Если у вас возникли сложности с курсовой, контрольной, дипломной, рефератом, отчетом по практике, научно-исследовательской и любой другой работой - мы готовы помочь.
Предоплата всего
Подписываем
Анализ состояния и перспектив развития средств воздушного нападения противника и способов их боевого применения показывает особую актуальность задачи совершенствования аппаратуры защиты РЛС РТВ от активных шумовых помех в интересах повышения помехозащищенности станций и обеспечения боевой работы РТВ ПВО.
В работе проводится анализ систем защиты от АШП РЛС РТВ и разработка цифрового адаптивного фильтра АШП на новой элементной базе.
Содержание
Аннотация
Введение
1. Тактическое обоснование необходимости совершенствования РЛС боевого режима, применительно к условиям современной войны
1.1 Анализ тактики по применению помех и преодолению системы ПВО
1.1.1 Анализ тактики по применению помех
1.1.2 Тактика прорыва системы ПВО
1.2 Роль и место проектируемой РЛС
Заключение по первой главе
2. Расчет РЛС боевого режима
2.1 Расчёт параметров к проектируемой РЛС
2.1.1 Выбор длины волны
2.1.2 Выбор коэффициента шума (Кш).
2.1.3 Предварительное задание L.
2.1.4 Выбор метода радиолокации
2.2 Выбор и обоснование структуры зондирующего сигнала
2.3 Выбор способа обзора пространства
2.4 Анализ потерь в системе "пространство - РЛС - оператор"
2.5 Анализ требований к основным системам РЛС
2.5.1 Анализ структуры антенно-фидерной системы (АФС) и требования к ней
2.5.2 Анализ требований к передающей системе
2.5.3 Анализ требований к приемной системе
2.5.4 Анализ требований к аппаратуре защиты от активных шумовых помех
2.5.5 Анализ требований к системе СДЦ
2.5.6 Анализ требований к средствам отображения информации
2.5.7 Структурная схема РЛС
3. Разработка устройства адаптивной фильтрации активных шумовых помех
3.1 Анализ и разработка обобщенной структурной схемы устройства адаптивной фильтрации АШП
3.2 Требования к основным параметрам цифровой системы обработки
3.3 Вывод алгоритма работы адаптивного фильтра АШП
3.4 Выбор типа комплекта элементов
3.5 Разработка алгоритма вычислений применительно к выбранному типу комплекта цифровых элементов
3.5.1 Умножение
3.5.2 Сложение и вычитание чисел обычной длины
3.5.3 Умножение на коэффициент обратной связи
3.5.4 Организация блока обработки данных
3.6 Функциональная схема микропроцессорной системы
Заключение
Список используемой литературы
В связи с расширением НАТО на восток руководство США и Северо-Атлантического союза сформировало новую военную доктрину блока. Так, ее положениями определены: вероятные противники, виды войн и конфликтов, возможные условия их возникновения, способы подготовки к ним и их ведению.
Изменение положений доктрины на виды войн с одной стороны отражают стремление американского руководства ограничить войну рамками Европейского континента и в итоге избежать ответных ядерных ударов по своей территории, с другой стороны предусматривают создание значительного неядерного потенциала, обеспечивающего достижения военно-политических целей как ограниченной, так и крупномасштабной войны без применения ядерного оружия (ЯО).
При определении роли ЯО эксперты НАТО признают, что его предназначение постепенно приобретает чисто политический характер, хотя ЯО государств - не членов НАТО, и в первую очередь России, рассматривается руководством альянса в качестве реальной угрозы безопасности его стран. Они подтверждают приверженность блока дальнейшему сокращению ядерных арсеналов, отмечая что пересмотр положений доктрины может сопровождаться призывами к странам “ядерного клуба" форсировать процесс ядерного разоружения и снижения степени боеготовности стратегических сил.
Заинтересованность НАТО в формировании безъядерного мира объясняется тем, что, по оценкам западных экспертов, в настоящее время альянс обладает такими ВС, которые способны одержать победу в возможных войнах без применения ЯО. В условиях отсутствия эффективной системы коллективной безопасности это неизбежно приведет к установлению гегемонии Северо-Атлантического союза, прежде всего США, на международной арене.
Американское руководство признает, что ВВС играют особую роль в современной войне, поскольку присущая им мобильность, маневренность, дальность действия и гибкость применения, делают их универсальным средством решения широкого круга задач в глобальном масштабе. Как показывает опыт локальных войн, в настоящее время ВВС выдвигаются на первое место в решении стратегических задач в ходе безъядерной войны. Своими силами и действиями они во многом определяют исход военных действий, как это имело место в зоне Персидского залива. Большую роль сыграли средства РЭБ, как устанавливаемые на летательные аппараты, так и наземные.
Исходя из того, что около 70% ударных сил в настоящее время - воздушно-космические, то является целесообразным в интересах национальной безопасности всемерно развивать и укреплять систему противовоздушной обороны страны, которая будет способна надежно защитить воздушные рубежи России и успешно решать другие задачи, возлагаемые на нее. Однако в настоящее время РТВ имеют на вооружении много образцов РЛС старого парка, которые к настоящему моменту морально устарели и требуют срочной замены. Существующие РЭС ПВО в большинстве своем не способные обеспечить своевременное обнаружение начала воздушного нападения при массированном применении активных помех. В связи с этим необходимо совершенствовать аппаратуру защиты от активно-шумовых помех (АШП), создавая РЛС с высокой помехозащищенностью на базе цифровых комплектов элементов, что повышает мобильность и надежность новых образцов РЛ вооружения.
Анализ последних локальных конфликтов, учений, проводимых странами - участниками блока НАТО на ЦЕ ТВД, сообщений зарубежной печати свидетельствует об исключительной роли, которая отводится радиоэлектронной борьбе (РЭБ). Считается, что она позволяет добиться решающего превосходства над противником за счет радиоэлектронного противодействия его система управления войсками и вооружению.
Такая точка зрения подтверждается таким фактом, рост ассигнований на разработку средств РЭБ практически у всех стран НАТО. Основная часть этих средств идет на создание индивидуальных систем радиоэлектронной защиты ядерных средств, группировок войск, авиации, тенденции в развитии которых наблюдаются весьма отчетливо:
. Резкое повышение мощности помех. Если еще недавно средняя мощность передатчика помех составляла 100-200 Вт, то в настоящее время 300-400 Вт, а на специальных самолетах РЭБ EF-111E с использованием станции радиопомех AN/ALQ-165 имеется возможность ставить помеху мощностью более 400 Вт;
. Увеличение с 2-4 до 15 коэффициента усиления антенны передатчика помех (а в перспективе и до 1000), причем самых важных для работы РЭС ПВО диапазонах (см, дм). В результате эквивалентная (с учетом усиления антенны) мощность передатчика помех увеличена с 0,2-0,4 кВт до 1-20 кВт, а планируется в будущем до 1000-2000 кВт;
. Применение ЭВМ для управления ресурсами мощности помех. Благодаря этому можно сосредоточить наибольшую мощность помех в направлении на важнейшие, наиболее опасные в данный момент РЭС ПВО с автоматическим слежением за перестройкой их частот;
. Расширение частотного диапазона помех: верхний предел уже приближается к 17 Гг. (в будущем и до 40 Гг.), широко используются помехи инфракрасного и оптического диапазонов, что позволяет эффективно подавлять работу инфракрасных, телевизионных, лазерных, оптико-визуальных систем, средств разведки, наблюдения, связи и управления оружием. Развитие квантовой электроники привело к созданию помех нового типа - плазменных.
. Значительное снижение массы и габаритов источников помех позволяет создать забрасываемые передатчики помех одноразового использования, ставить помехи с аэростатов, малогабаритных беспилотных самолетов, космических аппаратов РЭБ, а также применение станции помех модульной конструкции, позволяющее комплектовать станции из небольших модулей в зависимости от требуемой мощности.
Интенсивное развитие средств РЭБ авиации вероятного противника вносит новые элементы в тактику их применения:
массовое применение малогабаритных “ беспокоящего действия” ракет одноразового использования “Куэйл”;
применение передатчиков помех одноразового использования, забрасываемых с беспилотных и пилотируемых самолетов и аэростатов - постановщиков помех;
подавление важнейших РЭС ПВО с космических аппаратов РЭБ.
Таким образом, средства РЭБ самолетов ВВС США и других стран НАТО постоянно совершенствуются и обновляются. Так на бомбардировщиках В-1В в ходе модернизации планируется установить автоматическую станцию помех AN/ALQ-161 созданную в виде интегральной системы, в которой функционирование приемников радиотехнической разведки и передатчиков помех объединено на основе цифровой обработки сигналов в ЭВМ.
Создание единого комплекса приемников и передатчиков помех позволяет:
противодействовать РЛС управление оружием, обзорным РЛС, систем наведения работающим в режиме поиска, захвата и сопровождения целей;
обеспечить поиск и обнаружения сигналов в новых РЛС при одновременном продолжении постановки помех ранее обнаруженным РЛС;
управление мощностью излучения от импульса к импульсу;
использовать перепрограммируемые банки данных о целях и характеристиках сигналов подавления. В системе определяется назначение каждой РЛС, оценивается потенциальная угроза для самолета и устанавливается приоритет для подавления, причем они непрерывно изменяются по мере изменения обстановки;
применение ФАР.
