім того, опромінювач є перешкодою на шляху відбитої хвилі, тобто затіняє частину дзеркала.
Для зменшення реакції дзеркала на опромінювач та тіньового ефекту опромінювача на дзеркало використовують несиметричні вирізки. Такі антени мають менший рівень бічних пелюсток та більш діапазонні порівняно з іншими типами однодзеркальних антен.
Для урізаного параболоїда коефіцієнт підсилення максимальний якщо однакові інтенсивності опромінювання країв дзеркала на рівні 0,25...0,333 відповідно опромінювання центра.
Часто, як опромінювач параболоїда використовують пірамідальний рупор з прямокутним розкривом, у якого форма поперечного перерізу ДС близька до еліптичної. Приблизно таку ж форму повинно мати і дзеркало. Можливості опромінювача і призводять до обмеження (8.38).
Для розрахунку ДС урізаного параболоїда у двох головних площинах можна наближено для дзеркала прямокутної форми користуватися формулами для прямокутного отвору, а для дзеркала овальної форми – формулами для параболоїда обертання.
Дзеркало у вигляді параболічного циліндра використовують у випадку необхідності отримання віялоподібної ДС із співвідношенням
, (8.39)
а також при необхідності здійснити сканування ХС в одній площині в достатньо великих межах кутів (ск=0о...25о).
Параболоциліндричні антени можуть мати форму симетричного або несиметричного параболічних циліндрів. Найчастіше використовують несиметричні дзеркала, які дозволяють виключити вплив відбитої хвилі на опромінювач та тіньовий ефект опромінювача на дзеркало.
Симетрична параболоциліндрична антена складається із дзеркала та опромінювача. Дзеркало (8.36) являє собою поверхню циліндра, утвореного переміщенням утворюючої параболи вздовж прямої, яка проходить через вершину параболи і перпендикулярна площині, і якій лежить парабола.
Опромінювач повинен створити циліндричний фронт хвилі та забезпечити рівномірне опромінювання дзеркала.
Таким вимогам задовольняють лінійні неперервні або дискретні антенні системи, які утворюють хвилю з циліндричним фронтом хвилі. Лінійний опромінювач розміщується на фокальній лінії в проміжній, яка визначається за умовою
, (8.40)
де L2 – довжина опромінювача.
Опромінювачами можуть бути лінійні антени, решітки або сегментно-параболічні антени.
Циліндричний фронт хвилі перетворюється дзеркалом у плоский. Амплітудно-фазовий розподіл у розкриві дзеркала є роздільним, тому ДС у головних площинах розраховується незалежно. Ширина ДС та КСД визначаються відомими співвідношеннями:
.
Величина залежить від АР. У площині фокальної лінії як правило амплітудній розподіл рівномірний, тому . У площині, перпендикулярній фокальній лінії АР спадає до країв на 9…10 дБ. .
Коефіцієнт використання площі розкриву параболічного циліндра може бути представленим у такому вигляді
, (8.41)
де − коефіцієнти використання довжини L1 та L2 відповідно;
− коефіцієнт перехвату потужності опромінювача.
Величини, що входять до виразу (8.41), залежать від кута розкриву дзеркала Ψ0.
Рис. 8.37. До пояснення КВП параболічного циліндра
Оптимальним кутом розкриву параболічного циліндра є кут Ψ0=140º...160º, що відповідає спаду поля по краях дзеркала до 6...8 дБ.
Симетричні параболічні циліндри використовуються лише в таких випадках, коли опромінювач має невеликі поперечні розміри та не дуже затіняє розкрив дзеркала.
На практиці частіше використовують несиметричні параболічні циліндри, які дозволяють уникнути тіньового ефекту опромінювача і впливу на опромінювач відбитої хвилі.
До основних переваг параболічного циліндра слід віднести:
можливість отримання яскраво виражених віялоподібних ДС;
можливість незалежного управління ДС у головних площинах;
можливість качання ДС у широкому секторів кутів в одній площині електричним методом;
відсутність крос-поляризації.
Недоліком є: громіздкість, велика реакція дзеркала на опромінювач.
8.7. Дзеркальні антени з косекансною ДС
Необхідність використання антен з косекансною ДС
Косекансна ДС є частковим випадком віялоподібної ДС. Антени з такою формою ДС використовуються в РЛС виявлення і цілевказівок та як антени бортових РЛС. Для перерахованих РЛС доцільно мати антену з ДС, яка забезпечує постійний рівень сигналів, що знаходяться на різних дальностях r, але однаковій висоті h (рис. 8.38, а, б).
Покажемо, що для виконання такої умови ДС повинна мати вигляд , тобто мати косекансну форму.
Дійсно, із рівняння радіолокації випливає, що потужність сигналу, яка відбивається від цілі на вході приймача буде визначатися за формулою
, (8.42)
де − константа.
Враховуючи з рис. 8.37, що , знаходимо
. (8.43)
Із виразу (8.43) випливає, що величина Рпр постійна, коли ДС антени пропорційна функції
,
де С1 – нормуючий коефіцієнт.