Для стратегического бомбардировщика В-2А создается специальный автоматизированный комплекс радиоэлектронного подавления, включающий систему разведки, активные и пассивные средства РЭ подавления и других активных средств ПВО, сетей связи, оповещения и наведения истребителей, а так же защиты самолетов от средств поражения. Кроме того, для В-2А разрабатывается мощная станция активных помех, работающая в диапазоне от 500 - 600 Мгц до 10 Ггц (64 от диапазона), имеющая 12-15 передатчиков, 8 рупорных антенных систем, 6-9 линзовых фар.
Что касается самолетов тактической авиации, то на истребителях ВВС США сейчас находятся контейнерные пяти-диапазонные станции комбинированных помех AN/ALQ-131, которые перекрывают все диапазоны рабочих частот ЗРК и ИА и могут создавать помехи средствам связи.
Планируется перевооружить тактическую авиацию США и других стран НАТО аппаратурой РЭБ, способной с достаточной полнотой и оперативностью разведывать перспективные РЭС ПВО противоборствующей стороны и с высокой степенью надежности подавить их помехами, что в значительной степени будет способствовать достижению превосходства в воздухе. Такое совершенствование командование ВВС США предполагает провести в два этапа:
. На первом этапе завершается оснащение стоящих на вооружении самолетов объединенной системой ASPJ;
. На втором этапе завершить разработку единого комплекса INEWS, который будет устанавливаться на перспективных тактических самолетах. Эти средства РЭБ должны автоматически оценивать радиоэлектронную обстановку и определять очередность подавления средств противника, выбирать наиболее эффективные виды помех и проверять их воздействие. Такая автоматизация будет базироваться на интеграции ранее раздельно действовавших бортовых РЭС путем широкого применения для управления мини-ЭВМ.
Объединенная система ASPJ состоит из станции радиоэлектронных помех AN/ALQ-165 и подключаемых к ней обнаружительных приемников AN/ALR-67.
Рассмотрим теперь возможности коллективных средств радиоэлектронного подавления вероятного противника. В США к ним относятся самолет ЕА-6В, к которому подвешивается до 5 контейнеров со станциями шумовых помех AN/ALQ-99. В состав каждой станции входит по одному разведывательному приемнику и по два передатчика, которые работают в разных или в том же (для увеличения мощности) диапазона волн.
Для ВВС США создан специальный тактический самолет РЭБА, оборудованный комплексом, состоящим из средств помех РЛС дальнего обнаружения, наведения и целеуказания, а также управления ЗРК, ЗА. В составе комплекса десять станций шумовых и ответных радиопомех, в том числе для групповой (AN/ALQ-99) и индивидуальной (AN/ALQ-123, 137) защиты самолетов автомат ALE-40, система радиотехнической разведки ALR-62 для обнаружения сигналов РЛС, предупреждения об облучении самолета и наведения станций радиопомех, аппаратура анализа радиосигналов и управления средствами радиоэлектронных помех. Техника радиоэлектронных помех установлена в фюзеляже, что позволяет сохранить высокие летно-технические характеристики самолета, благодаря чему он может действовать не только в зонах, но и в боевых порядках ударной авиации. Аппаратура радиотехнической разведки смонтирована в контейнерах.
В комплексе радиоэлектронного подавления самолета EF-111E достигнуто:
увеличена мощность помехи до 1-2 кВт в непрерывном режиме при плотности потока мощности от 300 Вт/МГц до 10 кВт/МГц;
сокращено время распознавания сигнала РЛС;
увеличено число одновременно подавляемых РЛС (путем расширения спектра помехи и изменения вида модуляции);
увеличено число АС, обеспечивающих как непрерывное, так и ненаправленное излучение сигнала помехи при сохранении коэффициента усиления антенн от 20 до 200.
К перспективным средствам радиоэлектронного подавления ударных самолетов и специальных самолетов РЭБ США и стран НАТО предъявляются жесткие требования:
· автоматически создавать активную помеху одновременно нескольким РЛС большой мощности и подавить РЛС управления оружием без существенного влияния на собственную бортовую РЭА;
· нарушить работу линии связи РЛС с электрическим сканированием луча;
· иметь широкие диапазоны частот (2-40 000) Мгц и узкие ДН АС;
Из всего вышесказанного следует вывод: выполнение боевой задачи войск ПВО будет осуществляться в крайне сложной помеховой обстановке. Главное внимание при этом нужно уделить помехозащищенности, как индивидуальной, так и системной - важнейшим элементом устойчивости и живучести всех звеньев управления оружием и войсками.
По опыту учений и ведения боевых действий в локальных конфликтах в воздушно-наступательной операции может быть нанесено по 2-3 сосредоточенных авиационных ударов в сутки.
Оперативное построение авиации предусматривает два основных эшелона:
. Эшелон прорыва включает в себя 100-200 самолетов, из которых 60-70 тактических истребителей и штурмовиков, до 30 истребителей сопровождения и 10-12 самолетов РЭБ.
. Ударный эшелон (до 700 самолетов) может включать до 500 ударных тактических истребителей и истребителей - бомбардировщиков, 100-200 истребителей сопровождения, 50 тактических разведчиков для доразведки и выявления целей и 15-20 самолетов РЭБ.
Прорыв системы ПВО осуществляется на участке шириной 100-200 км. По плотности потока мощности общий помеховый фон в воздушной операции может составлять до десятков кВт/МГц (при среднем значении 500-600 Вт/МГц).
Рассмотрим вариант построения СВН при прорыве системы ПВО Ирака во время войны в Персидском заливе.
Группировка ВС США в зоне Персидского залива включала в себя 70% тактической авиации, 50% авианосных сил и было обеспечено различными запасами для ведения боевых действий продолжительностью до 60 суток. Так же, для выполнения боевой задачи были привлечены более 80 самолетов В-52. Основу тактической авиации многонациональных сил составили около 1000 боевых самолетов.
Авианосная группировка ВМС была представлена шестью крыльями авианосной авиации и двумя крыльями авиации морской пехоты (около 700 боевых самолетов).
Группировка разведывательной авиации МНС насчитывала более 90 самолетов - разведчиков, также были переброшены практически все специализированные самолеты РЭБ (EF-111, EA-6B), входящие в состав регулярных ВС США.
За несколько суток до начала ВНО с наземных станций и самолетов РЭБ началась интенсивная постановка помех средствам связи, разведки и управления ПВО Ирака.
Первый сосредоточенный удар был нанесен четырьмя эшелонами:
эшелон ТКР;
эшелон прорыва (подавления) системы ПВО;
и 4 - ударные эшелоны
продолжительность от 2-7 часов;
интервал между ударами от 3,5 до 13,5 часов.
Эшелону прорыва (подавления) системы ПВО командование авиационной группировки МНС придавало особое значение, так как от его действий зависело не только выполнение задачи массированного удара, но и успех ВНО в целом. В состав эшелона были включены ТА ВВС и ПА ВМС следующих типов:
· EF-111А, ЕА-6В - для радиоэлектронного подавления средств ПВО;
· ЕС-130Н - для подавления каналов связи в системах ПВО и управления авиацией;
· ударные самолеты F-117A, F-15E, F-16, F/A-18, A-6E;
· истребители расчистки воздушного пространства и прикрытия ударных групп F-15С.
План подавления иракской системы ПВО предусматривал первоочередное уничтожение ЗРК, стационарных постов дальнего радиолокационного обнаружения, ПУ и узлов связи. Эта задача ставилась новейшим ТИ F-117А, которые действовали в ночное время и наносили удары ПРР “Харм”, “Аларм”, управляемыми авиационными бомбами с лазерным наведением. В группах огневого подавления ближних средств ПВО на некоторых направлениях впервые использовались противотанковые вертолеты АН-64 “Апач”. Самолет РЭБ первыми вышли к границам Саудовской Аравии с Ираком и Кувейтом и из заранее выбранных зон приступили к РЭП средств системы ПВО Ирака. Кроме того, самолеты EF-111A, EA-6B были впервые включены в состав ударных групп и, находясь в боевых порядках, осуществляли их радиоэлектронные прикрытия. Для того, чтобы заставить включиться в работу РЛС иракской ПВО, в некоторых случаях применялись демонстративные группы самолетов А-6, А-7, F/А-18, имевшие на вооружении беспилотные летательные аппараты (AN/АДМ-141 ТАLD), которые после пуска имитировали полет групп ударных самолетов. Приводимые в действие иракские РЛС засекались и уничтожались самолетами F-4G, A-6F, F/A-18 и “Торнадо” из состава групп огневого подавления средств ПВО ракетами “Харм" и “Аларм”
Анализируя тактику прорыва системы ПВО можно сделать следующие выводы:
. Нанесение первого удара в ночное время в целях достижения тактической внезапности и снижения потерь.
. Заблаговременное сильное РЭП системы связи и РЭС ПВО Ирака.
. Использование в реальных боевых условиях малозаметных самолетов F-117A, новейших ПРР “Харм”, “Аларм”, Тессит-Рейнбоу”.
Анализ тактики по применению помех и прорыву системы ПВО выдвигает к проектируемой РЛС следующие требования:
) Проектируемая РЛС должна иметь не менее четырех дополнительных каналов, поскольку при равновероятном распределении по азимуту постановщиков помех наиболее сильное влияние будут оказывать около 40% постановщиков, остальные же будут попадать в провалы или минимумы диаграммы направленности антенны и существенного влияния на работу РЛС оказывать не будут.
) При воздействии по боковым лепесткам ДН антенны постановщиков помех с плотностью потока мощности каждого 200 Вт/МГц РЛС должна обеспечивать коэффициент сжатия зоны обнаружения не ниже 0,8.
Таким образом, структура всей системы ПВО в целом должна быть оптимальной с учетом конкретных особенностей обстановки. Энергетика наших РЛС должна превышать энергетику постановщиков помех в 100-1000 раз. Решающее значение здесь приобретает развитие теории и техники защиты от преднамеренных активных, пассивных и комбинированных помех.
Перспективным направлением работ по повышению помехозащищенности РЛС в целом является разработка адаптивных систем фильтрации помех. К ним в первую очередь следует отнести коллективные системы адаптивной защиты, основанные на одновременном использовании нескольких видов селекции, а также систем с разрешением и пеленгацией целей и носителей в главном луче.
Адаптация приема предусматривает наилучшее использование физических различий сигнала и помех (пространственных, угловых, скоростных, поляризационных и их комбинаций) для приспособления системы обработки в изменяющейся помеховой обстановке. К таким системам обработки относятся, прежде всего, автокомпенсаторы (АК).
При этом важно решить вопросы создания и широкого внедрения современной элементной базы в разрабатываемом образце вооружения, уделить внимание унификации, стандартизации и сокращению номенклатуры вооружения. Так, например, специалисты США рассматривают стандартизацию и унификацию как наиболее эффективное средство повышения мобильности и боеготовности ВС, сокращения мобилизационного периода для промышленности, экономии материальных средств. Высокая экономическая эффективность военной стандартизации в США (до 10 долларов на 1 доллар затрат) и быстрая окупаемость важнейших средств стимулирует выделение на нее значительных ассигнований.
радиолокационная радиотехнический помеха аппаратура
Основным направлением работ по стандартизации и унификации РЭА является переход на модульный принцип конструирования, установления унифицированных технологических требований, норм и методов испытаний, математического обеспечения вычислительных средств.
Особое место в дальнейшем развитии систем защиты от помех занимает широкое использование цифровой техники, имеющей огромные перспективы в своем развитии и совершенствовании.
Применение цифрового устройства значительно расширяет возможности РЛС, позволяет решать задачи обработки радиолокационной информации на качественно новом уровне.
Цифровая обработка используется для систем СДЦ автокомпенсаторов АШП и многих других. Работу в помехах, мощность которых превышает мощность внутреннего шума на 40-70 дБ, обеспечит цифровая система защиты от АШП.
Намечается переход к технике, имеющей скорость обработки информации 1010-1012 двоичных символов в секунду. Для повышения пропускной способности вычислительных средств должны использоваться цифровые ЭВМ с параллельной обработкой информации.
Таким образом, предлагаемый вариант создания новой РЛС с улучшенной помехозащищенностью на базе современной цифровой техники позволит значительно обновить парк РЛВ ПВО.
Анализ состояния и перспектив развития средств воздушно-космического нападения вероятного противника, путей улучшения помехозащищенности РЛС показал, что для эффективного выполнения боевой задачи в современных условиях ведения противовоздушного боя необходимо создание РЛС имеющей высокую степень помехозащищенности. Одним из перспективных направлений в разработке высокоэффективных систем защиты от помех является применение цифровой обработки отраженных сигналов.
Длина волны является одним из важнейших параметров РЛС, который влияет на многие другие параметры:
разрешающую способность по угловым координатам;
помехозащищенность;
затухание радиоволн в атмосфере.
С точки зрения назначения РЛС, необходимости обеспечения требуемой разрешающей способности по угловым координатам при сравнительно небольших размерах АС, длина волны должна быть в пределах Дм и См диапазонов.
Известно, что разрешающая способность по угловым координатам приближенно равна:
dq=l/lант
ли учесть, что рассматривается РЛС с малыми размерами антенны, то можно сделать следующую подстановку:
dq=d b=0,01[раз]; lант=1. 10[м]; l=db·lант=1. 10[см]
Видно, что длина волны лежит в пределах от 1 до 10 см при соответствующих размерах антенны.
Для обеспечения требуемой помехозащищенности длина волны должна быть по возможности наибольшей, если, например, рассматривать среднеквадратичный разброс доплеровских частот в спектре отраженного от ТТ сигнала, обусловленный применением взаимного положения элементарных отражателей в импульсном объеме:
sf в= 2·a·V /l
Из вышесказанного видно, что с увеличением l уменьшается значение sfв и, следовательно, повышается эффективность подавления сигналов, отраженных от ТТ. Также от l зависят такие параметры, как Кш и затухание радиоволн в атмосфере, которые при увеличении l уменьшаются.
Опираясь на данные условия, выбираем l равной 1О см.
Учитывая современное развитие техники, в качестве УВЧ выбираем транзисторный усилитель. Особенностями УВЧ данного типа являются:
возможность использования в микромодулях;
низкая стоимость;
неприхотливость к условиям эксплуатации;
достаточно высокий КУ равный 30 дБ.
При l, равной 10 см, выбранный УВЧ должен обеспечить Кш равный 3,5.
В системе “пространство-РЛС-оператор” коэффициент потерь рассчитывается по формуле:
e. = Lпер + Lприем + Lатм + Lобз, где
пер - коэффициент потерь на передачу;прием - коэффициент потерь на прием;атм - коэффициент потерь в атмосфере;обз - потери при обзоре;
При проектировании РЛС Le. принимается 20 дБ.
По методу дальномерии РЛС могут быть разделены на две большие группы;
РЛС с импульсным излучением:
РЛС с непрерывным излучением:
Явными достоинствами импульсной РЛС являются;
простота измерения дальности до цели;
использование одной антенны для излучения зондирующих сигналов и приема ответных сигналов.
К недостаткам можно отнести:
необходимость применения передатчиков большой мощности;
сложность в точном измерении Vу.
РЛС с непрерывным излучением позволяет обеспечить селекцию по скорости и однозначно определить скорость в широком диапазоне ее возможных изменений.
Выбираем импульсный метод радиолокации, так как в реализации он более прост, обладает хорошими характеристиками.
Использование широкополосных зондирующих сигналов позволяет строить РЛС с высокой разрешающей способностью вплоть до расчленения каждой цепи на элементы, причём это осуществляется без потери энергии импульса.
В связи с повышением разрешающей способности улучшается помехозащищенность от распределительных пассивных помех. Является существенным то, что при симметричном спектре импульс на выходе оптимального фильтра не модулирован по частоте, что облегчает использование обычных схем компенсации пассивных помех.
При высокой разрешающей способности устраняется пропадание сигналов за счет пунктуации отражающей поверхности точечной цепи.
Значительное расширение спектра сигнала затрудняет создание шумовых маскирующих активных помех, так как, чем шире полоса помех, тем большая средняя мощность передатчика помех нужна для получения необходимой спектральной плотности мощности.
Узкополосная маскирующая помеха не является эффективной для широкополосных систем, так как с ней легко бороться, например, путем режектирования.
Расширяя спектр зондирующих импульсов заданной длительности, можно обеспечить большую точность измерения дальности.
Таким образом, в РЛС обнаружения, наведения и целеуказания, целесообразно применять широкополосные зондирующие импульсы.
Широкополосными (сложными) сигналами называют сигналы, ширина спектра которых значительно превышает величину, обратную длительности импульса 1/tu.
Основными преимуществами их являются:
. Возможность значительного повышения энергии зондирующего импульса за счет увеличения его длительности при сохранения высокой разрешающей способности и точности измерения дальности.
. Возможность работы нескольких РЛС в одном и том же частотном диапазоне без существенного взаимного влияния.
Для расширения спектра сигнала используем частотную модуляцию высокочастотных колебаний в пределах импульса, так как с точки зрения оптимальности энергетического режима работы передатчика она является наиболее приемлемой.
В качестве зондирующих импульсов выбираем импульсы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМИ). Мгновенная частота заполнения таких сигналов изменяется по линейному закону.
Достоинство ЛЧМИ - сравнительная простота технической реализации устройств, обеспечивающих их формирование и оптимальную фильтрацию.
Недостатки:
сильная взаимная связь параметров сигнала, характеризующих дальность и доплеровский сдвиг, приводящая к неоднозначности измерения дальности при неизвестной скорости цели и наоборот;
появление дополнительных потерь за счет рассогласования частотной характеристики линейной части приемника и спектра отраженного сигнала из-за необходимости использования весовой обработки для уменьшения уровня боковых лепестков сжатого импульса до приемлемого уровня.
В РЛС обнаружения неоднозначность “дальность-скорость" проявляется следующим образом. Доплеровское смещение частоты отраженного сигнала вызывает смещение выходного импульса оптимального фильтра по времени. Так как доплеровское смещение частоты заранее неизвестно, то смещение сжатого импульса по времени приводит к так называемой скоростной ошибке определения времени запаздывания отраженного сигнала
Dt = Fдtb/Пи = 2drtb/lПи,
где Пи - ширина спектра ЛЧМИ.
Ошибка определения времени запаздывания приводит к ошибке измерения дальности DR = cDt/2 = curtu/lПи.
Из последнего соотношения видно, что при всех прочих равных условиях ошибка измерения дальности при использовании ЛЧМИ тем меньше, чем больше девиация частоты в пределах импульса.
В РЛС, предназначенных для обнаружения средств воздушного нападения, этой ошибкой в большинстве случаев можно пренебречь. Вместе с тем свойство ЛЧМИ, связанное с сильной взаимосвязью между дальностью и скоростью, может с успехом использоваться в целях упрощения технической реализации ряда устройств, например, анализаторов спектра или измерителей частоты.