Така залежність амплітуди поля від кута спостереження може бути реалізованою лише в обмеженому секторі кутів від мін до макс. Величина такого сектору залежить від прийнятого методу створення косекансної ДС. Прийнявши, що , отримаємо вираз
, (8.44)
Косекансна ДС, зазвичай, необхідна у вертикальній площині. У горизонтальній площині діаграма має бути вузькою для забезпечення високої роздільної здатності за азимутом.
Методи формування косекансних ДС
У звичайному параболоїді обертання пучок променів точкового опромінювача, що розходяться, фокусується дзеркалом в паралельний пучок променів. Процес формування косекансної ДС можливо розглянути як процес розподілу відбитих променів за заданим законом. При цьому не всі промені, що виходять із розкриву антени, будуть паралельними. Причому, залежно від необхідної форми ДС щільність променів у певному секторі кутів буде різною.
Розфокусування променів в одній площині можливо виконати або зміною точкового джерела лінійною системою опромінювачів, винесених із фокуса, або зміною профілю дзеркала відповідно, на практиці використовують два методи створення косекансних ДС – метод парціальних діаграм та метод деформації профілю дзеркала.
У методі парціальних діаграм для формування косекансної ДС використовується урізаний параболоїд обертання з опромінювачами у вигляді лінійної решітки випромінювачів. Один із опромінювачів розміщується у фокусі дзеркала і забезпечує формування основної парціальної ДС, а решта зміщена із фокуса перпендикулярно вісі дзеркала. Кожний опромінювач створює свою парціальну ДС. Загальна ДС є результатом суперпозиції парціальних діаграм (рис. 8.39).
Шляхом підбору величини зміщення опромінювача від вісі дзеркала, фази їх живлення та величини потужності випромінювання кожного опромінювача отримують результуючу ДС необхідної форми.
До переваг методу парціальних діаграм слід віднести конструктивну простоту та можливість підвищення перешкодозахищеності РЛС шляхом живлення окремих випромінювачів енергією різної частоти.
Недоліком методу парціальних діаграм слід вважати помітно провали у результуючій ДС у напрямках перетину суміжних парціальних діаграм. Окрім цього, зміщення опромінювача із фокуса призводить не тільки до відхилення та розширення ДС у вертикальній площині, але й до розширення її у горизонтальній площині. Останнє погіршує роздільну здатність за азимутом по мірі збільшення кута місця цілі. При допустимому азимутальному розширенні ДС у два рази даним методом можливо отримати косекансну ДС у секторі 20º...30º. Для збільшення сектору використовують метод деформації форми дзеркала.
Метод деформації форми дзеркала полягає у тому, що профілю дзеркала типу поляризаційний циліндр у вертикальній площині надають таку форму (штрихова лінія на рис. 8.40), за якою розподіл потоку потужностей у секторі кутів близький до необхідного.
Для отримання максимального випромінювання у напрямку мін верхня частина дзеркала має більшу кривизну порівняно з нижньою частиною і відрізняється від параболічної форми.
Даний метод формування косекансної діаграми конструк-тивно реалізувати складніше, однак він дозволяє створити більш гладку ДС у секторі 30º...70º без істотного розширення ДС в азимутальній площині.
Активні ФАР
Активною антенною решіткою називають таку багатоелементу систему, у тракт кожного випромінювача якої вмикається активний елемент: підсилювач, генератор або перетворювач. Активні елементи розміщуються безпосередньо перед випромінювачем, щоби виключити необхідність використання високочастотного тракту на високому рівні потужності, що істотно зменшує високочастотні втрати.
Можуть бути приймальні, передавальні та приймально-передавальні активні антенні решітки (ААР).
Канал одного випромінювача, який складається з активних каскадів, елементів керування та самого випромінювача (або секції) називають модулем ААР.
У передавальних ААР зі зміною кількості елементів змінюються не тільки КСД антени D, але й сумарна потужність, що випромінюється. Тому вводиться параметр, який називається потенціалом ААР
.
Без урахування взаємодії між випромінювачами за умови рівних вхідних опорів випромінювачів справедливо записати
.
де N – кількість випромінювачів;
– потужність, яку випромінює модуль.
Як приклад на рис. 8.41. наведено модуль приймально-переда-вальної ААР з незалежним керуванням приймального та передавального ХС.
Приймальний та передавальний канали рознесені за частотою синхронізації на 0,125 ГГц, а з урахуванням помноження частоти на 4 на 500 МГц. Тому після перетворювача частоти буде проміжна частота 500 МГц. Фазообертачі розташовуються перед помножувачами частоти, тобто працюють на понижених частотах, а також на невеликих рівнях потужності, що спрощує конструкцію, зменшуються втрати та коштовність.
Можуть бути і інші схеми модулів.
Підставивши вирази (???) і (????) у вираз (???), отримаємо
.
Звідси випливає, що необхідний потенціал можна досягти як збільшенням потужності модуля так і збільшенням кількості модулів.
У приймальних ААР зменшують вплив шумів фідерного тракту, тому що безпосередньо перед випромінювачами вмикається активний елемент з великим коефіцієнтом підсилення потужності. Разом з тим в ААР крім внутрішніх і зовнішніх шумів (як і в звичайних ФАР) проявляються специфічні помилки, які зумовлені взаємним проходженням сигналів з одного каналу в другий по внутрішнім каналам, а також помилки, які викликаються не ідентичністю каналів.
Контрольні питання