В современных РЛС используются следующие виды обзора:
одновременный (число антенных лучей равно числу разрешенных объемов по углу места);
последовательный (зона обнаружения просматривается антенным лучом последовательно во времени);
смешанный (на одной угловой координате - последовательный, а на другой одновременный).
Последние два способа обзора пространства чаще всего используются при построении РЛС.
При выборе способа обзора пространства необходимо учесть такие критерии, как:
энергетический (энергия, излучаемая РЛС в зону, средняя мощность канализируемая по одному каналу);
информационный (число измеряемых координат и темп выдачи информации с них);
разрешающая способность и точность измерения угловых координат;
помехозащищенность;
степень сложности технической реализации и стоимость.
Предлагаю выбрать смешанный способ обзора пространства с одновременным обзором в угломестной плоскости и последовательным в азимутальной плоскости.
Одновременный обзор пространства в угломестной плоскости предлагаю осуществить, используя метод частотного сканирования луча по углу места. В РЛС с частотным сканированием луча по углу места применяется ЛЧМ зондирующий сигнал и антенна с углочастотной чувствительностью в угломестной плоскости. На излучение и прием используется одна антенна.
Такая антенна формирует на излучении один узкий в обеих плоскостях луч, положение которого по углу места определяется частотой подведенных к ней колебаний. Поскольку, в течение длительности импульса передатчика tи его частота изменяется от fmin до fmax, то за это время луч антенны последовательно перемещается по углу места от Emin до Emax. В результате сканирования луча цель, находящаяся под некоторым фиксированным углом места Е, облучается лишь частью зондирующего сигнала. Отраженный сигнал представляет собой “вырезку” из зондирующего сигнала. Его длительность определяемая шириной ДНА по углу места и скоростью и равна:
,
а девиация частоты равна:
.
Особенностью работы на прием антенны с частотным сканированием по сравнением с антенной с механическим сканированием является то, что она остается неподвижной в плоскости сканирования и способна принимать сигналы одновременно с любого направления на соответствующей этому направлению частоте при любом их запаздывании. Если при применении остронаправленной антенны с механическим сканированием переместить луч в новое направление (путем качания антенны) можно лишь после того как будет принят отраженный сигнал от самой удаленной цели, то в антенне с частотным сканированием передающий луч может перемещаться в новое направление не дожидается прихода эхо-сигналов с предыдущего направления. Можно быстро, в течение tи произвести сканирование передающего луча в заданном секторе Deск, а затем, в течение паузы до следующего зондирующего импульса антенна соберет эхо-сигналы со всех угломестных направлений. В этом смысле можно считать, что сканирует лишь передающий луч, а на прием антенна формирует набор неподвижных парциальных лучей, причем направлению максимума каждого луча соответствует своя частота сигнала.
Достоинством РЛС с частотным сканированием является возможность адаптации обзора в соответствии со складывающейся воздушной и помеховой обстановкой путем изменения параметров зондирующего сигнала. Так, выбором достаточно длинного сигнала с определенной средней частотой и малой девиацией частоты можно производить длительное зондирование определенных угломестных направлений, обеспечив тем самым обнаружение сигналов в шумовых помехах повышенной плотности.
Недостаток РЛС с частотным сканированием - невозможность использования перестройки частоты для защиты от прицельных помех.
Суммарные потери в РЛС вычисляются из выражения:
S = L твч пер + Lприем + L обз + L атм, где
твч пер - потери в передающем тракте РЛС;прием - потери в приемном тракте РЛС;обз - потери при обзоре пространства;атм - потери в атмосфере за счет рассеяния.
а) Потери в тракте передачи зондирующих сигналов
твч пер= Lлп + Lап + Lак + Lвращ сочл + Lант пер
лп - потери в линии передачи. Рассчитывается по длине ЛП и затухания (из справочника), длина - ориентировочно. На практике LЛП » 0,5 дБ.ап - потери в антенном переключателе, Lап = (0,7.1,5) дБ. Для ферритового АП Lап = 07 дБ;ак - потери в антенном коммутаторе, составляют около 0,5 дБ;ант пер - потери в антенне при работе на передачу, учитывает потери за пределами зеркала, потери собственно в антенне и составляет 0,5 дБ.
В итоге Lтвч пер составляет 2,5 дБ.
б) Потери в РЛС на прием.
прием = Lант + Lрф+ Lищ + Lинт + Lтвч + Lогр +Lобз; Lтвч =
=1,16 дБ
рф - потери за счет рассогласования частотной характеристики линейной части приемника;нш - потери за счет накопления шумов;инт - потери интегрирования;ант - потери в антенне;
рф = Lрф1 + Lрф2 + Lрф3
рф1 - потери за счет наличия дополнительных шумов;рф2 - потери за счет не оптимальности АЧХ;рф3 - потери за счет не оптимальности ФЧХ.
Значение Lрф составляет в среднем 3,3 дБ.
Потери за счет накопления дополнительных шумов возникают в устройствах совмещения каналов приема, в накопителе и, как правило, значения находятся в пределах 1 дБ.
Потери интегрирования составляют в сумме 1,5 дБ.
Потери за счет ограничения сигнала равны 3 дБ, если
огр/t2ш = 1;
в) потери обзора:
обз = Lуд + Lск;
уд - потери за счет не идеальности диаграмм направленности и составляют 1,6 дБ;ск - потери сканирования, обычно около 1,7 дБ.
Потери в антенне составляют 1дБ, если среднеквадратичное значение фазовой ошибки меньше 0,45 радиан.
Таким образом, проанализировав все составляющие ошибки и учитывая потери оператора, равные примерно 2,3 дБ, получим значение LS, равное 21,33.
Тип антенны - зеркальная. Антенная система имеет вид “облучатель-отражатель”.
Основная антенна имеет следующие геометрические размеры:
а) горизонтальный размер антенны определяется из соотношения:
Lк = Kк,
где l - длина волны;
b0,5р - ширина диаграммы направленности;
Кр = 70 - коэффициент, учитывающий распределение поля.
б) вертикальный размер антенны определяется:
в = Kв,
где e0,5р - ширина ДН в угломестной плоскости;
Кв - коэффициент, учитывающий распределение поля в вертикальной плоскости.
С целью снижения уровня бокового излучения при формировании диаграммы направленности по азимуту облучатель вынесен из раскрыва антенны.
В АФС так же входят антенны дополнительных каналов:
антенны для защиты АШП;
антенны для подавления боковых ответов.
Диаграммы направленности вспомогательных антенн охватывают боковые лепестки основной антенны на прием в азимутальной и угломестной плоскостях.
Известно, что для получения пространственной избирательности АК-антенны дополнительных каналов приема должны иметь различные либо амплитудные, либо фазовые характеристики. Из-за сравнительно низкой направленности этих антенн реализация амплитудных различий представляет собой достаточно сложную задачу. Проще всего реализовать отличия фазовых диаграмм. Для этого достаточно разнести фазовые центры антенн дополнительных каналов приема. Разнос фазовых центров не окажет сильного влияния на достигаемый коэффициент подавления АШП.
Радиопередающее устройство (РПУ) построено по схеме “возбудитель-усилитель мощности”. Эта схема построения РПУ обеспечивает высокую стабильность частоты и не требует создания специальной системы для подстройки частоты. Так как в данной РЛС используется ЛЧМ - сигнал, то передающее устройство и его возбудитель, в частности, реализуют активный метод формирования ЛЧМИ с повышенной стабильностью частоты.
Для вычисления средней мощности передатчика необходимо определить геометрическую площадь антенны. Для АС, в качестве зеркала которой выбран параболический цилиндр геометрическая площадь рассчитывается:
Апг = n* Lв * Lг/4 = 116,7 (м2),
где Lв, Lг - соответственно вертикальный и горизонтальный размеры антенной системы (АС).
Для расчета средней мощности передатчика уравнение радиолокации запишем в логарифмическом форме:
(PСР0ЧАПГ) дБ. Вт. м2=4 (R) дБ. км- (tз) дБ. с+ (g) дБ+ (LS) дБ+ (Кш) дБ+ (Wз экв) дБ-73дБ=62,
где R=350 км - максимальная дальность до цели;
=1 м2 - среднее значение ЭПР цели;з = 10 сек. - время однократного обзора цели;
g = 15 дБ - коэффициент различимости;S=21,33дБ - коэффициент потерь;
Кш = 3,5 - коэффициент шума;
Wз экв = 1,57 - значение телесного угла.
Переведя соответствующие величины в децибелы и, подставив их в выражения, получим результат, равный 3.5 кВт.
Для расчета длительности импульса необходимо определить максимальную длительность сжатого импульса. Она рассчитывается из условия обеспечения разрешающей способности по дальности.
tи= 2d2/с = 1,3 [мкс];
d2=200 [м].
Расчет временных параметров зондирующего сигнала будем производить из условия, что длительность сжатого импульса tи сж=1.3 [мкс].
Исходя из этого, ширина спектра равна:
Dfизл = 1/tи сж = 1.5 [Мгц].
Импульсная мощность передающего устройства, исходя из всех условий, равна 1,8 Мвт. Несущая чистота имеет значение, равное 3 Ггц.
Приемная система состоит из:
усилителя высокой частоты;
смесителя 1;
предварительного усилителя промежуточной частоты;
смесителя 2;
усилителя промежуточной частоты;
дисперсионной ультразвуковой линии задержки;
корректирующего фильтра;
детектора;
видео усилителя.
Приемная система должна обеспечить защиту от активных и пассивных помех, выделения и основного усиления полезного сигнала, определение азимута и дальности до цели. Тип приема устройства - супергетеродинный приемник с коэффициентом шума 3,5.
Динамический диапазон должен обеспечивать обработку сигнала без потерь.
Существует пять методов защиты РЛС от АШП:
метод силовой борьбы;
метод пространственной селекции;
метод поляризационной селекции;
метод частотной селекции;
метод, основанный на уменьшении уровня боковых лепестков.
В случае само прикрытия цели дальности ее обнаружения без применения аппаратуры защиты от АШП определяется
,
Для компенсации помехи, принимаемой по основному лепестку ДНА, необходимо устройство компенсации, обеспечивающее требуемый коэффициент подавления, равный 38 дБ.
Вывод: Для защиты РЛС от АШП, воздействующей с направления основного лепестка ДНА необходимо прибегнуть к поляризационной селекции в сочетании с методом силовой борьбы.
В случае внешнего прикрытия цели дальность действия РЛС в условиях АШП без аппаратуры защиты коэффициент подавления помехи должен быть равным 22 дБ при использовании пространственной селекции.
Цель должна обнаруживаться с Робн = 0,6 при РЛТ = 10-4 на расстоянии RУПП, равным 250 км:
а) на фоне дипольных отражателей при n100 = 2 пачки,В = 10 м/сек, Vr cл 1 = 1000 м/сек;
б) на фоне местных предметов в виде леса при VВ = 5 м/сек;
в) на фоне метеообразований при средней интенсивности осадков и
В = 10 м/сек.
Исходя, из требований к помехозащищенности РЛС от пассивных помех в качестве элементов системы СДЦ необходимо применить:
когерентно-импульсное устройство (КИУ), обеспечивающего когерентность импульсов в пачке и перенос их спектра в область рабочих частот режекторного фильтра (РФ).
В данной РЛС режекторный фильтр работает на видеочастоте;
РФ - для подавления сигнала пассивных помех путем режекции их спектральных составляющих. В качестве РФ выбран трехканальный цифровой череспериодный автокомпенсатор (ЧПАК).
Особенности ЧПАК являются:
достаточно высокий коэффициент подавления;
нет необходимости в применении схемы компенсации скорости ветра;
сравнительно простая техническая реализация на цифровой элементной базе.
Коэффициент улучшения рассчитывается по формуле:
где КП АЦП - предельно допустимый коэффициент улучшения при заданной разрядности АЦП. КПП = 6ЧN=42 дБ при восьмиразрядной АЦП.
КП пред предельно достижимый КПП при фиксированном FП;
КП реал - предельно достижимый КУ при влиянии i-той нестабильности аппаратуры на работу системы СДЦ.
Величина КУ пред для дипольных отражателей должна быть равна 36 дБ, для метеообразований и местных предметов 28 дБ.
Вывод: реализуемый коэффициент улучшения для трехканального ЧПАК должен быть равен 36 дБ. Для этого необходимо передающее устройство строить по схеме задающий генератор - усилитель мощности (ЗГ-УМ), потому что требуется высокая стабильность частоты, которую можно обеспечить только при кварцевой стабилизации частоты задающего генератора.
Состав радиолокационной информации (РЛИ) определяется, главным образом, требованиями потребителей информации и решаемыми ими задачами. Для обеспечения беспоискового захвата цели станциями наведения ракет в состав РЛИ должны входить данные о пространственных координатах цели. При решении задач наведения авиации необходима информация о пространственных координатах как цели, так и истребителя.
В общем случае РЛИ, кроме пространственных координат, должна содержать:
государственную и индивидуальную принадлежность;
характеристику цели (одиночная или групповая) и, по возможности, количественный состав групповой цели;
виды создаваемых помех и их интенсивность.
Количество индикаторов должно обеспечивать выдачу всех вышеперечисленных видов информации. В частности, для обеспечения боевой работы подразделения РТВ считаю необходимым применение в РЛС трех индикаторов кругового обзора (ИКО) и в комплекте иметь 5-6 выносных ИКО для обеспечения боевой работы подразделений и частей ЗРВ ПВО и АПВО.
Кроме ИКО предлагаю применить световые табло для отображения номера цели, принадлежности, азимута, дальности, высоты, курса цели, времени встречи между двумя воздушными объектами и расстояние между ними.
РЛС обеспечивает обнаружение и выдачу информации о дальности, азимуте и высоте целей, а также автоматическое обнаружение и выдачу информации об азимуте и угле места постановщиков АШП.
Выбрал смешанный обзор с одновременным обзором в угломестной плоскости и последовательным в азимутальной. Обзор пространства в угломестной плоскости за счет использования частотного качания луча.
Выбран импульсный метод радиолокации так как он является более простым в реализации и обладает хорошими характеристиками. Зная угол места цели, наклонную дальность и учитывая поправку на рефракцию, возникающую при распространении радиоволн в пространстве и поправку на кривизну земли вычисляем значение высоты цели. Значение высоты вычисляется процессором. В основу алгоритма процессор вычисления положено уравнения для определения высоты цели:
З экв= 8500 км - эквивалентный радиус Земли.
С целью снижения уровня бокового излучения при формировании ДН по азимуту облучатель вынесен из раскрыва антенны. Для каналов защиты от АШП и подавлению приема по боковым лепесткам используются дополнительные антенны. Всего используется две вспомогательных антенны для каналов защиты от АШП (АКП) и две вспомогательных антенны для подавления приема по боковым лепесткам (ПБЛ). ДН вспомогательных антенн охватывают боковые лепестки основной антенны на прием в азимут дальних и угломестных секторах.
Устройство обработки сигналов осуществляет раздельную обработку сигналов и помех в каждом из приемных каналов РЛС. Обработка производится в аналоговой и цифровой форме. Автоматическая обработка информации, обнаружение и измерение координат целей и постановщиков АШП, вычисление высоты осуществляется с помощью аппаратуры цифрового обнаружения и измерения, данные от которой поступают в спец вычислитель, который производит вычисление высоты.
Сформулированная в РЛС РЛИ поступает к потребителям через различные каналы связи: в кодограммах через АПД и в аналоговом виде по кабельным линиям связи.
Высокочастотные (ВЧ) тракты приемных каналов предназначены для передачи, усиления и преобразования сигналов высокой частоты, принятых основной системой, двумя антеннами АКП, двумя антеннами ПБЛ.
ВЧ тракт основного канала предназначен для усиления, переноса на промежуточную частоту и передачи сигналов, принятых основной антенной.
Приемный тракт основного канала состоит:
из СВЧ - выключателя;
блока преселекторов;
СВЧ - модуля.
СВЧ-выключатель, блок-преселекторов, СВЧ модуль размещены в блоке высокой частоты (БВЧ). СВЧ выключатель предназначен для защиты транзисторных усилителей приемных каналов во время прохождения зондирующего импульса на передачу, а также для отключения приемных каналов от антенной системы во время прохождения контрольного импульса и измерения коэффициента шума.
Блок селекторов предназначен для формирования рабочей полосы частот приемного канала, защиты СВЧ-модуля и внеполосных излучений. Он настроен на рабочую частоту СВЧ-тракта.
СВЧ-модуль предназначен для усиления и двукратного преобразования СВЧ сигнала в сигнал промежуточной частоты.
Состоит из:
защитного устройства;
малошумящего усилителя;
фильтра;
направленного ответвителя;
смесителя:
усилителя промежуточной частоты.
ВЧ тракты вспомогательных каналов предназначены для усиления и преобразования в промежуточную частоту сигналов, принятых антеннами АКП и ПБЛ. В ВЧ-тракты вспомогательных каналов входят:
тракта АКП;
тракта ПБЛ.
Структурная схема трактов и назначение элементов в них одинаковы и идентична приемному тракту основного канала, описанного выше.
Для борьбы с АШП, воздействующими по основному лепестку ДН используем поляризационный селектор сигналов в сочетании с методом силовой борьбы. Для функционирования поляризационного селектора дополнительно вводится канал, поляризация которого ортогональна по отношению к поляризации основного канала. При включении поляризационного селектора (КП=15 дБ) обеспечивается обнаружение АШП с NАП= 200 Вт/МГц на дальности 62 км при средней мощности передатчика 6,1 кВт.
Для борьбы с АШП, воздействующими по боковым лепесткам ДН основной антенны, в РЛС применен метод пространственной селекции сигналов. Защита осуществляется в каждом приемном канале с применением корреляционных АК АШП. В РЛС используется четырехканальный АК АШП, что расширяет возможности при работе в сложной помеховой обстановке. Использование четырехканального АК требует применения двух вспомогательных антенн АКП1, АКП2. ДН антенн перекрывают боковые лепестки ДН основной антенны.
Защита от ПП осуществляется с помощью череспериодного автокомпенсатора с обеспечением коэффициента улучшения сигналов, отраженных от дипольных отражений 36 дБ, отраженных от метеообразований и местных предметов 42 дБ.
Аппаратура защиты от импульсных помех (ИП) обеспечивает подавление несинхронных, ответно-импульсных и частотно-модулированных помех.
Аппаратура подавления боковых лепестков обрабатывает сигналы, поступающие с блока защиты от ПП и четырех вспомогательных каналов. Если амплитуда сигнала во вспомогательных каналах больше амплитуды сигнала в основном канале, то вырабатывается “бланк ПБЛ”. Он поступает на блок нормирования и обнаружения для бланкирования сигналов в основном канале. Если амплитуда сигналов во вспомогательных каналах меньше амплитуды сигнала в основном канале, то “бланк ПБЛ" не вырабатывается.
Пеленгационный канал предназначен для обнаружения и определения азимутов и углов места постановщиков АШП, излучающих в диапазоне рабочих частот.
В основу принципа работы пеленгационного канала положены методы:
) измерение азимута постановщиков АШП осуществляется по методу амплитудного максимума ДН в азимутальной плоскости с накоплением и обработкой азимутальной пачки сигналов в цифровом виде;
) измерение угла места осуществляется методом вычитания “центра тяжести" пачки в приемных каналах;
) для защиты от приема излучения по боковым лепесткам ДН применяется метод деления сигнала с приемной антенны основного канала на сигнал вспомогательного канала.
Для получения информации о местоположении источников АШП в РЛС используется два канала: основной и канал СУЛП. Основной пеленгационный канал формируется приемо-передающей антенной основного канала. Сигналы с антенны через высокочастотные тракты поступают на канальные СВЧ-переключатели, которые в каждом периоде зондирования осуществляют поочередное подключение приемных каналов к основному пеленгационному каналу.
Сигналы системы устранения ложных пеленгов (СУЛП) формируются антеннами ПБЛ и АКП. Сигналы от них поступают на высокочастотный коммутатор, который осуществляет в каждом периоде зондирования поочередное подключение приемных каналов, трех каналов ПБЛ и двух каналов АКП к каналу СУЛП. Сигналы основного пеленгационного канала и канала СУЛП поступают в блок обработки сигналов пеленгационного канала.
В нем осуществляется:
вычисление максимальной мощности помехового сигнала в основных пеленгационных каналах;
вычисление максимальной мощности помехового сигнала во всех приемных каналах ПБЛ1; ПБЛ2; ПБЛ3; АКП1; АКП2;
вычисление азимута постановщика АШП по алгоритму;
) если максимальная амплитуда сигнала основного пеленгационного канала больше максимальной амплитуды сигнала канала СУЛП, что свидетельствует о том, что прием сигнала идет по основному лепестку ДН основной антенны, то происходит вычисление азимута постановщика АШП;
) если максимальная амплитуда сигнала канала СУЛП больше амплитуды сигнала основного пеленгационного канала, что свидетельствует о том, что прием происходит по боковым лепесткам ДН основной антенны, то вычисления азимута постановщика АШП не происходит.
Вычисленные значения азимута и угла места поступают на блок обнаружения и измерения координат.
Многоканальная адаптивная система, которая синтезируется по критерию минимизации отношения сигнал/помеха, сводится к оптимальному решению:
опт=R-1ЧГ,
где W - вектор весовых коэффициентов;- корреляционная матрица входных сигналов;
Г - весовой вектор полезного сигнала.
Таким образом, алгоритм обработки входных сигналов сводится к вычислению величины:
= (R-1ЧГ; V),
где V-вектор-столбец входных сигналов.
Прямой путь реализации алгоритма сводится к параллельному весовому суммированию (алгоритм параллельной обработки сигналов (ПОС)). Адаптация такой системы к параметрам помехи может осуществляться, например, градиентным методом с помощью корреляционных обратных связей. Однако аппаратурная реализация таких систем сопряжена со значительными сложностями, обусловленными, в первую очередь, много связностью системы. Реализация же системы ПОС, обеспечивающей прямое обращение корреляционной матрицы R в реальном масштабе времени, требует применения сложных, дорогостоящих вычислительных систем.
Другой способ определения оптимального коэффициента передачи заключается в применении алгоритма параллельно-последовательной обработки входных сигналов (ППОС). Алгоритм ППОС, по сравнению с алгоритмом ПОС обладает следующими преимуществами:
большей динамической устойчивостью за счет исключения много связности системы;
высоким быстродействием;
простотой технической реализации;
более высокой устойчивостью к внутрисистемным ошибкам.
Особенностью данной системы является то, что ширина спектра сигнала компенсационных каналов равна Df зондирующего сигнала. Однако такой вариант неработоспособен, так как:
) идентичность основных и дополнительных каналов приема должна быть как можно более высокой, а в данной схеме частотные и фазовые характеристики каналов будут сильно отличаться из-за того, что в дополнительных каналах не осуществляется расфильтровка на частотные подканалы. Различия ЧХ и ФХ каналов будут оказывать сильное влияние на достижимый коэффициент подавления;
) в дополнительных каналах период дискретизации должен быть равен 1/12,5 Мгц, что недостижимо для современного уровня развития цифровой техники;
) наличие различных периодов дискретизации ведет к полной неработоспособности ячейки автокомпенсатора и, вследствие этого, всей системы в целом.
В этом случае система свободно от вышеуказанных недостатков не требует больших аппаратурных затрат. В качестве ячейки данной системы может быть использован обычный одноканальный автокомпенсатор, поэтому в дальнейшем будем рассматривать только его структуру, так как коэффициент подавления всей системы зависит от коэффициента подавления ее ячейки.
Для компенсации АШП в основном канале необходимо, чтобы вектор помехи во вспомогательном канале был равен по амплитуде и противоположен по фазе вектору помехи в основном канале, то есть:
Uе = U0 + К. Uпом,
где К - комплексный коэффициент передачи вспомогательного канала, который вычисляется:
,
где V - крутизна регулировочной характеристики.
Устройство, реализующее данный алгоритм, приведено на рис.1.
При достаточно большой V схема АК обеспечивает устойчивый режим установки коэффициента передачи, близкого к оптимальному и, следовательно, осуществляет минимизацию мощности помехи на выходе устройства.
Схема отличается:
простотой технической реализации;
присутствием корреляционной обратной связи (ОС), при которой схема устраняет ошибки возникающие при вычислении КП.
Так как эффективность подавления помехи полностью зависит от эффективности работы ячейки, которой является одноканальный АК, то в дальнейшем будем рассматривать только работу ячейки и все вопросы, связанные с ее функционированием.
Для обеспечения работы цифровых элементов необходимо преобразование аналогового сигнала в цифровой сигнал. Это осуществляется путем дискретизации сигнала по времени и квантования по уровню.
Дискретизация аналогового сигнала заключается в измерении (отсчете) его значений в дискретные моменты времени, отстоящие друг от друга на интервал Тд, называемый периодом дискретизации.
Квантование - преобразование аналоговых значений амплитуды дискретных сигналов в цифровую форму.
Наиболее распространенной формой дискретизации является равномерная, в основе которой лежит теорема Котельникова:
, (3.2.1)
где fмах - максимальная частота спектра входного сигнала. При fпр = 30 МГц
и Пи = 0,5 Мгц период дискретизации равен:
Такое требование неприменимо для существующих АЦП, поэтому переходят к обработки на видеочастоте, для которой Тд равен 2 мкс. Поскольку требования к вероятности обнаружения, разрешающей способности и точности измерения дальности находятся в противоречии с требованиями к объему аппаратуры, то компромиссным решением будет значение Тд, примерно равное, но несколько меньше длительности сжатого импульса, то есть 2 мкс.
Для предотвращения ограничения сигнала в АЦП необходимо выбирать разрядность АЦП в соответствии с уровнем входного сигнала. Поскольку максимально возможные значение сигнала на входе канала ЦАФ априорно известно, то выбор разрядности АЦП в общем случае затруднен, а применение АЦП с большей разрядностью (N>8) влечет за собой не всегда оправданные увеличение объема и стоимости аппаратуры. Наиболее простым способом борьбы с ограничением сигнала в АЦП является либо стабилизация уровня шумов на его входе, либо увеличение шага квантования. Однако при большом шаге квантования возможны потери полезного сигнала, даже если он действует на фоне слабой помехи. Следовательно, для успешного решения задачи предотвращения ограничения с максимально возможным сохранением полезной информации необходимо величину шага квантования выбирать адаптивно, т.е. в зависимости от мощности входного помехового сигнала.
Для N-разрядного АЦП величина шага квантования устанавливается посредством соответствующего выбора опорного напряжения. Ограничение входного сигнала при этом будет иметь место, когда:
зUвх з>h.2N-1 (3.2.2)
Следовательно, для исключения ограничения необходимо величину опорного напряжения выбирать равной максимальному значению помехового сигнала на входе АЦП. При нормальном законе распределение плотности вероятности помехового сигнала его максимальное значение на входе АЦП может быть определено следующим образом:
мах = g*Чsш, (3.2.3)
g* - коэффициент пропорциональности.
С учетом выражений (3.2.2) и (3.2.3) шаг квантования необходимо выбирать:
h = g*Чsш/2N-1
Для адаптивной антенной решетки со слабонаправленными элементами оценку СКО входного сигнала достаточно проводить в одном из каналов и использовать ее для установки опорного напряжения АЦП во всех приемных каналах.
Оценка СКО входного сигнала может быть осуществлена с помощью амплитудного детектора и интегрирующего фильтра:
, где
ад - напряжение на выходе АД.
Оптимальное значение g* находится в пределах от 2,5 до 3. Тогда принимая g* равную 3, максимальное значение дисперсии помехи на входе АЦП, при котором не возникает ограничения, равна:
Следовательно, при использовании N-разрядного АЦП, достижимое значение коэффициента подавления помех в ЦАФ определяется выражением:
.
Если требуемое значение Кп известно, то выбор разрядности АЦП должен производиться:
.
Вывод: Таким образом, для адаптивного шага квантования восьмиразрядный АЦП является оптимальным (восьмой разряд - знаковый).
Как было сказано ранее, эффективность работы многоканального адаптивного фильтра полностью определяется выбранной структурой построения и эффективностью работы одноканального АК. Для него справедливы следующие расчетные соотношения:
выхЅ=U0Ѕ+K. UвЅ-K. Uв^;вых=ЅU0^+K. Uв^-K. UвЅ,
где Uвых Ѕи Uвых^-прямая и ортогональная составляющие входного сигнала (основной канал);в| и Uв^ - прямая и ортогональная составляющие входного сигнала вспомогательного канала;
К| и К^ - составляющие адаптивно настраиваемых коэффициентов передачи вспомогательных каналов.
Эти коэффициенты и с ОС могут вычисляться обычным способом:
К|п = К|п-1 ґ a(Uвых| ґ Uo| + Uвых^ ґ Uп|);
К^п = К^п-1 ґ a(Uвых^ґ Uв| + Uвых| ґ Uв^),
где a - параметр ОС.
Такой вариант вычисления Кп - классический.
Вычисления К| и К^ требует определенных аппаратурных или программных затрат, что приводит к применению методов более простого (в ущерб точности) оценивания корреляционной связи сигнала. Решение задачи оценивания коэффициента корреляции сигналов на входе АК может быть получено за счет использования релейных или знаковых корреляторов.
Использование подобных корреляторов в обычном виде справедливо лишь для случая воздействия центрированной помехи с нормальным законом распределения. При воздействии помехи с другим законом распределения для использования в АК функции корреляции необходимо использование вспомогательных опорных сигналов.
Релейной функцией корреляции называется функция вида:
, где
- число выборок усреднения.
y =
Доказано, что для центрированного нормального случайного процесса:
rxy (T) = xy (t), где
rxy (T) - коэффициент корреляции, оцененный обычным способом;
xy (t) - релейный коэффициент корреляции;
Исходя из этого, могут быть рассмотрены следующие варианты одноканального классического АК с релейным коррелятором.
К|п = К|п-1 ґ a(Uвых| ґsgnUo| + Uвых^ ґsgnUп|);
К^п = К^п-1 ґ a(Uвых^ ґsgnUв| + Uвых| ґ sgnUв^).
Корреляционной функцией типа “знак-знак” или знаковой функцией называется функция вида:
;
Данная функция может быть выражена через вероятности совпадения знаков входных сигналов:
Rзн xy (t) = 4p - 1;
где р - вероятность совпадения знаков “-" и “+” входных сигналов.
Соотношение, связывающее знаковую и обычную корреляционные функции, имеет вид:
rxy (t) = sin[p/2ґRзн xy (t) ];
Аппаратурная реализация этого выражения влечет за собой значительные затраты, поэтому, считая функции sin (x) монотонно связанными, будем использовать вместо sin (x) значение Rзн xy (t). Потери, которые возникают при этом, оцениваются путем статистического моделирования. Учитывая вышеизложенное рассмотрим реализацию классического АК со знаковым коррелятором:
К|п = К|п-1 ґ a(sgnUвых| ґsgnUo| + sgnUвых^ ґsgnUп|);
К^п = К^п-1 ґ a(sgnUвых^ ґsgnUв| + sgnUвых| ґ sgnUв^).
В настоящее время существует множество микропроцессорных БИС различного назначения. Очевидно, что применительно к задаче обработки сигналов в реальном масштабе времени основным критерием выбора типа МПК является критерий получения максимального быстродействия.
Применительно к МПК понятие быстродействия относительно. Здесь следует учитывать соотношение характера выполнения операций и архитектурных особенностей МПК, поэтому о быстродействии МПК можно судить на основании конкретно решаемой задачи. Тактовая частота служит лишь для грубой оценки быстродействия. Проанализируем характер выполняемых операций и предъявим требования к архитектурным особенностям МПК.
В нашем случае процесс вычисления включает в себя 8 операций умножения и 8 арифметических операций. Непосредственное использование МПК для этой цели приводит к недопустимо большим затратам времени. Так, например, для реализации умножения двух 8-разрядных чисел на микропроцессоре К580 потребуется около 60 команд. В настоящее время промышленностью выпускаются БИС, выполняющие прежде всего одну функцию умножения. Время выполнения операции умножения в таких БИС составляет 100-130мс. Необходимость применения таких умножителей в нашей разработке очевидна.
Как будет указано ниже, для реализации алгоритма АК МПК должен иметь возможность фиксации места МПС в системе. В противном случае либо уменьшается быстродействие, либо увеличивается объем аппаратуры за счет использования внешних логических схем из-за необходимости обработки знакового разряда. Для обеспечения гибкости всей системы, широких возможностей обмена информацией, МПК должен обладать увеличенными возможностями входных и выходных шин.
Существенную роль при выборе МПК играет технология изготовления БИС. Многие ИС, изготовленные по различным технологиям для совместного использования с другими ИС требуют наличия устройств согласования, в результате чего увеличивается объем аппаратуры и уменьшается быстродействие.
Наиболее полно удовлетворяет перечисленным требованиям МПК 1804 - микропроцессор с разрядно-модульной организацией. Он обладает необходимым быстродействием (тактовая частота равна 12 Мгц). В набор команд входят такие операции как преобразование прямой, код - дополнительный, нормализация чисел как двойной, так и обычной длины. Имеется возможность наращивать разрядность всей системы. Технология изготовления 1804-ТТЛШ, что позволяет использовать схемы без согласования быстродействующий умножитель 1802 ВР3, выполненный по той же технологии, и ИС, изготовленные по ТТЛ и КМОП - технологиям.
Серия 1804 достаточно развита, включает в себя микропроцессорные секции (МПС), блок микропрограммного управления (БМУ), схему управления сигналами состояний (СУСС), схему ускоренного переноса (СУП) и другие БИС, позволяющие создать спецвычислитель с большими возможностями. МПК 1804 имеет высокую надежность, широкий диапазон рабочих температур, повышенную радиационную стойкость.
В соответствии с алгоритмом АК с обычным коррелятором, а также учитывая особенности выполнения операций над числами со знаком, необходимо произвести следующие операции:
умножение;
сложение и вычитание чисел обычной длины;
умножение на коэффициент обратной связи.
Выполнить операцию умножения можно двумя способами:
) Аппаратный способ. Этот способ основывается на применении специальных БИС - быстродействующих N - разрядных умножителей с временем умножения 130-200нс.
Достоинство: малое время выполнения операции;
Недостаток: требует дополнительных аппаратурных затрат.
) Программный способ. Основывается на выполнении вычислений в микропроцессоре с помощью программных средств.
Достоинство: не требует дополнительных аппаратных средств;
Недостаток: низкое быстродействие.
Так как нам необходимо высокое быстродействие, то выбираем первый способ. В качестве умножителя 8 x 8 разрядов будем использовать быстродействующий умножитель 1802ВР3.
Особенности данной микросхемы:
) малое время умножения (140нс);
) имеется встроенная функция округления до 8 разрядов.
Выполнение данных операций при применении микропроцессорных секций 1804ВС2 не представляется трудным, поскольку данные функции имеются в перечне операций, выполняемых АЛУ данных БИС.
Особенности данной операции:
Поскольку необходимо производить операции со знаком, то при разработке схемы возникают трудности с обработкой знакового разряда. Для их преодоления необходимо использовать возможность фиксации местоположения каждой БИС в системе (старшая, средняя, младшая).
При установке МПС в качестве старшей, старший разряд воспринимается в ней как знаковый и вычисление производится с учетом этого разряда.
Как известно, для того, чтобы система обладала динамической устойчивостью, коэффициент должен быть:
a=
Поскольку разрядность входных сигналов (N-1) =7, то 2Рвх в цифровом виде эквивалентно22N. Для реализации данного действия необходимо число поделить на 214 или сдвинуть на 14 разрядов в сторону младших разрядов. Так как это неприемлемо для системы, работающей в реальном масштабе времени (время обработки ограничено), выбираем следующий алгоритм:
) при выполнении операции умножения K| ЧUв|, результат умножения двух 7-разрядных чисел - 14-разрядное число, но мы округлим его до 7-разрядного, отбрасывая 7 младших разрядов.
) При выполнении умножения на следующем шаге алгоритма, например Uвых |ЧUв|, мы опять округляем полученное число до старших 7 разрядов. Но здесь возникают особенности. Если первое округление не сильно сказывается на результате, то любая, а тем более ограничение наглядности при вычислении коэффициента передачи Кп будет оказывать сильное влияние на время сходимости АК. Особенно это будет заметно, когда результат умножения при вычислении Кп меньше единицы 8-го разряда. При этом в результате округления значение Кп будет равно 0, соответственно АК сходится не будет. Но при применении АЦП с адаптивным шагом квантования шаг квантования постоянно меняется в соответствии с уровнем помехового сигнала, то есть разрядная сетка постоянно заполнена, но ее переполнения не наступает. Таким образом, применение АЦП с адаптивным шагом квантования дает возможность выполнить округление оба раза без существенного ухудшения параметров АК. Рис.
Предварительные замечания по организации блока обработки данных были сделаны ранее. Рассмотрим этот вопрос более детально. Микропроцессорная секция 1804 ВС2 предназначена для выполнения операций сложения (вычитания). Умножитель 1802 ВР3 выполняет операции умножения. Прочие элементы необходимы для организации ввода-вывода данных. Рассмотрим элементы, входящие в блок.
Микропроцессорная секция.
МПС 1804 ВС2 - модифицированный вариант 1804 ВС1. В отличие от предыдущей модификации она имеет расширенный набор команд, в том числе специальные операции, большие возможности по обмену данными, возможность фиксации МПС в МП системе.
Секция 1804 ВС2 содержит 16 внутренних регистров с двухступенчатой системой выборки. Имеется возможность расширить их число путем подключения внешнего блока двух пороговой регистровой памяти. Секция имеет 3 шины данных, две из которых (ДВ и U) - двунаправленные. См. Рис.
Быстродействующая АЛУ обеспечивает вычисление 7 арифметических и 9 логических операций, которые передаются разрядами I1. In. АЛУ выполняет специальные команды. Наличие на выходе АЛУ сдвигателя позволяет передать результат без сдвига или со сдвигом вправо или влево на 1 разряд. При этом обеспечивается логический или арифметический сдвиг. Поскольку при логическом сдвиге сдвигаются все разряды, а при арифметическом все, кроме старшего разряда старшей микросхемы, необходимо заранее программировать местоположение МПС в системе. При подаче соответствующего кода на входы LSS и W/MSS задается положение данной секции. При выполнении 16 базовых функций АЛУ операция сдвига задается разрядами микрокоманды I5. I8.
В состав МПС входит также блок регистра Q, состоящий из самого регистра Q и сдвигателя регистра Q. Сдвигатель выполняет логический сдвиг содержимого регистра (Рг) Q на 1 разряд влево или вправо или выдает информацию без сдвига с выхода АЛУ или с выхода Рг Q не сдвинутой. Сдвигатель позволяет производить сдвиг чисел двойной длины.
Умножитель.
Умножитель 8р х 8р =16р представляет собой комбинационное устройство для перемножения 8-разрядных операндов. Каждый из операндов может быть или кодом или числом со знаком. В последнем случае такой операнд представляется дополнительным кодом. На выходе умножителя вырабатывается произведение двойной длины - 16 разрядов, которое может быть округлено до 8 разрядов. Наличие в регистрах сомножителей произведения и управление “прозрачностью” последнего позволяют более гибко использовать умножители в конвейерной системе. Применение на выходе умножителя буферной схемы позволяет объединить выходы нескольких микросхем. Рис.
Организация обмена в блоке обмена данных (БОД).
Большое влияние на быстродействие всей системы оказывает организация обмена между элементами БОД. Организация обмена определяется, прежде всего особенностями МПС.
МПС 1804ВС2 имеет одну входную шину А и двунаправленные шины В и Y. Для ввода информации в АЛУ более удобно использовать шины А и В, для вывода-Y. Для ввода информации в блок внутренней памяти (БВП) удобна шина Y, для вывода из БВП - шина В.
Таким образом, входные величины следует подавать на шины А иВ, снимать с В и Y. Все элементы при работе на общую шину должны иметь высокое выходное сопротивление, в противном случае в точке объединения создается логическая неопределенность. Кроме того, возможен выход микросхемы из строя из-за длительного протекания сквозных токов. Высоким выходным сопротивлением обладают элементы, содержащие на выходе мощные вентили с тремя состояниями, способные работать на большую емкостную нагрузку. Такие вентили, кроме состояний “0” и “1”, имеют третье состояние, в котором схема характеризуется выходным сопротивлением. Таким образом, возникает необходимость в применении входных и выходных регистров с третьим состоянием при работе на общую шину совместно с элементами, имеющими высокое выходное сопротивление.
Алгоритм вычислений для выбранного комплекта цифровых элементов.
Нами предагается устройство цифрового коррелятора работающего согласно алгоритму №I. На вход цифрового коррелятора поступают сигналы от основной Uo (t) и дополнительных U1 (t) антенн.
Поступающие сигналы Uo (t) и U1 (t) поступают на АЦП, для преобразования в цифровую форму. Сигнал U1 в цифровом виде поступает на перемножитель выходного сигнала с U1. Затем этот сигнал поступает на сумматор (интегратор в цифровой форме). После проведения операции интегрирования сигнал поступает на перемножитель U0 с (Uвых Ч U1). Затем этот сигнал поступает на сумматор, где суммируется с U0.
Функциональная схема показана на рис. Кроме перечисленных выше основных элементов в состав схемы входят следующие дополнительные элементы:
Рг1 - Рг4 - регистры ввода информации в систему;
Рг5 - Рг6 - регистры хранения значения КП;
Рг7 - Рг8 - регистры ввода результатов вычисления.
Работа всей системы синхронизируется ТТИ.
Алгоритмом работы данной микропроцессорной системы выбираю алгоритм АК с обычным коррелятором (рис.)
Оценка быстродействия и вычисление времени выполнения данного алгоритма.
Для оценки быстродействия всей МПС необходимо определить время выполнения микрокоманды для БМУ и БОД.
. Для получения максимального быстродействия блока БМУ необходимо располагать в ПЗУ команды с возрастающим адресом. При таком расположении микрокоманд вычисление адреса следующей микрокоманды блоком БМУ (операция СОNТ) займет наименьшее время. В соответствии с данным вариантом структурной схемы, БМУ будет выполнять следующие микрокоманды:
микрокоманда СОNТ - переход по адресу следующей в памяти микрокоманды;
микрокоманда СУР - переход по адресу, выбираемому из регистра микрокоманд.
Рассмотрим быстродействие выполнения каждой микрокоманды:
СОNТ - выполнение микроинструкции разбивается на 2 этапа:
время выбора из РгМК микроинструкции - 10 нс;
время вычисления адреса следующей микрокоманды - 50 нс.
Таким образом, получили время выполнения блоком БМУ микроинструкции СОNТ - 60 мс.
Время выполнения микроинструкции СУР разбивается на 3 этапа:
время выборки из регистра микрокоманд (РгМК) микроинструкции - 10 нс.
время распространения сигнала разрешения записи РЕ адрес перехода - 50 нс.
время распространения сигнала адреса ветвления от входа к выходу - 20 нс.
В результате получим время выполнения микроинструкции СУР БМУ равно 80 нс.
. Для оценки быстродействия БОД необходимо знать время выполнения каждой микрокоманды. Но поскольку такой необходимости нет, ограничимся типовыми микрокомандами:
А) запись во внутренние регистры блока РОН МП секций данных из входной шины А;
В) выполнение арифметических операций над операндами, записанными в блоке РОН МП секций и запись результата туда же. Время выполнения микрокоманды А разбивается на 2 временных участка:
время выборки из РгМК микрокоманды
время записи операнда в блок РОН - 70 нс.
В результате получим время выполнения микрокоманды А - 80 нс.
Время выполнения микрокоманды В разбивается на 3 этапа:
время выборки микрокоманды В из РгМК - 10 нс;
время распространения сигналов из блока РОН на выход Y для арифметических операций - 100 нс;
время установления сигнала на выходе Y - 20 нс.
Результирующее время выполнения микрокоманды В - 130 нс.
Для определения тактовой частоты необходимо выбрать микрокоманду, время выполнения которой наибольшее и, исходя из этого, выбирать тактовую частоту. Поскольку микрокоманды А и В имеют наибольшее время выполнения, то выбираем период тактовой частоты, соответствующей микрокоманды осуществляется методом двойного опережения. использование которого дает возможность сократить время выполнения микрокоманды до времени выполнения микрокоманды блоком БОД.
Для эффективного противодействия противнику необходимо, чтобы наши средства обнаружения имели возможность измерения 3-х координат цели, обладали большой дальностью обнаружения, высокими разрешающими способностями и точностными характеристиками, высокой помехозащищенностью. Целью дипломной работы являлся анализ основных параметров РЛС боевого режима, удовлетворяющий этим требованиям, и разработка устройства защиты от АШП. В результате выполнения дипломной работы получены следующие результаты:
) произведено тактико-техническое обоснование и расчет основных параметров РЛС боевого режима;
) сделан вывод о целесообразности применения цифровой обработки сигнала, позволяющей достичь целого ряда преимуществ, в том числе обеспечение высокой точности измерения координат, высокой помехозащищенности от различных помех и уменьшение объема аппаратуры;
) разработана система защиты от АШП, выполненная по схеме параллельно-последовательной обработке сигналов;
) разработана функциональная схема устройства защиты от активно-шумовых помех (АШП).
1. Вестник ПВО, 1988, № 6.
2. Вестник ПВО, 1989, № 11.
. Основы построения РЛС РТВ. Часть 1. Уч. пособие - КВИРТУ, 1981.
. А.И. Палий. Радиоэлектронная борьба. - М.: Воениздат, 1989.
. Основы построения РЛС РТВ. Часть 2. Уч. пособие - КВИРТУ. 1981.
. Основы построения РЛС РТВ. Уч. пособие - КВИРТУ, 1987.
. Справочник по радиолокации /Под ред. Сколника. Т.4. - М.: “Мир”, 1983.
. Ширман. Разрешение и сжатие сигналов. - М.: Сов. радио, 1974.
. Микропроцессорные комплекты интегральных схем. Состав и структура.
. Справочник /В.С. Борисов, А.А. Васильков и др. Под ред. Шахнова - М.: Радио и связь, 1982.
. Березенко А.И., Корягин Л.Н. и др. Микропроцессорные комплекты лавинного быстродействия. - М.: Радио и связь, 1981.
. Микропроцессоры. Ч.1. Архитектура и проектирование микро-ЭВМ.
. Организация вычислительных процессов. / под ред.А.Н. Прескухина - М.: Высшая школа, 1986.
. Справочник по устройствам цифровой обработки /под ред. В.Н. Яковлева. - Киев: Техника, 1988.